JPH0582763B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機およ
びその他通信機全般に用いることができる周波数
同調器に関するものである。 従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通
信電波が増加しており、希望する電波を選択する
周波数同調器の性能においては高い安定性と信頼
性が望まれている。一方、それら受信機、送信機
や通信機の製造コストの低減も大きな課題であ
り、特に合理化が困難な高周波部の同調回路部品
の抜本的な新技術開発が要求されている。 以下図面を参照しながら従来の同調器に用いて
いた同調回路部品について説明する。第１図は基
本的な同調回路であり、１は可変インダクタ、２
は可変キヤパシタ、３は電圧可変キヤパシタであ
る。この同調回路は従来においては第２図に示す
ような機械的可動部を有する可変インダクタ５と
可変キヤパシタ６が回路導体７ａ，７ｂで電圧可
変キヤパシタ８と接続されていた。更に第３図は
従来の平面インダクタ９を用いた同調器である
が、これにおいても可変キヤパシタ１０および電
圧可変インダクタ１１とは回路導体１２ａ，１２
ｂで接続されていた。 しかしながら、上記のような構成においては、 可変インダクタ部品および可変キヤパシタ部
品は他の高周波部品と比較してサイズが大き
く、特に高さ寸法が機器の小型化、薄型化を阻
害している。 可変インダクタ部品内のフエライトコアは機
械的振動によつてずれ易く、また透磁率の温度
依存性が大きくインダクタンス値が不安定であ
り同調周波数の変動が大きい。 可変インダクタと可変キヤパシタはそれぞれ
別個部品として存在し、導体の引き回し回路で
接続されているためリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタが多く発生して回路動作が不
安定である。 独立した最小単位機能の別個部品の集合回路
であるため部品点数の削減や製造の合理化に限
界がある。 可変キヤパシタ部品も機械的振動によつてキ
ヤパシタンス値が不安定であり同調周波数の変
動が大きい。 平面インダクタを用いた場合でも各部品を接
続する回路導体を皆無にすることが不可能であ
り、特に平面インダクタと回路導体が近接して
交差する部分がかならず発生し、これが原因で
同調回路の動作不安定状態を誘発する。 等の問題点を有していた。 発明の目的 本発明の目的は可変インダクタ部品と可変キヤ
パシタ部品および電圧可変リアクタンス素子を一
体化した薄型の同調器を簡単な構成で実現して同
調器内のリード接続回路導体を皆無にすることで
あり、同調器の形態を超薄型化と小型化し、更に
機械的振動に対しても同調が安定で、同調周波数
の温度依存性が小さく、同調回路の接続リードの
悪影響をなくして高周波的に安定で、また部品点
数を削減して製造工程の合理化を可能にする同調
器を提供することである。 発明の構成 本発明の同調器は誘電体を介して任意の屈曲方
向と屈曲角を示す屈曲部を有する電極もしくはス
パイラル形状電極を対向設置し、それぞれの電極
のアース端子が互いに逆方向側となるように設定
し、上記電極のうちいずれか任意の電極に対して
そのアース端子とその電極の任意位置との間に電
圧可変リアクタンス素子を接続するかもしくは電
圧可変リアクタンス素子がその電圧可変リアクタ
ンス素子が接続された電極もしくは他の電極と交
差して橋絡接続されるように構成したものであ
り、これにより一方の電極が分布インダクタとし
て作用し、またこの電極と他方の電極が対向して
先端オープンの分布定数回路を形成し、その等価
長さを動作させる周波数波長のλ／４長さ未満に
設定することによつて、この分布定数回路端に発
生する負リアクタンスによる分布キヤパシタを実
現し、上記の分布インダクタおよび電圧可変キヤ
パシタと共に並列に作用させることを基本とする
ものである。そしてそれぞれの電極の一方もしく
は両方の任意の電極部位をカツトするかもしくは
アース端子に設定することによつて分布インダク
タンスかもしくは分布キヤパシタンスを調整し
て、電圧可変キヤパシタの可変キヤパシタンスと
共に作用させることによつて同調器の同調周波数
を変化させるものである。 実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。 第４図は本発明の同調器（電圧可変キヤパシタ
の接続については後述する。以下第５図ないし第
１３図において同様。）の構成図を示すものであ
る。第４図においてａは表面図、ｂは側面図、ｃ
は裏面図を示す。（以下、第５図ないし第１３図
において同様）第４図それぞれにおいて５５は誘
電体基板であり、５６はインダクタを形成する電
極であり、５７の電極と相まつて分布定数回路を
形成しキヤパシタを形成する電極である。電極５
６の端子５８はアース端子であり、端子５９はオ
ープン端子である。一方、電極５７においては端
子６０がアース端子であり、端子６１がオープン
端子である。第４図ａに示す側、側と第４図
ｃに示す側、側が対応し（以下、第５図ない
し第１３図において同様）それぞれの電極５６，
５７は同一パターンで対向している。 第５図は本発明の他の実施例における同調器の
構成図を示すものである。誘電体基板６２に対す
る電極６３と電極６４の設置構成は第４図で説明
した実施例と同様であるが、電極６３の端子６５
