JPH0582761B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、お
よびその他通信機全般に用いることができる同調
器に関するものである。 従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通
信電波の数が増加しており、受信を希望する電波
の周波数選択をする同調器の性能においては、高
い安定性と信頼性が必要とされている。 一方、同調器を設置するそれら受信機、送信機
や通信機の製造コストの低減も大きな課題であ
り、特に合理化が困難な高周波部の同調回路部品
について抜本的な新技術の開発が特に必要とされ
ている。 以下図面を参照しながら従来の同調器について
説明する。第１図は基本的な同調回路であり、１
はインダクタ、２はキヤパシタである。そしてそ
れらインダクタ１とキヤパシタ２からなる並列共
振回路３にて構成される同調器は、従来において
は第２図もしくは第３図に示すような部品による
構成で実現されていた。すなわち第２図に示すよ
うにインダクタ部品４とキヤパシタ部品５のそれ
ぞれ別個の部品が回路導体６および７によつて接
続されて同調器を構成していた。また第３図に示
すような別の方法として、板状の誘電体８の表面
に平面インダクタ９を設置して、更に対向する電
極１０および１１それぞれよりなるキヤパシタ１
２を設置し、それぞれ別個のインダクタ９とキヤ
パシタ１２が回路導体１３および１４によつて接
続されて同調器を構成していた。 しかしながら上記のような構成においては、 第２図に示すものはインダクタ部品４が他の
部品と比較してサイズが大きく、特に高さ寸法
が非常に大きいことが原因して機器の小型化と
薄型化の実現を阻害していた。さらにインダク
タ部品のコイルに挿入されているフエライト材
のコアは機械的振動によつてその設定位置の変
動が発生し、それによつて同調周波数が非常に
大きく変動していた。またそのフエライト材の
コアにおける透磁率μの温度依存性の大きいこ
とが原因してインダクタンスが不安定であり、
それによつても同調周波数が大きく変動してい
た。それと同時に同調Ｑも影響を受けて大きく
変動していた。さらに同調周波数を設定目標値
に安定確保するために、それぞれの部品を定め
られた設定位置に高い精度で設置する必要があ
り、特に高周波同調器として量産する場合には
その設置精度の確保が困難であり、それによつ
て同調周波数が設定目標値から大きく離れると
共に一定値に収れんさせることが不可能であ
り、その量産性に問題があつた。 第３図に示すものはインダクタおよびキヤパ
シタによる占有面積が大きく、それによつて機
器の小型化の実現を阻害していた。さらにそれ
ぞれの部品を構成するために機能する電極はイ
ンダクタ電極とキヤパシタを形成する対向電極
の少なくとも合計３個の機能電極が必要であ
り、導電率が高く従つてコストの高い電極材料
を多量に使用するため同調器の製造コストが高
くなり、それと共に省材料化を図ることが不可
能であつた。 第２図および第３図に示すものにおける共通
の問題点として、インダクタおよびキヤパシタ
はそれぞれ別個の部品として形成されたもので
あり、それぞれ設置された部品に対して長い経
路の回路導体を介して接続されるように構成さ
れていた。それによつて不要なリードインダク
タンスやストレーキヤパシタが多く発生し、そ
れによつて同調器の動作が不安定であると共に
初期の設計目標を実現することが困難であつ
た。従つて修正を含む設計作業に多くの時間を
費していた。またそれぞれの同調器は独立した
最小機能単位の別個部品の集合回路であるた
め、既存の技術概念では部品点数の削減および
製造の合理化について対処することが不可能で
あつた。それによつて同調器のコスト低減には
限界があるなどの問題点を有していた。 発明の目的 本発明の目的は、インダクタ部品とキヤパシタ
部品を一体化して構成することにあり、それによ
つて同調器の形態を超薄型化および小型化し、さ
らに機械的にも安定で、同調周波数や同調Ｑの温
度依存性が小さく、接続リードの悪影響をなくし
て高周波的に安定で、さらに部品点数を削減して
製造工程の合理化を可能にするとともに、同調周
波数の設定が簡単な調整操作で行える同調器を提
供するものである。 発明の構成 上記目的を達成するために本発明は、誘電体を
介して対向設置した電極それぞれのアース端子ま
たは共通端子が逆方向側となるように設定すると
ともに、上記電極の少なくとも一方の電極の一部
を切断した構成であり、これにより一方の電極が
インダクタとして作用し、またこの電極と他方の
電極が対向して先端オープンの伝送路による分布
定数回路を形成し、この分布定数回路によつて発
生する負リアクタンスによるキヤパシタを実現
し、上記インダクタと並列に作用するもので、電
極の一部を切断することにより、電極の電気長を
設定することにより、分布インダクタンスと分布
キヤパシタンスを共に変化させ、自己共振周波数
