JPH0542162B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ，ラジオ，ステレオチユーナお
よびパーソナル無線の送信機や受信機、その他通
信機全般に用いることができる同調発振装置に関
するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通
信電波が増加しており、受信機の局部発振部とし
て希望する信号を発振する同調発振装置の性能に
おいては高い同調精度，安定性および信頼性が必
要とされている。一方、同調発振装置を設置する
それら受信機，送信機および通信機の製造コスト
の低減も大きな課題であり、特に合理化が困難な
高周波部の同調発振装置における構成部品につい
て抜本的な新技術の開発が特に必要とされてい
る。

以下図面を参照しながら従来の発振装置につい
て説明する。

第１図は従来における発振装置の回路構成図で
ある。１は帰還増幅器であり、その入力端子もし
くは出力端子２は同調器３に接続されていた。同
調器３において４は同調コイル、５はトリマキヤ
パシタ、６は電圧可変キヤパシタンスダイオード
である。電圧可変キヤパシタンスダイオード６に
は交流信号阻止用の抵抗７を介して直流電源８の
電圧がポテンシオメータ９によつて可変分圧され
て供給されていた。そして、ポテンシオメータ９
における分圧比を変化することによつて、電圧可
変キヤパシタンスダイオード６の制御電圧を変化
させ、同調器３における同調周波数を可変制御し
ていた。

更に、第２図は第１図における同調器３を構成
する従来の部品構成図である。１０は同調コイ
ル、１１はトリマキヤパシタ、１２は電圧可変キ
ヤパシタンスダイオードであり、それぞれは回路
導体１３および１４それぞれによつて接続されて
いた。

しかしながら、上記のような構成においては インダクタ部品およびキヤパシタ部品は他の
高周波部品と比較してサイズが大きく、特に高
さ寸法の高いことが発振装置を設置した機器の
小型化と薄型化を阻害している。

インダクタ部品は機械的振動によつてそのイ
ンダクタンスがずれ場く、またフエライトコア
の温度依存性が大きいのでインダクタンスが不
安定であり、同調器における同調周波数の変動
が大きい。従つて、発振装置を構成してもその
発振周波数が周囲条件によつて大きく変動す
る。

インダクタ部品とキヤパシタ部品はそれぞれ
別個の部品として存在し、長い経路の回路導体
で接続されているためリードインダクタンスや
ストレーキヤパシタが多く発生して同調回路の
動作が不安定である。それによつて充分な同調
選択特性を確保することができず、更に不確定
の周波数点において不要な共振状態が出現する
などの不都合が発生し、目標とする設計通りの
発振装置を実現することができない。そのため
異常発振の発生，不要信号の発振，発振信号に
おける高周波成分の増加とそれによる歪の増
大，可変発振周波数における変化巾の狭小化，
更には発振装置自体から発振する不要な発振信
号によつて相互変調妨害を発生したり、スプリ
アス信号輻射妨害の発生を招来する。

同調器は独立した最小単位機能の個別部品の
集合回路であるため部品点数の削減や製造の合
理化に限界がある。

更に 電圧可変キヤパシタンスダイオードに対する
制御電圧が不安定であり、従つて同調器の同調
精度が著しく劣化する。それによつて、所要の
選択特性が確保できず、帰還増幅器における負
荷条件の変動による発振周波数の変動，発振信
号における基本波レベルおよび高調波成分レベ
ルの変動による歪の変動，更には相互変調妨害
排除特性およびスプリアス妨害排除特性の変動
を招来する。

制御系の構成技術として産業界の大勢傾向で
あるデイジタル化をLSI化に対応することがで
きず、発振装置およびそれを用いる機器の高度
な多機能制御化を実現することができない。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタンス部品とキヤパシ
タ部品を一体化構成して成る同調器を設置した発
振装置を実現すると共に、デイジタル信号によつ
てその一体化構成して成る同調器を含む発振装置
の発振同調周波数を制御可能にする発振装置を提
供することにある。