はオープン端子であり、端子６６はアース端子で
ある。一方電極６４の端子６７がアース端子であ
り、端子６８がオープン端子である。 第６図は本発明の他の実施例における同調器の
構成図を示すものである。誘電体基板６９の表面
側に電極７０と電極７１を設置しそれぞれの電極
が側面対向するように構成したものである。電極
７０の端子７２はアース端子であり、端子７３は
オープン端子である。一方電極７１の端子７４が
オープン端子であり、端子７５がアース端子であ
る。ここでそれぞれの電極７０，７１に対する端
子モードは第４図と第５図で説明したようにアー
ス端子とオープン端子がそれぞれ逆方向側になる
ようにすれば任意に設定できる。（以下第７図〜
第１３図において同様） 第７図は本発明の他の実施例における同調器の
構成図を示すものである。誘電体基板７６に対す
る電極７７と電極７８の設置構成および端子モー
ドは第４図で説明した実施例と同様であるが、電
極７７と電極７８の面積が同一でなく、またそれ
ぞれの電極が部分的に対向するように設置した構
成である。 第８図ないし第１０図は本発明の他の実施例に
おける同調器の構成図を示すものである。第８図
における誘電体基板７９に対する電極８０と電極
８１の設置構成および端子モード、第９図におけ
る誘電体基板８２に対する電極８３と電極８４の
設置構成および端子モード、および第１０図にお
ける誘電体基板８５に対する電極８６と電極８７
の設置構成および端子モードは第４図で説明した
実施例と同様であるが、それぞれの電極は少なく
とも一ケ所以上の任意の屈曲角と屈曲方向を示す
屈曲部を有するものを用いる。 第１１図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板８８に対
する電極８９と電極９０の設置構成および端子モ
ードは第４図で説明した実施例と同様であるが、
それぞれの電極はスパイラル形状を有するものを
用いる。 第１２図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板９１に対
する電極９２と電極９３の設置構成および端子モ
ードは第４図で説明した実施例と同様であるが、
電極９３は電極９２の面積内に含まれた範囲内で
部分的に対向設置するように設置した構成であ
る。 第１３図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板９４に対
する電極９５と電極９６の設置構成および端子モ
ードは第４図で説明した実施例と同様であるが、
それぞれの電極９５，９６は誘電体基板９４の内
部に設けられている。 いうまでもなく第４図、第５図、第１２図、お
よび第１３図で説明した実施例におけるそれぞれ
の電極は第８図〜第１１図で説明した実施例の電
極形状を有するものを用いてもよい。 次に本発明の同調器の動作原理を説明する。 以上それぞれの実施例において、それぞれの電
極におけるアース端子は特別にアース端子として
設定せずとも、一般的に共通端子として設定して
他の回路部（図示せず）に接続しても所要の目的
は達成することができる。また、それらアース端
子もしくは共通端子はそれぞれの電極における端
部のみに限定して設定されるものではなく、互い
に相異対向位置関係にあるそれぞれの部分に任意
に設定することができる。 第１４図ａ〜ｅは本発明の同調器における動作
を説明するための等価回路である。第１４図ａに
おいて、電気長ｌ有し、互いにアース端子を逆方
向側に設定したそれぞれの伝送路電極２７０，２
７１によつて形成される伝送路に対して、電圧ｅ
を発生する信号源２７２が伝送路電極２７０に接
続されて信号を供給するものとする。そして、そ
れによつて伝送路電極２７０の先端におけるオー
プン端子には進行波電圧e_Aが励起されるものとす
る。一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極
２７０に近接して対向設置もしくは並設されてい
るので、相互誘導作用によつて電圧が誘起され
る。その伝送路電極２７１の先端におけるオープ
ン端子に誘起される進行波電圧をe_Bとする。 ここで伝送路電極２７０および２７１において
はそれぞれのアース端子が逆方向側に設定されて
いるので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進
行波電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それ
ぞれの進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオ
ープン状態であるので、伝送路電極２７０および
２７１より成る伝送路において電圧定在波を形成
することになる。ここで伝送路電極２７０におけ
る電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極２７１におけ
る電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができ
る。 そこで次に、伝送路電極２７０および２７１に
おいて任意の対向する部分において発生する電位
差Ｖを求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極２７０および２７１が同じ電気長ｌである
とすると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそ
れぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発
生させることができる。 ここで伝送路電極２７０および２７１はその電
極巾Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いもの
とする）、さらに誘電率ε_Sを有する誘電体を介し
て間隔ｄで対向されているものとする。この場合
における伝送路の単位長当りに形成するキヤパシ
タンスC₀は C₀＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_Oε_SＷ・Ｖ／ｄ＝ε_Oε_SＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に C₀＝ε_Oε_SＷ／ｄ ……(6) となる。 従つて、第１４図ａに示す伝送路は、第１４図
ｂに示すような単位長当りにおいて第６式で求ま
るC₀の分布キヤパシタ２７３を含んだ伝送路と
なる。さらに、この伝送路は第１４図ｃに示すよ
うに伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の
屈曲形状により発生する集中インダクタ成分それ
ぞれによる総合的な分布インダクタ２７７および
２７８と分布キヤパシタ２７３よりなる分布定数
回路と等価に表わすことができる。 次に、この分布キヤパシタ２７３の形成におけ
る伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。
第１５図ａに示すような平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスZ₀は、第１５
図ｂに示す等価回路で表わすことができる。その
特性インピーダンスZ₀は一般的に

【化】

【化】 となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ₀
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC₀は
第６式において求めた伝送路における単位当りの
キヤパシタンスC₀と同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンス
Z₀はキヤパシタンスC₀の関数であり、それはま
たキヤパシタC₀に関与する誘電体の誘電率ε_S、伝
送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設
置間隔ｄの関数でもある。 以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ₀、その電気長がｌであり、
かつ先端がオープン状態である伝送路の端子に発
生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z₀cotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に

【化】 の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０ ……(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイプリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは

【化】 で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。 以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作様態について図に表わしたものが第１６図で
ある。第１６図では、先端がオープン状態の伝送
路において、その電気長ｌの変化に従つて端子に
発生する等価リアクタンスＸが変化する様子を表
わしている。第１７図から明らかなように、伝送
路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
4λ／３などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件
において、伝送路の電気長ｌを任意に設定するこ
とによつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現
することが可能である。 このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
１４図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ２７９
として等価的に置換することができる。そして、
伝送路に存在する分布インダクタ成分および伝送
路の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成
分それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ２８０として等価的に置
換することができる。この第１４図ｄにおいてア
ース端子を共通化して表わすと、明らかに最終的
には第１４図ｅにおいて示すように、集中定数キ
ヤパシタ２７９および集中定数インダクタ２８０
より成る並列共振回路と等価になり、同調器を実