を任意に設定するものである。 実施例の説明 以下本発明の実施例における同調器について図
面を参照しながら説明する。 第４図ａ〜ｃは本発明の第１の実施例における
同調器の構成を示すものである。第４図ａは同同
調器の正面図、ｂは同側面図、ｃは同裏面図を示
す。第４図ａ〜ｃにおいて１５はセラミツク等か
らなる板状の誘電体であり、１６は可変インダク
タを形成する電極であり、１７は誘電体１５を介
して電極１６に対向設置した電極であり、電極１
７は電極１６と相まつて分布定数回路を形成し可
変キヤパシタを形成する。１８は電極１６のアー
ス端子であり、１９は電極１６のオープン端子で
ある。一方、電極１７においては電極１６の端子
１８とは逆方向側の２０がアース端子であり、２
１がオープン端子である。ここで分布キヤパシタ
のキヤパシタンスを任意の値に調整する場合は電
極１７を任意の電極部位１７ａで切断する。 第５図ａ〜ｃは本発明の第２の実施例における
同調器の構成を示すものである。板状の誘電体２
２に対する電極２３と電極２４の設置構成は、第
４図ａ〜ｃで説明した実施例と同様であるが、２
５が電極２３のオープン端子であり、２６がアー
ス端子である。一方２７が電極２４のアース端子
であり、２８がオープン端子である。ここで分布
インダクタのインダクタンスと分布キヤパシタの
キヤパシタンスを任意の値に同時に調整する場合
は可変インダクタを形成する電極２３を任意の電
極部位２３ａで切断する。 第６図ａ〜ｃは本発明の第３の実施例における
同調器の構成を示すものである。板状の誘電体２
９の同一面側に電極３０と電極３１を並設し、そ
れぞれの電極３０，３１が側面対向するように構
成したものである。３２は電極３０のアース端子
であり、３３はオープン端子である。一方３４が
電極３１のオープン端子であり、３５がアース端
子である。 ここで分布キヤパシタのキヤパシタンスもしく
は分布インダクタのインダクタンスをそれぞれ任
意に調整する場合は電極３１の任意の電極部位３
１ａを切断する。 第７図ａ〜ｃは本発明の第４の実施例における
同調器の構成を示すものである。板状の誘電体３
６を介して対設置された電極３７と電極３８の構
成および端子モードは第４図ａ〜ｃで説明したも
のと同様であるが、電極３７と電極３８との面積
が同一でなく、またそれぞれの電極が部分的に対
向するように設置した構成である。 ここで分布キヤパシタのキヤパシタンスもしく
は分布インダクタのインダクタンスをそれぞれ任
意に調整する場合は電極３８の任意の電極部位３
８ａを切断する。 第８図〜第１０図は本発明の第５〜第７の実施
例における同調器の構成を示すものである。第８
図ａ〜ｃにおける板状の誘電体３９を介して対向
設置された電極４０と電極４１の設置構成および
端子モード、第９図ａ〜ｃにおける板状の誘電体
４２を介して対向設置された電極４３と電極４４
の設置構成および端子モード、および第１０図ａ
〜ｃにおける板状の誘電体４５を介して対向設置
された電極４６と電極４７の設置構成および端子
モードは第４図ａ〜ｃで説明した実施例と同様で
あるが、それぞれの電極は少なくとも一ケ所以上
の任意の屈曲角と屈曲方向を示す屈曲部を有する
ものを用いる。 ここで分布キヤパシタのキヤパシタンスもしく
は分布インダクタのインダクタンスをそれぞれ任
意に調整する場合は、第８図の電極４１の任意の
電極部位４１ａを、第９図の電極４４の任意の電
極部位４４ａを、第１０図の電極４７の任意の電
極部位４７ａをそれぞれ切断する。 第１１図ａ〜ｃは本発明の第８の実施例におけ
る同調器の構成を示すものである。板状の誘電体
４８を介して対向設置された電極４９と電極５０
の設置構成および端子モードは第４図ａ〜ｃで説
明した実施例と同様であるが、それぞれの電極は
スパイラル形状を有するものを用いる。 ここで分布キヤパシタのキヤパシタンスもしく
は分布インダクタのインダクタンスをそれぞれ任
意に調整する場合は電極５０の任意の電極部位５
０ａを切断する。 第１２図ａ〜ｃは本発明の第９の実施例におけ
る同調器の構成を示すものである。板状の誘電体
５１を介して対向設置された電極５２と電極５３
の設置構成および端子モードは第４図ａ〜ｃで説
明した実施例と同様であるが、電極５３は電極５
２の面積内に含まれた範囲内で部分的に対向設置
するように設置した構成である。 ここで分布キヤパシタのキヤパシタンスもしく
は分布インダクタのインダクタンスをそれぞれ任
意に調整する場合は電極５３の任意の電極部位５
３ａを切断する。 第１３図ａ〜ｃは本発明の第１０図の実施例に
おける同調器の構成を示すものである。板状の誘
電体５４を介して対向設置された電極５５と電極
５６の設置構成および端子モードは第４図で説明
した実施例と同様であるが、電極５５は誘電体５
４の内部に設けられている。 ここで分布キヤパシタのキヤパシタンスもしく
は分布インダクタのインダクタンスをそれぞれ任
意に調整する場合は電極５６の任意の電極部位５
６ａを切断する。 いうまでもなく第６図、第７図、第１２図およ