発明の構成 本発明の発振装置は誘電体を介して対向設置す
るかもしくは誘電体の表面で並設される電極それ
ぞれのアースに接続される端子を互いに逆方向側
となるように設定して成る同調器における任意の
片方の電極のオープン端子に電圧可変リアクタン
ス素子を接続設置し、また上記同調器における任
意の片方の電極のオープン端子に帰還増幅器の入
力端子もしくは出力端子を接続設置し、Ｄ−Ａコ
ンバータより成る制御部に同調制御コードを入力
すると共に、その制御部におけるアナログ出力電
圧を上記電圧可変リアクタンス素子に供給するよ
うに構成したものであり、これにより同調器にお
ける対向もしくは並向する電極において一方の電
極が分布インダクタとして作用し、またこの分布
インダクタとして作用する電極と他方の電極が対
向もしくは並向することによつて先端オープンの
分布定数回路を形成し、それによつて発生する負
リアクタンスによる分布キヤパシタンスを実現
し、上記の分布インダクタと並列に作用させて同
調回路を形成するものであり、この同調回路を帰
還増幅器の負荷として帰還増幅器に接続設置する
ことにより同調発振機能を得ると共に、この同調
回路に接続設置する電圧可変リアクタンス素子の
制御電圧としてＤ−Ａコンバータの出力電圧を用
いることによつて同調制御信号であるデイジタル
コードを任意に設定することにより発振周波数を
可変制御するように作用させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。

第３図は本発明の実施例における発振装置の回
路構成図を示すものである。帰還増幅器１５の入
力端子もしくは出力端子１６が同調器１７に接続
される。同調器１７において、１８は分布インダ
クタおよび伝送路を屈曲させることによつて発生
する集中インダクタそれぞれの総合によるインダ
クタンスを有する伝送路電極である。一方、１９
は誘電体（図示せず）を介してもしくはその表面
において伝送路電極１８と対向もしくは並向する
伝送路電極である。そして、それぞれの伝送路電
極１８と１９によつて負リアクタンスを発生させ
る伝送路を形成する。ここで、それぞれの伝送路
電極１８と１９におけるアース端子は互いに逆方
向側となるように設定されている。また同調器１
７における入力端子１６（帰還増幅器１５におけ
る入力端子もしくは出力端子１６と共通）は伝送
路電極１８のオープン端子に設定されている。更
に、伝送路電極１８のオープン端子に設定されて
いる入力端子１６には可変リアクタンス素子とし
て電圧可変キヤパシタンスダイオード２０が接続
されている。同調器１７および電圧可変キヤパシ
タンスダイオード２０によつて可変同調器２１を
構成する。そして、可変同調器２１における可変
同調制御は、交流阻止用の抵抗２２を介して電圧
可変キヤパシタンスダイオード２０に供給される
制御電圧に依存する。その制御電圧としてはＤ−
Ａコンバータ２３のアナログ出力電圧が供給され
るものであり、そのＤ−Ａコンバータ２３の入力
端子２４には同調制御用のデイジタル信号コード
が入力されるものであり、その動作機能によつて
制御部を構成する。

第４図は本発明の他の実施例における発振装置
の構成回路図を示すものである。帰帰還増幅器１
５、および可変同調器２１それぞれにおける構成
とそれぞれの接続構成は前記第３図において説明
したものと同じである。一方、制御部としては、
Ｄ−Ａコンバータ２３の入力端子２４にラツチも
しくはRAMもしくはROMより成るデイジタル
信号処理器２５が接続設置され、そのデイジタル
信号処理器２５のデイジタル出力信号が供給され
る。このデイジタル信号処理器２５は、その入力
端子２６に入力される同調制御用のデイジタル信
号コードを記憶したり、また別のデイジタル信号
コードに変換するように作用するものである。

第５図は本発明の他の実施例における発振装置
の構成回路図を示すものである。帰還増幅器１
５、および可変同調器２１それぞれにおける構成
とそれぞれの接続構成は前記第３図および第４図
において説明したものと同じである。一方、制御
部としては、Ｄ−Ａコンバータ２３の入力端子２
４にラツチもしくはRAMもしくはROMより成
るデイジタル信号処理器２５が接続設置され、更
にデイジタル信号処理器２５の入力端子２６にコ
ード変換器２７が接続設置され、そのコード変換
器２７のデイジタル出力信号がデイジタル信号処
理器２５に供給される。このコード変換器２７は
その入力端子２８に入力される同調制御用のシリ
アル形式デイジタル信号コードをパラレル形式デ
イジタル信号コードに変換するように作用するも
のである。