現することができる。 以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における伝送路と同様のもの
を用いても他の構成にしたものそれぞれと比較し
て全く異なるものであることを証明するために、
従来の同調器もしくは他の伝送路構成による同調
器における構成および動作を次に説明して対比す
る。それによつて本発明による同調器との差異を
明確にすると共に、本発明における同調器の新規
性を明らかにする。 第１７図は、伝送路電極として例えば本発明に
おける同調器に用いるものと同様なもので形成し
ても、アース端子が互いに同方向側に設定されて
いる点が異なる場合の動作を示すものである。第
１７図ａにおいて伝送路電極２８１および２８２
よりなる先端オープンの伝送路が、電圧ｅを発生
する信号源２８３によつてドライブされているも
のとする。それによつて伝送路電極２８１の先端
におけるオープン端子には定在波電圧e_Aが励起さ
れ、それと対向設置もしくは並設される伝送路電
極２８２の先端におけるオープン端子には定在波
電圧e_Bが誘起されるものとする。ここで、それぞ
れの伝送路電極２８１および２８２のアース端子
は互いに同方向側に設定されているので、それぞ
れの定在波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従
つて、伝送路電極２８１および２８２におけるそ
れぞれの電圧分布係数は同じＫを有することにな
る。それによつて伝送路電極が対向する任意の部
分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(14) となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１お
よび２８２の電気長が同じ長さであるとすると e_A＝e_B ……(15) となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_A＝Ｏ ……(16) となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第１７図ａに
おける信号源２８３を伝送路端に置換設定したも
のが第１７図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡
信号源２８４を設置したことと等価になる。そし
てこの等価回路においては互いに電位差を有しな
い平行伝送路が存在するのみである。つまりこれ
は第１７図ｃに示すように、等価的に単なる一本
の伝送路電極２８５が存在する場合と同一である
ことは明らかである。そして、信号源２８３およ
びアース端子を第１７図ａに示したようにもとの
回路に等価置換することにより第１７図ｄに示す
ようになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分
および伝送路の屈曲形状により発生する集中イン
ダクタ成分それぞれより成る等価的な集中定数イ
ンダクタ２８６のみを形成するだけである。以上
より明らかなように、インダクタと並列にキヤパ
シタを形成することができないので、目的とする
並列共振回路の同調器は実現することができな
い。 第１８図は、片側の伝送路電極として例えば本
発明の同調器におけるものと同じもので形成した
一般的なマイクロストリツプラインであるが、そ
の伝送路電極と対向する電極が充分に広いアース
となつている点が異なる場合の動作を示すもので
ある。第１８図ａにおいて伝送路電極２８７が充
分に広いアース電極２８８と対向し、電圧ｅを発
生する信号源２８９によつてドライブされ、伝送
路の先端におけるオープン端子に定在波電圧e_Aが
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとす
る。一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分
布係数Ｋを有する定在波電圧e_Bが発生するものと
仮定すると、伝送路電極２８７とアース電極２８
８が対向する任位の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(17) で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）で
あり e_B＝Ｏ ……(18) となる。従つてアース電極２８８には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A (19) となる。これによつて、伝送路電極２８７とアー
ス電極２８８の間に分布キヤパシタを形成するこ
とは可能である。しかしながら、伝送路電極２８
７はアース電極２８８と近接して対向しているた
め、相互誘導作用によつて伝送路電極２８７にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのため伝送路電極２８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させるこ
とになる。すなわち、このマイクロストリツプラ
インは第１８図ｂに示すように等価損失抵抗２９
０を含む集中定数インダクタ２９１および集中定
数キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回