び第１３図で説明した実施例におけるそれぞれの
電極は第８図〜第１１図で説明した実施例の電極
形状を有するものを用いてもよい。 第１４図ａ，ｂは本発明の第11の実施例におけ
る同調器の構成を示すものである。円筒状の誘電
体５７における内周部に電極５８が設置され、ま
た外周部に電極５９が電極５８と対向して設置さ
れるものである。そして、それぞれの電極５８お
よび５９のアース端子は互いに逆方向側となるよ
うに設置されている。ここで分布キヤパシタのキ
ヤパシタンスもしくは分布インダクタのインダク
タンスをそれぞれ任意に調整する場合は電極５８
の任意の電極部位５８ａを切断する。ここで誘電
体５７は円筒形状であるが、角筒形状もしくはソ
レノイド形状のものも使用できる。 いうまでもなく第６図、第７図、第１２図〜第
１４図で説明した実施例におけるそれぞれの電極
は第８図〜第１１図で説明した実施例の電極形状
を有するものを用いてもよい。 また第８図〜第１１図に示す実施例においては
屈曲部として任意の屈曲角を有する角弧状のパタ
ーンで形成したものを示したが、これとは別に屈
曲部として任意の曲率を有する円弧状のパターン
で形成した電極で構成してもよいことはいうまで
もない。 さらに、第１３図に示す実施例において、両方
の電極５５，５６を誘電体５４の内部に設置せず
に、任意の片方の電極５５を誘電体５４の内部に
設置し、他方の電極５６を誘電体５４の表面に設
置してもよい。 以上それぞれの実施例において、それぞれの電
極におけるアース端子は特別にアース端子として
設定せずとも、一般的に共通端子として設定して
他の回路部（図示せず）に接続しても所要の目的
は達成することができる。また、それらアース端
子もしくは共通端子はそれぞれの電極における端
部のみに限定して設定されるものではなく、互い
に相異対向位置関係にあるそれぞれの部分に任意
に設定することができる。 上記の実施例それぞれにおいて、第４図および
第５図に示すものは簡単な電極パターンで構成す
ることができると共に高精度の電極パターンを容
易に形成することが可能である。それによつて設
計目標の同調周波数に対して極めて精度よく合致
した同調器を実現することができる。第６図に示
すものは誘電体２９の片面のみで両電極３０，３
１を形成することができるので、製造プロセスを
簡略化することができ、さらに両電極３０，３１
は同一の電極形成プロセスにおいて形成処理でき
る。それによつて電極相互間の設定位置精度が極
めて高精度に実現できる。第７図および第１２図
に示すものは両電極パターンが完全に一致せずと
も所要の目的の同調器を実現できるものである。
それによつて両電極が対向する部分の長さおよび
巾に依存して同調周波数を任意に設定することが
できる同調器を実現することが可能である。第８
図〜第１１図に示すものは、同調整の占有面積が
小さくても比較的大きな分布インダクタと分布キ
ヤパシタを形成することが可能である。従つて比
較的低い同調周波数を有する小型の同調器が実現
でき、同調器のスペースフアクタを向上させるこ
とができる。第１３図に示すものは多層回路基板
の製造プロセスに導入することができるものであ
る。これによつて電極５５が誘電体５４の内部に
設置されて外部に露出することがないので、外部
条件の変動による影響を直接に受けることがな
い。従つて同調器の同調周波数に影響を及ぼさな
いので、極めて安定な性能を有する同調器を実現
することができる。第１４図に示すものは第４図
〜第１３図に示すものよりさらに同調器を小型化
しても、より充分大きなインダクタとキヤパシタ
を形成することが可能である。従つて充分に低い
同調周波数を有する超小型の同調器を実現するこ
とができる。また、第１４図に示すものはこれを
製造する場合において、連続した円筒形状の誘電
体５７に電極５８，５９をそれぞれ連続して形成
し、所要の寸法長さで切断することによつて大量
にかつ容易に製造することが可能である。 なお、上記それぞれの実施例における伝送路電
極としては金属導体、プリント金属箔導体、厚膜
印刷導体、薄膜導体などを使用することができ、
また上記それぞれの導体を異種組み合せて伝送路
電極を形成してもよい。一方、誘電体としてはア
ルミナセラミツク、チタン酸バリウム、プラスチ
ツク、テフロン（登録商標）、ガラス、マイカ、
樹脂系プリント回路基板などを用いることができ
る。 以上のように構成された本実施例の同調器につ
いて以下その基本動作についてまず説明する。 第１５図ａ〜ｅは本発明の同調器における動作
を説明するための等価回路である。第１５図ａに
おいて、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆
方向側に設定したそれぞれの伝送路電極７０，７
１によつて形成される伝送路に対して、電圧ｅを
発生する信号源７２が伝送路電極７０に接続され
て信号を供給するものとする。そして、それによ
つて伝送路電極７０の先端におけるオープン端子
には進行波電圧eAが励起されるものとする。一