以上の第３図ないし第５図に示す実施例におい
て、それぞれの同調器１７におけるアースに設定
されている端子それぞれは、アースと接続せずに
それぞれの同調１７において共通端子として、そ
れぞれの帰還増幅器１５を含む他の回路に接続し
ても所要の目的は達成することができる。更に、
同調器１７における入力端子１６は、それぞれの
伝送路電極１８の先端に設定することに限定され
るものではなく、所要インピーダンスを有する任
意に設定することができる。また電圧可変キヤパ
シタンスダイオード２０の設置位置については、
伝送路電極１８における所定の位置に接続するこ
とに限定されるものではなく、伝送路電極１８に
おける任意の位置に接続しても所要の目的は達成
することができる。

以上の第３図ないし第５図に示す実施例におい
て、それぞれの同調器１７における同調周波数を
調整する必要がある場合は、伝送路電極１９にお
ける所要の部分を任意に切開するか、もしくは伝
送路電極１８もしくは１９におけるアース端子を
所要の部位に任意に設定することによつて分布キ
ヤパシタンスおよびインダクタンスを変化させる
ことができて、その目的を達成することができ
る。

第６図ないし第１４図は前記第３図ないし第５
図において説明した同調器１７における伝送路電
極と誘電体の構造についてその実施例を示すもの
である。第６図においてａは表面図、ｂは側面
図、ｃは裏面図を示す。（以下第７図ないし第１
３図において同様）第６図において１００は誘電
体基板であり、１０１と１０２は分布定数回路を
形成して分布インダクタと分布キヤパシタを実現
する電極である。電極１０１と１０２のアース端
子の設定は第６図に示すように対向する電極相互
において任意の逆方向側となるようにする。（以
下第７図ないし第１４図において同様）第６図ａ
に示す側，側と第６図ｃに示す側，側が
それぞれ対応する。（以下第７図ないし第１３図
において同様） 第７図においては誘電体基板１０３を介して１
個所の屈曲部を有する電極１０４と１０５がそれ
ぞれ対向設置されている。

第８図においては誘電体基板１０６を介して複
数個所の屈曲部を有する電極１０７と１０８がそ
れぞれ対向設置されている。

第９図においては誘電体基板１０９を介してメ
アンダ形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向
設置されている。

第１０図においては誘電体基板１１２を介して
スパイラル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ
対向設置されている。

第１１図においては誘電体基板１１５の表面に
電極１１６と１１７がそれぞれ側方対向して設置
されている。

第１２図においては誘電体基板１１８の内部に
電極１１９と１２０がそれぞれ対向設置されてい
る。

第１３図においては誘電体基板１２１の内部に
電極１２２が設置され、誘電体基板１２１の表面
に電極１２３が設置されそれぞれの電極１２２と
１２３が対向している。

第１４図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。円筒状の誘電体１２
４における内周部に電極１２５が設置され、また
外周部に電極１２６が電極１２５と対向して設置
されるものである。そして、それぞれの電極１２
５および１２６のアース端子は互いに逆方向側と
なるように設定されている。ここで誘電体１２４
として円筒形状のもの以外に角筒形状のものも使
用することができる。

以上第６図ないし第１４図の実施例において対
向設置される電極それぞれは同一形状の全面完全
対向としたが、任意の片方電極が他方電極と比較
して等価長さが異なつていても、また相方電極が
部分的に対向するようにしても実現できる。また
第１１図ないし第１４図における実施例に用いる
電極それぞれの形状は第７図ないし第１０図に示
す実施例で示したものを用いても実現することが
できる。

また第７図ないし第１０図に示す実施例におい
ては屈曲部として任意の屈曲角を有する角弧状の
パターンで形成したものを示したが、これとは別
に屈曲部として任意の曲率を有する円孤状のパタ
ーンで形成した電極で構成してもよいことはいう
までもない。

以上それぞれの実施例において、それぞれの電
極におけるアース端子は特別にアース端子として
設定せずとも、一般的に共通端子として他の回路
部（図示せず）に接続して所要の目的は達成する
ことができる。