路を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際
には相当大きな抵抗値を有するものになるため、
共振回路における損失が非常に大きくなる。従つ
て、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下
したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。 第１９図は従来において最も多く使用されてい
るλ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路に
おける先端条件および伝送路の長さの設定と、更
にアースの設定におけるそれぞれの点で本発明の
同調器と全く異なることを示すものである。第１
９図において平衡モード伝送路電極２９３および
２９４は、その電気長ｌが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がシヨートさ
れている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２
９５によつて、それぞれの伝送路電極が平衡モー
ドでドライブされているものとする。アース端子
は平衡信号源２９５の中性点に設定され、特に伝
送路電極におけるいずれかの端子にアースを設定
するものではない。この場合における伝送路の端
子に発生する等価的な端子リアクタンスＸは、伝
送路の特性インピーダンスをZ₀とすると Ｘ＝Z_Otanθ ……(20) となる。ここで特性インピーダンスZ₀は第８式に
おいて示したものと同じものであり、またθにつ
いても第10式において示したものと同じものであ
る。この共振器では伝送路の電気長ｌを ｌ＝λ／４ ……（21） としているので θ＝π／２ ……（22） である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z₀tanπ／２＝∞ ……（23） となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の違いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。 次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を示して説明する。第２０図
は同調周波数の温度依存性を測定した実験結果を
表すグラフである。そして第２１図は共振Ｑの温
度依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第２０図および第２１図において、特性Ａは
本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系プ
リント回路基板を使用した場合の実験結果であ
る。一方、特性Ｂは第２図において示すような、
従来において最も多く用いられていた同調器にお
ける温度依存特性である。これらの実験結果か
ら、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調周波数は極めて
安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定である
ことが明らかである。一方、従来の同調器におい
ては、インダクタを構成するフエライト材のコア
における透磁率μとＱの根本的な不安定性、およ
びコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
の変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑ
の安定性を確保することが困難であつた。それに
よつて、他の温度補償部品もしくは他の自動安定
化補償回路を付加して不安定性を補つていた。 以上のように構成された同調器の同調周波数の
調整について第１１図に示す実施例を代表してそ
の動作を説明する。まずインダクタは第１１図ａ
に示すスパイラル形状電極８９によつて形成され
る。次に、キヤパシタは第１１図ａないしｃに示
すスパイラル形状電極８９と９０の間に存在する
誘電体８８によつて発生する分布キヤパシタンス
によつて形成される。次に第２２図にこの同調器
の動作等価回路を示して説明する。第２２図ａの
１００はインダクタを形成するスパイラル形状電
極と等価な伝送路であり、１０１は１００のイン
ダクタ形成電極と共に作用して分布キヤパシタ１
０２を形成させるスパイラル形状電極と等価な伝
送路である。ここでスパイラル形状電極１０１の
アースポイントはインダクタを形成するスパイラ
ル形状電極１００のアースポイントとは逆方向側
に設定されているため、第２２図ｂに示すように
スパイラル形状電極１０１のインダクテイブ成分
は打消されてアース面１０３と等価になりインダ
クタのスパイラル形状電極１０４と対向して分布
キヤパシタ１０５を形成する。これを分布定数回
路で示したのが第２２図ｃであり、分布インダク
タ１０６と分布キヤパシタ１０７による分布定数
回路を形成する。ここでアースとなる分布キヤパ
シタ電極１０８の任意の電極部位１０９でカツト
することにより、また分布インダクタ１０６の任
意の電極部位１１０でカツトすることによつて分
布キヤパシタンス１０７と分布インダクタンス１
０６のそれぞれの値を任意に変化させることが可