方伝送路電極７１は上記の伝送路電極７０に近接
して対向設置もしくは並設されているので、相互
誘導作用によつて電圧が誘起される。その伝送路
電極７１の先端におけるオープン端子に誘起され
る進行波電圧をeBとする。 ここで伝送路電極７０および７１においてはそ
れぞれのアース端子が逆方向側に設定されている
ので、誘起される進行波電圧eBは励起する進行
波電圧eAに対して逆位相となる。そして、それ
ぞれの進行波電圧eAおよびeBは伝送路の先端が
オープン状態であるので、伝送路電極７０および
７１より成る伝送路において電圧定在波を形成す
ることになる。ここで伝送路電極７０における電
圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫで表
わすものとすると、伝送路電極７１における電圧
分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。 そこで次に、伝送路電極７０および７１におい
て任意の対向する部分において発生する電位差Ｖ
を求めると Ｖ＝KeA−（１−Ｋ）eB ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極７０および７１が同じ電気長ｌであるとす
ると eB＝−eA ……(2) となり、それによつて第１式における電位査Ｖは Ｖ＝KeA＋（１−Ｋ）eA ＝eA ……(3) となる。すなわち伝送路電極７０と７１がそれぞ
れ対向する全ての部分において電位差Ｖを発生さ
せることができる。 ここで伝送路電極７０および７１はその電極巾
Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いものとす
る）、さらに誘電率εSを有する誘電体を介して間
隔ｄで対向されているものとする。この場合にお
ける伝送路の単位長当りに形成するキヤパシタン
スCoは Co＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／eA ……(4) Ｑ＝εOεSＷ・Ｖ／ｄ＝εOεSＷ・eA／ｄ ……(5) であり、故に Co＝εOεSＷ／ｄ ……(6) となる。 従つて、第１５図ａに示す伝送路は、第１５図
ｂに示すような単位長当りにおいて第６式で求ま
るCoの分布キヤパシタ７３を含んだ伝送路とな
る。さらに、この伝送路は第１５図ｃに示すよう
に伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈
曲形状により発生する集中インダクタ成分それぞ
れによる総合的な分布インダクタ７７および７８
と分布キヤパシタ７３よりなる分布定数回路と等
価に表わすことができる。 次に、この分布キヤパシタ７３の形成における
伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。第
１６図ａに示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスZoは、第１６
図ｂに示す等価回路で表わすことができる。その
特性インピーダンスZoは一般的に

【化】 となる。ここで伝送路が無損失の場合は

【化】 となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンス
Zoを用いる。第８式におけるキヤパシタンスCo
は第６式において求めた伝送路における単位長当
りのキヤパシタンスCoと同じものである。すな
わち伝送路における単位当りの特性インピーダン
スZoはキヤパシタンスCoの関数であり、それは
またキヤパシタCoに関与する誘電体の誘電率εS、
伝送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の
設置間隔ｄの間数である。 以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZoで、その電気長がｌであ
り、かつ先端がオープン状態である伝送路の端子
に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Zo Cot θ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に

【化】 の場合において等価リアクタンスＸは ×≦Ｏ ……(11) となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは

【化】 で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。 以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作様態について図に表わしたものが第１７図で
ある。第１７図では、先端がオープン状態の伝送
路において、その電気長ｌの変化に従つて端子に
発生する等価リアクタンスＸが変化する様子を表