上記の実施例それぞれにおいて、第６図に示す
ものは簡単な電極パターンで構成することができ
ると共に高精度の電極パターンを容易に形成する
ことが可能である。それによつて設計目標の同調
周波数に対して精度よく合致した同調器を構成す
ることができる。第７図ないし第１０図に示すも
のは、同調器の占有面積が小さくても比較的大き
なインダクタとキヤパシタを形成することが可能
である。従つて比較的低い同調周波数を有する小
型の同調器が実現でき、同調器のスペースフアク
タを向上させることができる。第１１図に示すも
のは誘電体における片面のみで両方の電極を形成
することができるので、製造プロセスを簡略化す
ることができる。更に両電極の形成プロセスにお
いては同一の電極形成プロセスで形成処理するこ
とができる。それによつて電極相互間の位置設定
精度が極めて高精度に実現することができ、設計
目標の同調周波数に対し、極めて高精度で合致し
た同調器を構成することができる。第１２図およ
び第１３図に示すものは多層回路基板の製造プロ
セスに導入することができるものである。それに
よつて電極が誘電体の内部に設置されて外部に露
出することがないので、外部条件の変動による影
響を直接に受けることがない。従つて同調器の同
調周波数に影響を及ぼさないので、極めて安定な
性能を有する同調器を実現することができる。第
１４図に示すものは第６図ないし第１３図に示す
ものより更に同調器を小型化しても、より充分大
きなインダクタとキヤパシタを形成することが可
能である。従つて充分に低い同調周波数を有する
超小型の同調器を実現することができる。更に、
第１４図に示すものはこれを製造する場合におい
て、連続した円筒形状の誘電体に電極それぞれを
連続して形成し、所要の寸法長さで切断すること
によつて大量にかつ容易に製造することが可能で
ある。

なお、上記それぞれの実施例における伝送路電
極としては金属導体、プリント金属箔導体、厚膜
印刷導体、薄膜導体などを使用することができ、
また上記それぞれの導体を異種組み合わせて伝送
路電極を形成してもよい。一方、誘電体としては
アルミナセラミツク，チタバリ，プラスチツク，
テフロン，ガラス，マイカ，樹脂系プリント回路
基板などを用いることができる。

以上のように構成された本実施例の同調器につ
いて以下その動作を説明する。

第１５図ａ〜ｅは本発明の同調器における動作
を説明するための等価回路である。第１５図ａに
おいて、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆
方向側に設定したそれぞれの伝送路電極７０，７
１によつて形成される伝送路に対して、電圧ｅを
発生する信号源、７２が伝送路電極７０に接続さ
れて信号を供給するものとする。そして、それに
よつて伝送路電極λOの先端におけるオープン端
子には進行波電圧e_Aが励起されるものとする。一
方、伝送路電極７１は上記の伝送路電極７０に近
接して対向設置もしくは並設されているので、相
互誘導作用によつて電圧が誘起される。その伝送
路電極７１の先端におけるオープン端子に誘起さ
れる進行波電圧をe_Bとする。

ここで伝送路電極７０および７１においてはそ
れぞれのアース端子が逆方向側に設定されている
ので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進行波
電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それぞれ
の進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオープ
ン状態であるので、伝送路電極７０および７１よ
り成る伝送路において電圧定在波を形成すること
になる。ここで伝送路電極７０における電圧定在
波の分布様態を示す電圧分布係数をＫで表わすも
のとすると、伝送路電極７１における電圧分布係
数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極７０および７１におい
て任意の対向する部分において発生する電位差Ｖ
を求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極７０および７１が同じ電気長ｌであるとす
ると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極７０と７１がそれぞ
れ対向する全ての部分において電位差Ｖを発生さ
せることができる。

ここで伝送路電極７０および７１はその電極巾
Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いものとす
る）、さらに誘電率ε_sを有する誘電体を介して間
隔ｄに対向されているものとする。この場合にお
ける伝送路の単位長当りに形成するキヤパシタン
スC_Oは C_O＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_pε_sＷ・Ｖ／ｄ＝ε_pε_sＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に C_O＝ε_pε_sＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第１５図ａに示す伝送路は第１５図ｂ
に示すような単位長当りにおいて第６式で求まる
C_Oの分布キヤパシタ７３を含んだ伝送路となる。
さらに、この伝送路は第１５図ｃに示すように伝
送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形
状により発生する集中インダクタ成分それぞれに
よる総合的な分布インダクタ７７および７８と分
布キヤパシタ７３よりなる分布定数回路と等価に
表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ７３の形成における
伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。第
１６図ａに示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第１６図
ｂに示す等価回路で表わすことができる。その特
性インピーダンスZ_Oは一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC_Oは
第６式において求めた伝送路における単位長当り
のキヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわ
ち伝送路における単位長当りの特性インピーダン
スZ_OはキヤパシタンスC_Oの関数であり、それは
またキヤパシタC_Oに関与する誘電体の誘電率ε_s，
伝送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の
設置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ_Oで、その電気長がｌであ
り、かつ先端がオープン状態である伝送路の端子
に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に θ＝Ｏ〜π／２ θ＝π〜３／２π ……(11) の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ ……(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。