能である。 第２２図ｄはこれを集中定数等価回路で示した
もので可変インダクタ１１１と可変キヤパシタ１
１２の並列共振回路を形成することになる。 この同調器のインダクタが有するインダクタン
スはスパイラル形状電極の捲回数もしくは電極長
さによつて任意に設計することができる。一方、
分布キヤパシタのキヤパシタンスは対向するスパ
イラル形状電極の対向面積と誘電体の誘電率εお
よび厚みによつて任意に設計することができる。
この分布キヤパシタンスの形成について第２３図
と共に説明する。対向するスパイラル形状電極の
伝送路等価長さをｌとし、この伝送路等価長さｌ
は使用する誘電体の誘電率εによつて定まる波長
短縮率１／√を考慮した動作周波数における
λ／４長よりも短いものに設計する。このλ／４
長に対する伝送路等価長さｌの割合を任意に設計
することによりキヤパシテイブリアクタンスX_C
の値を任意に設計することが可能である。このキ
ヤパシテイブリアクタンスX_Cと動作周波数_Oに
よつてキヤパシタンスＣ＝1/2π_OX_Cが得られる。
今この伝送路等価長さｌを伝送路等価長さl′に短
縮するとキヤパシテイブリアクタンスX_Cはキヤ
パジテイブリアクタンスX_C′に変化する。このキ
ヤパシテイブリアクタンスX_C′と動作周波数_Oに
よつてキヤパシタンスC′＝1/2π_OX_C′が得られ、
C′＜Ｃとなつてキヤパシタンスを可変できる。こ
のキヤパシタンスＣを有するキヤパシタが第２２
図ｄに示す可変キヤパシタ１１２と等価である。
ここでアースとなるキヤパシタ電極を形成するス
パイラル形状電極〔第１１図ｃにおけるスパイラ
ル形状電極９０〕の長さは、以上の説明において
インダクタ電極を形成するスパイラル形状電極
〔第１１図ａにおけるスパイラル形状電極８９〕
と同じ長さとしたが、第７図の実施例において説
明したようにインダクタ電極長さよりも短い範囲
で任意の長さに設計しても良く、またインダクタ
電極と対向する任意の位置に形成しても所要の目
的は達成できる。 第２４図、第２５図、第２６図、第２７図に第
１１図に示す実施例を代表して可変キヤパシタと
可変インダクタの調整可変の様子を示す。第２４
図、第２５図はキヤパシタ電極のカツトによつて
可変キヤパシタを調整するモードの説明図であ
り、第２４図に示すようにオープン端子を起点と
するカツト位置までの電極長さを電極カツト量ｄ
とし、それに対する分布キヤパシタンスＣ、分布
インダクタンスＬ、および自己共振周波数_Oの関
係は第２５図のようになる。すなわち、電極カツ
ト量ｄの増大に対して分布キヤパシタンスＣは減
少するが分布インダクタンスＬは不変である。そ
れにしたがつて自己共振周波数_Oは高くなる。一
方、第２６図、第２７図はインダクタ電極のカツ
トによつて可変インダクタと可変キヤパシタを同
時に調整するモードの説明図であり、第２６図に
示すようにオープン端子を起点とするカツト位置
までの電極長さを同じく電極カツトし量ｄとし、
それに対する分布インダクタＬ、分布キヤパシタ
Ｃ、および自己共振周波数_Oの関係は第２７図の
ようになる。すなわち電極カツト量ｄの増大に対
して分布インダクタンスＬと分布キヤパシタンス
Ｃは共に減少し、それにしたがつて自己共振周波
数_Oは高くなる。 ここで電極をカツトする方法としてはレーザカ
ツター、サンドブラスター等の調整時において同
調周波数に影響を与えない非接触カツト手段を用
いると良い。 次に以上のように構成された実施例の同調器の
同調周波数を調整する別の方法について第１１図
に示す実施例を代表して以下その動作を説明す
る。第２８図ａの１１３はインダクタを形成する
スパイラル形状電極と等価な伝送路であり、１１
４は１１３のインダクタ形成電極と共に作用して
分布キヤパシタ１１５を形成させるスパイラル形
状電極と等価な伝送路である。ここで、伝送路電
極１１４のアースポイントは任意の電極部位１１
６に設定されるため第２８図ｂに示すようにアー
スポイント１１７から電極１１４のアース側に至
る対向部のインダクテイブ成分は打消されてアー
ス面１１８と等価になりインダクタを形成する伝
送路電極１１９と対向して分布キヤパシタ１２０
を形成する。これを分布定数回路で示したのが第
２８図ｃであり、分布インダクタ１２１と分布キ
ヤパシタ１２２による分布定数回路を形成する。
ここでアースとなる分布キヤパシタ電極１２３の
電極端１２４を任意に調整することにより分布キ
ヤパシタ１２２の値を任意に可変することが可能
である。第２８図ｄはこれを集中定数等価回路で
示したもので、インダクタ１２５と可変キヤパシ
タ１２６の並列共振回路を形成することになる。
また第２９図にこの同調器の別の動作等価回路を
示して説明する。第２９図ａの１２７はインダク
タを形成する伝送路電極であり、任意の電極部位
１２８をアース端子とし、１２９は電極１２７と
共に作用して分布キヤパシタ１３０を形成する伝
送路電極である。これは第２９図ｂに示すように
インダクタとしてはアース端子を１３１とする伝
送路１３２のみが寄与することになり、伝送路１
３２と対向する部分のアース電極１３３との間の
分布キヤパシタ１３４のみが形成される。これを
分布定数回路で示したのが第２９図ｃであり、分
布インダクタ１３５と分布キヤパシタ１３６によ
る分布定数回路を形成する。ここでアースとなる
分布インダクタ電極１３５の電極端１３８を任意
に調整することにより、分布インダクタ１３５お