わしている。第１７図から明らかなように、伝送
路の電気長がλ／４以下もしくはλ／２〜
4λ／３などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件
において、伝送路の電気長ｌを任意に設定するこ
とによつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現
することが可能である。 このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
１５図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ７９と
して等価的に置換することができる。そして、伝
送路に存在する分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成分
それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ８０として等価的に置換
することができる。この第１５図ｄにおいてアー
ス端子を共通化して表わすと、明らかに最終的に
は第１５図ｅにおいて示すように、集中定数キヤ
パシタ７９および集中定数インダクタ８０より成
る並列共振回路と等価になり、同調器を実現する
ことができる。 以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における伝送路と同様のもの
を用いても他の構成にしたものそれぞれと比較し
て、全く異なるものであることを証明するため
に、従来の同調器もしくは他の伝送路構成による
同調器における構成および動作を次に説明して対
比する。それによつて本発明による同調器との差
異を明確にすると共に、本発明における同調器の
新規性を明らかにする。 第１８図は、伝送路電極として例えば本発明に
おける同調器に用いるものと同様なもので形成し
ても、アース端子が互いに同方向側に設定されて
いる点が異なる場合の動作を示すものである。第
１８図ａにおいて伝送路電極８１および８２より
なる先端オープンの伝送路が、電圧ｅを発生する
信号源８３によつてドライブされているものとす
る。それによつて伝送路電極８１の先端における
オープン端子には定在波電圧eAが励起され、そ
れと対向設置もしくは並設される伝送路電極８２
の先端におけるオープン端子には定在波電圧eB
が誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝
送路電極８１および８２のアース端子は互いに同
方向側に設定されているので、それぞれの定在波
電圧eAとeBは互いに同位相となる。従つて伝送
路電極８１および８２におけるそれぞれの電圧分
布係数は同じＫを有することになる。それによつ
て伝送路電極が対向する任意の部分における電位
差Ｖは Ｖ＝KeA−KeB ……(14) となる。ここで、それぞれの伝送路電極８１およ
び８２の電気長が同じ長さであるとすると eA＝eB ……(15) となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝KeA−KeA＝Ｏ ……(16) となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第１８図ａに
おける信号源８３を伝送路端に置換設定したもの
が第１８図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡信
号源８４を設置したことと等価になる。そしてこ
の等価回路においては互いに電位差を有しない平
行伝送路が存在するのみである。つまりこれは第
１８図ｃに示すように、等価的に単なる一本の伝
送路電極８５が存在する場合と同一であることは
明らかである。そして、信号源８３およびアース
端子を第１８図ａに示したようにもとの回路に等
価置換することにより第１８図ｄに示すようにな
る。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝
送路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成
分それぞれより成る等価的な集中定数インダクタ
８６のみを形成するだけである。以上より明らか
なように、インダクタと並列にキヤパシタを形成
することができないので、目的とする並列共振回
路の同調器は実現することができない。 第１９図は、片側の伝送路電極として例えば本
発明の同調器におけるものと同じもので形成した
一般的なマイクロストリツプラインであるが、そ
の伝送路電極と対向する電極が充分に広いアース
となつている点が異なる場合の動作を示すもので
ある。第１９図ａにおいて伝送路電極８７が充分
に広いアース電極８８と対向し、電圧ｅを発生す
る信号源、８９によつてドライブされ、伝送路の
先端におけるオープン端子に定在波電圧eAが励
起されるものとし、その電圧分布係数をＫとす