以上第９式ないし第13式において説明した伝送
路の動作様態について図に表わしたものが第１７
図である。第１７図では、先端がオープン状態の
伝送路において、その電気長ｌの変化に従つて端
子に発生する等価リアクタンスＸが変化する様子
を表わしている。第１７図から明らかなように、
伝送路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
3λ／４などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
更に、負の端子リアクタンスを発生させる条件に
おいて、伝送路の電気長ｌを任意に設定すること
によつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現す
ることが可能である。

このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
１５図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ７９と
して等価的に置換することができる。更に、伝送
路に存在する分布インダクタ成分および伝送路の
屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成分そ
れぞれの総合によつて形成されるインダクタは、
集中定数インダクタ８０として等価的に置換する
ことができる。この第１５図ｄにおいてアース端
子を共通化して表わすと、明らかに最終的には第
１５図ｅにおいて示すように、集中定数キヤパシ
タ７９および集中定数インダクタ８０より成る並
列共振回路と等価になり、同調器を実現すること
ができる。

以上説明した発振装置に用いる帰還増幅器とし
てはトランジスタ，電界効果トランジスタ，IC
などの半導体デバイスによるものや真空管による
ものなどを用いることができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い
誘電体層を介して対向設置するかもしくは誘電体
の表面で並設する電極で同調器を構成し、その同
調器を帰還増幅器の入力端子もしくは出力端子に
接続設置するように構成すると共に、上記同調器
に接続設置する電圧可変リアクタンス素子に対す
る制御電圧として、デイジタル信号コードを変換
することによつて得る直流電圧を用い、そのデイ
ジタル信号コードの設定によつて発振装置の発振
周波数を可変制御するように構成しているので 確定できるデイジタル信号コードによつて発
振同調制御が可能であること、および安定でか
つ高精度な変換機能を有するＤ−Ａコンバータ
を用いて発振同調制御が可能であることによつ
て、発振装置の発振同調精度が著しく向上す
る。それによつて、発振装置における発振周波
数を安定に確保でき、また発振信号における基
本波レベルを充分に高くすることができると共
に高周波成分レベルを充分に低くすることがで
きるので歪を著しく安定に低減することがで
き、更には相互変調妨害排除特性およびスプリ
アス輻射妨害排除特性を著しく安定に向上する
ことができる。

コンピユータ応用の多機能デイジタル制御系
と直接に接続することが可能である。それによ
つて、発振装置およびそれを設置する機器の高
度な多機能制御化を、高精度な発振同調制御と
同時に実現することができる。すなわち、多機
能デイジタル制御系の高精度な制御に応じて、
充分に安定な発振同調機能を発揮する発振装置
を実現することができる。

発振装置に用いる同調器において、インダク
タとキヤパシタの間における接続リードを設置
することなく共振回路を構成することができる
と共に同調機能を果たすことができる。それに
よつて同調器におけるリードインダクタンスお
よびストレーキヤパシタの発生を皆無にするこ
とができる。従つて、目標とする同調周波数に
おける共振以外に発生する不測の共振は、広い
周波数帯域に渡つて存在することがない。その
結果、安定な周波数選択特性が確保できて、発
振すべき信号における基本波のレベルを充分に
高くすることができ、またその高調波成分レベ
ルを充分に低減することが可能となる。よつて
発振信号における歪を著しく安定にかつ小さく
することができる。また安定な周波数選択特性
が確保できることによつて、多数の信号を同時
に発振する場合において発生する相互変調妨害
およびスプリアス輻射妨害の問題を充分に軽減
することが可能となる。