よび分布キヤパシタ１３６の値を任意に同時に可
変することが可能となる。第２９図ｄはこれを集
中定数等価回路で示したもので、可変インダクタ
１３９と可変キヤパシタ１４０の並列共振回路を
形成することになる。 第３０図、第３１図、第３２図、第３３図に第
１１図に示す実施例を代表して可変キヤパシタと
可変インダクタの調整可変の様子を示す。第３０
図、第３１図はキヤパシタ電極のアース端子位置
の調整によつて可変キヤパシタを調整するモード
の説明図であり、第３０図に示すようにオープン
端子１４１を起点とするアース端子位置までの電
極長さを電極有効長ｄとし、それに対する分布キ
ヤパシタンスＣ、分布インダクタンスＬ、および
自己共振周波数_Oの関係は第３１図のようにな
る。すなわち、電極有効長ｄの増大に対して分布
キヤパシタンスＣは増大するが分布インダクタン
スＬは不変である。それにしたがつて自己共振周
波数_Oは低くなる。一方、第３２図、第３３図は
インダクタ電極のアース端子位置の調整によつて
可変インダクタと可変キヤパシタを同時に調整す
るモードの説明図であり、第３２図に示すように
オープン端子１４２を起点とするアース端子位置
までの電極長さを同じく電極有効長ｄとし、それ
に対する分布インダクタＬ、分布キヤパシタＣ、
および自己共振周波数_Oの関係は第３３図のよう
になる。すなわち電極有効長ｄの増大に対して分
布インダクタンスＬと分布キヤパシタンスＣは共
に増大し、それにしたがつて自己共振周波数_Oは
低くなる。 以上に説明した構成と動作により所要の目的を
達成するものであるが、その構成形態の有効性を
他の電極構成にした場合と簡単に比較する。可変
インダクタを形成するスパイラル形状電極は上記
の説明のものと同様として、まず可変キヤパシタ
を形成するスパイラル形状電極をスパイラル形状
とせずに全面アース電極とした場合は可変インダ
クタのＱ性能が著しく低下して実用性はなくな
る。次に可変キヤパシタを形成するスパイラル形
状電極をスパイラル形状としてもアースポイント
を可変インダクタを形成するスパイラル形状電極
と同方向側に設定すると、両者は単一の可変イン
ダクタとして作用するのみで分布キヤパシタンス
を形成することは不可能となり所要の目的は達成
できない。 以上のように本実施例の特徴としてインダクタ
電極をキヤパシタ電極と共用したこと、およびア
ースとなるキヤパシタ電極のインダクタンス成分
を打消したことにより可変インダクタと可変キヤ
パシタの一体化を実現している。 次に本発明の実施例の同調器の全体について第
１１図に示す実施例の同調器を代表してそれに電
圧可変キヤパシタを接続する方法について図面を
参照しながら説明する。 第３４図は本発明の一実施例における同調器全
体の構成について示す（対向設置する電極は図示
せず、以下第３５図においても同様。）ものであ
る。誘電体基板１４３に設置されたスパイラル形
状電極１４４（インダクタを形成するものもしく
はキヤパシタを形成するものいずれでもよい。以
下第３５図においても同様。）のアース端子１４
５とスパイラル形状電極１４４の任意の電極部位
１４６との間に電圧可変キヤパシタ１４７のアノ
ードがそれぞれ接続される。１４８は電圧可変キ
ヤパシタ１４７の共通カソードとなる電圧制御端
子である。 第３５図は本発明の他の実施例における同調器
全体の構成を示すものである。誘電体基板１４９
に設置されたスパイラル形状電極１５０のアース
端子１５１とオープン端子１５２の間に電圧可変
キヤパシタ１５３のアノードがそれぞれ接続され
る。１５４は電圧可変キヤパシタ１５３の共通カ
ソードとなる電圧制御端子である。 第３４図、第３５図における実施例の同調器全
体の構成についてはいうまでもなく可変インダク
タと可変キヤパシタおよび電圧可変キヤパシタは
それぞれリード接続回路導体を皆無かもしくは極
短小経路で接続することを実現している。 第３４図、第３５図の実施例においては電圧可
変キヤパシタ１４７，１５３としてツインタイプ
のものを用いたが、いうまでもなくシングルタイ
プのものを用いた場合でも電圧制御端子となるカ
ソードとそれが接続される可変インダクタもしく
は可変キヤパシタとなる電極の間に直流電圧阻止
用のキヤパシタを設置して接続する（図示せず）
ようにすればよい。 発明の効果 以上の説明から明らかなように本発明はキヤパ
シタ電極と共用したインダクタ電極を誘電体を介
してインダクタ成分を打消したアースとなるキヤ
パシタ電極と対向設置したそれぞれの電極のうち
一方もしくは両方の電極の任意の電極部位をカツ
トもしくはアース端子位置に設定することによつ
て可変インダクタと可変キヤパシタを形成し、更
に対向設置するいずれかの電極のアース端子と任
意の電極部位の間に直接もしくは極短い経路で電
圧可変キヤパシタを接続するように構成している
ので 可変インダクタと可変キヤパシタおよび電圧
可変キヤパシタそれぞれを接続リード回路導体
を皆無にしてかもしくは極短い経路で接続する
ことができる。 それにより 同調器内に不要なレジスタンス成分が介入す
ることがなくなり、同調Ｑを向上することがで
きる。 更に リードインダクタンスやストレーキヤパシタ
の影響がなくなり同調器の回路動作が極めて安
定になる。 一方 簡単な構成で同調器全体を超薄型、小型の一
体化モジユールとして形成できるかもしくは誘
電体回路基板中に組み込んで一体形成できる。 調整後の同調器は機械的可動部が皆無となる