る。一方、アース電極８８には仮想的に電圧分布
係数Ｋを有する定在波電圧eBが発生するものと
仮定すると、伝送路電極８７とアース電極８８が
対向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝KeA−KeB ……(17) で表わされる。しかし、アース電極８８における
定在波電圧eBは一様にアース電位（零電位）で
あり eB＝Ｏ ……(18) となる。従つてアース電極８８には電圧分布係数
も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝KeA ……(19) となる。これによつて、伝送路電極８７とアース
電極８８の間に分布キヤパシタを形成することは
可能である。しかしながら、伝送路電極８７はア
ース電極８８と近接して対向しているため、相互
誘導作用によつて伝送路電極８７における両先端
がほとんどシヨート状態になつたものと等価にな
る。そのため伝送路電極８７におけるインダクタ
成分のＱ性能を著しく劣化させることになる。す
なわち、このマイクロストリツプラインは第１９
図ｂに示すように等価損失抵抗９０を含む集中定
数インダクタ９１および集中定数キヤパシタ９２
それぞれより成る並列共振回路を形成する。ここ
で等価損失抵抗９０は実際には相当大きな抵抗値
を有するものになるため、共振回路における損失
が非常に大きくなる。従つて、同調器としては明
らかにＱ性能が非常に低下したものしか実現でき
ず、実際的には実用に適するものではない。 第２０図は従来において最も多く使用されてい
るλ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路に
おける先端条件および伝送路の長さの設定と、更
にアースの設定におけるそれぞれの点で本発明の
同調器と全く異なることを示すものである。第２
０図において平衡モード伝送路電極９３および９
４は、その電気長ｌが共振周波数におけるλ／４
に等しく設定され、かつ先端がシヨートされてい
る。そして電圧ｅを発生する平衡信号源９５によ
つて、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドラ
イブされているものとする。アース端子は平衡信
号源９５の中性点に設定され、特に伝送路電極に
おけるいずれかの端子にアースを設定するもので
はない。この場合における伝送路の端子に発生す
る等価的な端子リアクタンスＸは、伝送路の特性
インピーダンスをZoとすると Ｘ＝Zo tanθ ……(20) となる。ここで特性インピーダンスZoは第８式
において示したものと同じでものであり、またθ
についても第10式において示したものと同じもの
である。この共振器では伝送路の電気長ｌを ＝λ／４ ……（21） としているので θ＝π／２ ……（22） である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Zo tanπ／２＝∞ ……（23） となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の違いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。 次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を示して説明する。第２１図
は同調周波数の温度依存特性を測定した実験結果
を表すグラフである。そして第２２図は共振Ｑの
温度依存特性を測定した実験結果を表すグラフで
ある。第２１図および第２２図において、特性Ａ
は本発明における同調器の温度依存特性であり、
誘電体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂
系プリント回路基板を使用した場合の実験結果で
ある。一方、特性Ｂは第２図において示すよう
な、従来において最も多く用いられていた同調器
における温度依存特性である。これらの実験結果
から本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調周波数は極めて
安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定である
ことが明らかである。一方、従来の同調器におい
ては、インダクタを構成するフエライト材のコア
における透磁率μとＱの根本的な不安定性、およ
びコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
の変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑ
の安定性を確保することが困難であつた。それに
よつて、他の温度補償部品もしくは他の自動安定
化補償回路を付加して不安定性を補つていた。 次に本発明の実施例に示すように、電極の一部