モジユール化することが可能な同調器を有す
る発振装置が実現できるので、機械的振動によ
つて同調器におけるインダクタンスおよびキヤ
パシタンスの定数変動の発生が皆無であり、そ
れによつて発振同調特性が極めて安定である。
また、同調器を構成する誘電体としてその誘電
率の温度依存性が小さい材料を用いることによ
つて、周囲温度の変化によるキヤパシタンスの
変動を極めて小さくすることができ、それによ
つて同調特性を極めて安定にすることができ
る。従つて、発振装置における発振周波数特性
および不要妨害信号排除特性が周囲条件の変化
に依存することなく、また発振装置を構成する
初期のみならず非常に長時間に渡つて安定にそ
れらの特性を確保することができる。

簡単な構成によつて一体化した同調器を有す
ると共に、非常にシンプルな形態の発振装置を
実現することができる。更に、超薄型でかつ小
型の発振装置を実現することが可能となる。従
つて、同調器から輻射する発振信号の不要輻射
量を極めて小さくすることができる。それによ
つて、構成する発振装置自体の発振動作を安定
にすることができるだけでなく、他の発振系に
対しても妨害影響を及ぼすことがない。

発振装置における同調器に用いる誘電体とし
て、帰還増幅器を構成する回路基板を共用すれ
ば、発振装置における実装形態を合理化するこ
とができる。また、それによつて更に同調器を
構成する部品の数量を大巾に削減することが可
能であり、大量生産に適した発振装置が実現で
きると共に、製造コストを大巾に低減すること
ができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の発振装置の構成回路図、第２図
は従来の発振装置に用いていた同調器の部品構成
斜視図、第３図ないし第５図は本発明の実施例に
おける発振装置の構成回路図、第６図ないし第１
４図は本発明の実施例における発振装置に用いる
同調器の構成図であり、第６図ないし第１３図に
おいてａは表面図、ｂは側面図、ｃは裏面図、第
１４図においてａは側面図、ｂは上面図、第１５
図ないし第１７図は本発明の実施例における発振
装置に用いる同調器の動作原理説明図である。 １５……帰還増幅器、１７……同調器、２１…
…可変同調器、２０……電圧可変キヤパシタンス
ダイオード、２３……Ｄ−Ａコンバータ、２５…
…デイジタル信号処理器、２７……コード変換
器、１８，１９，１０１，１０２，１０４，１０
５，１０７，１０８，１１０，１１１，１１３，
１１４，１１６，１１７，１１９，１２０，１２
２，１２３，１２５，１２６，７０，７１，７
５，７６……伝送路電極、１００，１０３，１０
６，１０９，１１２，１１５，１１８，１２１，
１２４……誘電体。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電
   体の表面で並設される電極それぞれのアースに接
   続される端子を互いに対向しない相異対向位置関
   係となるように設定して成る同調器における任意
   の片方の電極のオープン端子に電圧可変リアクタ
   ンス素子を接続設置し、また上記同調器における
   任意の片方の電極のオープン端子に帰還増幅器の
   入力端子もしくは出力端子を接続設置し、Ｄ−Ａ
   コンバータより成る制御部に同調制御コードを入
   力すると共に、その制御部におけるアナログ出力
   電圧を上記電圧可変リアクタンス素子に供給する
   ことを特徴とした発振装置。 ２ Ｄ−Ａコンバータにラツチを前置して制御部
   とした特許請求の範囲第１項記載の発振装置。 ３ 制御部にRAMもしくはROMを前置した特
   許請求の範囲第１項および第２項のいずれかに記
   載の発振装置。 ４ 制御部にシリアル入力コードをパラレル出力
   コードに変換するコード変換器を前置した特許請
   求の範囲第１ないし第３項のいずれかに記載の発
   振装置。 ５ 電極として少なくとも一個所以上の任意の屈
   曲角もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１
   項ないし第４項のいずれかに記載の発振装置。 ６ 電極としてスパイラル形状を有するものを用
   いた特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれ
   かに記載の発振装置。 ７ 一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部
   分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲
   第１項ないし第６項のいずれかに記載の発振装
   置。 ８ 誘電体の内部においてそれぞれの電極もしく
   は任意の片側の電極における部分もしくは全部を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第７項のい
   ずれかに記載の発振装置。 ９ 円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における
   内周部もしくは外周部においてそれぞれの電極を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第８項のい
   ずれかに記載の発振装置。 １０ 電極それぞれにおけるアースに接続する端
   子を、アースと接続せずに共通端子とした特許請
   求の範囲第１項ないし第９項のいずれかに記載の
   発振装置。