ため機械的振動による同調周波数のずれを極め
て小さくできる。 同調器の電極が他の回路要素の回路と同時に
一括形成することが可能であり、部品点数が削
減でき、また製造の合理化やコストダウンが実
現できる。 同調器の同調周波数調整に電極カツト法を用
いる場合には非接触調整手段を用いることがで
きるので、同調周波数に影響を与えずに調整処
理ができる。 またアース端子位置調整法を用いる場合には
電極の非破壊調整手段を用いることができるの
で同調器の同調周波数をくり返し上下調整処理
ができる。 という優れた効果が得られる。 さらに同調器内の可変インダクタンスと可変キ
ヤパシタンスのそれぞれの初期値の設計は電極パ
ターンの簡単なアートワークに依存し、同調装置
の設計の自由度が向上すると共に定数の修正対応
が容易である。 また同調器の電極導体の一部は多層回路基板の
中間層にも形成可能であり、同調装置の実装設計
における自由度を拡大することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な同調器の回路図、第２図は従
来の同調器の構成図、第３図は他の従来の同調器
の構成図、第４図ないし第１３図は実施例におけ
る同調器の構成図でありそれぞれにおいてａは表
面図、ｂは側面図およびｃは裏面図、第１４図ａ
〜ｅ、第１５図ａ，ｂおよび第１６図は同同調器
の動作原理を示す説明図、第１７図ａ〜ｄ、第１
８図ａ，ｂ、第１９図は従来の同調器における動
作原理を示す説明図、第２０図、第２１図は本発
明の同調装置に用いる同調器と、従来の同調器の
温度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、
第２２図ａ〜ｄは本発明の同調装置に用いる同調
器の同調周波数調整法を説明するための等価回路
図、第２３図は同同調器の伝送路長とリアクタン
スの関係を示す特性図、第２４図〜第２７図は同
同調器の可変キヤパシタと可変インダクタの調整
可変の様子を示す説明図、第２８図ａ〜ｄ、第２
９図ａ〜ｄは同同調器の他の同調周波数調整法を
説明するための等価回路図、第３０図〜第３３図
は同同調器の可変キヤパシタと可変インダクタの
調整可変の様子を示す説明図、第３４図、第３５
図はそれぞれ本発明の実施例における同調器の斜
視図である。 ５５，６２，６９，７６，７９，８２，８５，
８８，９１，９４，１４３，１４９……誘電体基
板、５６，５７，６３，６４，７０，７１，７
７，７８，８０，８１，８３，８４，８６，８
７，８９，９０，９２，９３，９５，９６，１４
４，１５０……可変インダクタ用もしくは可変キ
ヤパシタ用電極、１４７，１５３……電圧可変キ
ヤパシタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ それぞれ〔ｎλ／４〜（ｎ＋１）λ／４〕（ここで ｎ＝０、２、４、６…）の電気的等価長を有する
   第１および第２の電極が誘電体を介して対向設置
   し、上記第１の電極におけるアース端子または共
   通端子の位置が上記第２の電極におけるアース端
   子または共通端子と対向しない相異対向位置関係
   に設定し、更に上記第１もしくは第２の電極にお
   ける所定の位置に第１の端子を設け、この第１の
   端子と上記アース端子または共通端子を第２の端
   子とする２端子回路網の同調部に対して、上記第
   １および第２の電極の少なくとも一方の電極の任
   意の場所に設けた端子と上記アース端子または共
   通端子の間に可変リアクタンス素子を接続設置し
   た可変同調器。 ２ 可変リアクタンス素子が第１の電極の一部分
   または第２の電極の一部分と交差して接続設置さ
   れる特許請求の範囲第１項に記載の可変同調器。 ３ 電極として少なくとも一箇所以上の所定の屈
   曲角もしくは屈曲率および所定の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１
   項ないし第２項のいずれかに記載の可変同調器。 ４ 電極としてスパイラル形状を有するものを用
   いた特許請求の範囲第１項ないし第２項のいずれ
   かに記載の可変同調器。 ５ 一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりも所定に短かく設定し、かつ所定の部
   分で対向設置させた特許請求の範囲第１項ないし
   第４項のいずれかに記載の可変同調器。 ６ 誘電体の内部においてそれぞれの電極もしく
   は所定の片側の電極における部分もしくは全部を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第５項のい
   ずれかに記載の可変同調器。 ７ 円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における
   内周部および外周部においてそれぞれの電極を設
   置した特許請求の範囲第１項ないし第６項のいず
   れかに記載の可変同調器。 ８ 誘電体が板形状を成す特許請求の範囲第１項
   ないし第６項のいずれかに記載の可変同調器。 ９ 誘電体がソレノイド形状を成す特許請求の範
   囲第１項ないし第６項のいずれかに記載の可変同
   調器。 １０ 可変リアクタンス素子として電圧可変キヤ
   パシタンスダイオードを用いた特許請求の範囲第
   １項ないし第９項のいずれかに記載の可変同調
   器。