を切断した場合について説明を加える。 この場合、第２３図ａに示すように、電極の一
部を切断することは、分布インダクタ９５の任意
の電極部位９５ａで切断することになる。この結
果、分布キヤパシタンス９６と分布インダクタン
ス９５のそれぞれの値を任意に可変することが可
能である。 第２３図ｂはこれを集中定数等価回路で示した
もので、可変インダクタ９７と可変キヤパシタ９
８の並列回路を形成することになる。 この同調器のインダクタが有するインダクタン
スはスパイラル形状電極の捲回数もしくは電極長
さによつて任意に設計することができる。一方、
分布キヤパシタのキヤパシタンスは対向するスパ
イラル形状電極の対向面積と誘電体の誘電率εお
よび厚みによつて任意に設計することができる。
この分布キヤパシタンスの形成について第２４図
と共に説明する。対向するスパイラル形状電極の
伝送路等価長さをとし、この伝送路等価長さｌ
は使用する誘電体の誘電率εによつて定まる波長
短縮率１／√を考慮した動作周波数における
λ／４長よりも短いものに設計する。このλ／４
長に対する伝送路等価長さｌの割合を任意に設計
することによりキヤパシテイブリアクタンスXc
の値を任意に設計することが可能である。このキ
ヤパシテイブリアクタンスXcと動作周波数foに
よつてキヤパシタンスＣ＝1/2πfoXcが得られる。 今この伝送路等価長さｌを伝送路等価長さl′に
短縮するとキヤパシテイブリアクタンスXcはキ
ヤパシテイブリアクタンスXc′に変化する。この
キヤパシテイブリアクタンスXc′と動作周波数fo
によつてキヤパシタンスC′＝1/2πfoXc′が得ら
れ、C′＜Ｃとなつてキヤパシタンスを可変でき
る。このキヤパシタンスＣを有するキヤパシタが
第２３図ｂに示す可変キヤパシタ９８と等価であ
る。ここでアースとなるキヤパシタ電極を形成す
るスパイラル形状電極（第１１図ｃにおけるスパ
イラル形状電極５０）の長さは、以上の説明にお
いてインダクタ電極を形成するスパイラル形状電
極（第１１図ａにおけるスパイラル形状電極４
９）と同じ長さとしたが、第１２図ａ〜ｃの実施
例において説明したようにインダクタ電極長さよ
りも短い範囲で任意の長さに設計しても良く、ま
たインダクタ電極と対向する任意の位置に形成し
ても所要の目的は達成できる。 第２５図、第２６図および第２７図、第２８図
に第１１図に示す実施例を代表して可変キヤパシ
タと可変インダクタの調整可変の様子を示す。 第２５図、第２６図はキヤパシタ電極の切断に
よつて可変キヤパシタを調整するモードの説明図
であり、第２５図に示すようにオープン端子を起
点とする切断位置までの電極長ｄとし、それに対
する分布キヤパシタンスＣ、分布インダクタンス
Ｌ、および自己共振周波数foの関係は第２６図の
ようになる。すなわち、電極長ｄの増大に対して
分布キヤパシタンスＣは減少するが分布インダク
タンスＬは不要である。それにしたがつて自己共
振周波数foは高くなる。一方、第２７図、第２８
図はインダクタ電極の切断によつて可変インダク
タと可変キヤパシタを同時に調整するモードの説
明であり、第２７図に示すようにオープン端子を
起点とする切断位置までの電極長ｄとし、それに
対する分布インダクタＬ、分布キヤパシタＣ、お
よび自己共振周波数foの関係は第２８図のように
なる。すなわち電極長ｄの増大に対して分布イン
ダクタンスＬと分布キヤパシタンスＣは共に減少
し、それにしたがつて自己共振周波数foは高くな
る。 ここで電極を切断する方法としてはレーザカツ
ター、サンドブラスター等の調理時において同調
周波数に影響を有えない非接触品断手都を用いる
と良い。 以上に説明した構成と動作により所要の目的を
達成するものであるが、その構成形態の有効性を
他の電極構成にした場合と簡単に比較する。可変
インダクタを形成するスパイラル形状電極は上記
の説明のものと同様として、まず可変キヤパシタ
を形成するスパイラル形状電極をスパイラル形状
とせずに全面アース電極とした場合は可変インダ
クタのＱ性能が著しく低下して実用性はなくな
る。次に可変キヤパシタを形成するスパイラル形
状電極をスパイラル形状としてもアースポイント
を可変インダクタを形成するスパイラル形状電極
と同方向側に設定すると、両者は単一の可変イン
ダクタとして作用するのみで分布キヤパシタンス
を形成することは不可能となり所要の目的は達成
できない。 以上のように本実施例の特徴としてインダクタ
電極をキヤパシタ電極と共用したこと、およびア
ースとなるキヤパシタ電極のインダクタンス成分
を打消したことにより可変インダクタと可変キヤ
パシタの一体化を実現している。 なお、上記それぞれの実施例における電極は金
属導体、プリント金属薄導体、厚膜導体もしくは
薄膜導体を使用することができ、さらに対向する
それぞれの電極を異種の導体で形成しても所要の
目的は達成できる。さらにそれらの電極は第１２
図の実施例に示すように誘電体の表面のみならず
その内部に設置しても所要の目的は達成できる。
また、電極表面を保護するために他の誘電体材料
で気密封止しても所要の目的は達成可能である。
また誘電体材料としてはアルミナセラミツク、チ
タン酸バリウム、プラスチツク、ポリフツ化エチ
レン、ガラス、マイカ、樹脂系プリント回路基板
等を用いることができる。 発明の効果 以上のように本発明は、誘電体基板を介して対
向設置した電極、誘電体基板の内部に少なくも一
方が位置するように設置した電極あるいは誘電体
基板の同一面側に並設した電極のアース端子が逆
方向側となるように設定するとともに上記電極の
少なくとも一方の電極の一部を切断することによ
り、以下の効果が得られる。 簡単な構成で可変インダクタと可変キヤパシ
タを一体化できる。 超薄型、超小型の同調器を実現できる。 同調器をモジユール化できるので、調整後の
同調周波数は極めて安定であり、特に機械的振
動による同調周波数のずれを極小にできる。 可変インダクタと可変キヤパシタがリードレ
スで接続されるのでリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタの影響がなくなり、従つて回
路動作が極めて安定になる。 部品点数を削減することが可能で製造の合理
化やコストダウンが実現できる。 非接触カツト手段を用いることにより同調周
波数に影響を与えることなく調整が可能であ
る。 調整スピードが速くなる。 さらに同調器の同調周波数の設定に対するイン
ダクタンスとキヤパシタンスのそれぞれの初期値
の設計は電極パターンの簡単なアートワークに依
存し、同調器の設計の自由度が向上すると共に定
数の修正対応が容易である。 さらに電極導体の一部は誘電体基板の内部に設
置しても良いので多層回路基板構成の中間層に形
成することも可能であり、同調器の実装設計にお
ける自由度を拡大することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な同調器の回路図、第２図、第
３図はそれぞれ従来の同調器の斜視図、第４図ａ
〜ｃ〜第１３図ａ〜ｃは本発明の実施例における
同調器の表面図、側面図および裏面図、第１４図
ａ，ｂは本発明の他の実施例における同調器の正
面図と上面図、第１５図ａ〜ｅ、第１６図ａ，
ｂ、第１７図は本発明の基本動作原理を示す説明
図、第１８図ａ〜ｄ、第１９図ａ，ｂ、第２０図
は従来の同調器における動作原理を示す説明図、
第２１図、第２２図は本発明と従来の同調器の湿
度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第
２３図ａ，ｂは本発明の同調器の等価回路図、第
２４図は同同調器の動作説明図、第２５図は同同
調器の可変モードを説明するための同同調器の正
面図、第２６図は同同調器の調整可変モードを説
明するための特性図、第２７図は同同調器の可変
モードを説明するための同同調器の裏面図、第２
８図は同同調器の調整可変モードを説明するため
の特性図である。 １５，２２，２９，３６，３９，４２，４５，
４８，５１，５４，５７……誘電体、１６，１
７，２３，２４，３０，３１，３７，３８，４
０，４１，４３，４４，４６，４７，４９，５
０，５２，５３，５５，５６，５８，５９……電
極。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ それぞれ〔ｎλ／４〜（ｎ＋１）λ／４〕（ここで ｎ＝０、２、４、６……）の電気的等価長を有す
   る第１および第２の電極が誘電体を介して対向設
   置し、上記第１の電極におけるアース端子または
   共通端子の位置が上記第２の電極におけるアース
   端子または共通端子と対向しない相異対向位置関
   係に設定し、更に上記第１もしくは第２の電極に
   おける所定の位置に第１の端子を設け、この第１
   の端子と上記アース端子または共通端子を第２の
   端子とする２端子回路網の同調器において、上記
   第１および第２の電極の少なくとも一方の電極に
   おける所定の一部を切断することにより同調器の
   共振周波数を設定する方法。 ２ 誘導体の内部に少なくとも一方の電極の一部
   または全てが位置するように設置した特許請求の
   範囲第１項記載の同調器の共振周波数を設定する
   方法。 ３ 電極として少なくとも一ケ所以上の屈曲部を
   有する特許請求の範囲第１項記載の同調器の共振
   周波数を設定する方法。 ４ 電極がスパイラル形状である特許請求の範囲
   第１項記載の同調器の共振周波数を設定する方
   法。 ５ 第１の電極と第２の電極の等価長さが異なる
   特許請求の範囲第１項記載の同調器の共振周波数
   を設定する方法。 ６ 誘電体が同筒形状または角筒形状をしている
   特許請求の範囲第１項記載の同調器の共振周波数
   を設定する方法。 ７ 誘電体が板形状を成す特許請求の範囲第１項
   記載の同調器の共振周波数を設定する方法。 ８ 誘電体がソレノイド形状を成す特許請求の範
   囲第１項記載の同調器の共振周波数を設定する方
   法。