JPS6033703A - フイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビおよびパーソナル無線の送信機
や受信機、その他通信機全般に用いることができるフィ
ルタに関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波が
増加しておシ、希望する電波を選択するフィルタの性能
においては高い安定性と信頼性が要求されている。一方
、それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減も
大きな課題であり、特に合理化が困難な高周波部のフィ
ルタ回路部品の抜本的な技術開発が必要とされている。

以下図面を参照しながら従来のフィルタ回路部品につい
て説明する。第１図は基本的なフィルタ回路であり、１
ないし３は同調インタツタ、４ないし６は同調キャパシ
タ、７および８は結合キャパシタ、９は入力端子、そし
て１ｏは出力端子である。ここで結合キャパシタ７．８
を用いずに同調インダクタ相互間の電磁誘導作用を用い
て結合させる従来例（図示せず）もある。このフィルタ
回路を構成する部品は従来においては第２図に示す様な
インダクタ部品１１ないし１３とキャパシタ部品１４な
いし１８が導体６１および６２で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては、■　イン
ダクタ部品およびキャパシタ部品は他の高周波部品と比
較してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と
薄型化を阻害している。

■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、またフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であり同調周波数の
変動が太きい。

■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそれぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続されている
ためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多く
発生して回路動作が不安定である。

■　独立した最小単位機能の個別部品の集合回路である
だめ部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品を一体
化構成した多段フィルタ回路ブロックを実現することに
あり、それによってフィルタ回路ブロックの形態を超薄
型で小型化し、更に機械的振動に対しても安定で、同調
周波数の温度依存性が小さく、接続リードの悪影響をな
くして高周波的と安定で、また部品点数を削減して製造
工程の合理化を可能にするととである。

発明の構成 本発明のフィルタは同一の厚みと同一の誘電率を有する
少なくとも２個以上の誘電体を介して同一形状を有する
少なくとも３個以上の電極を対向設置し、それぞれの電
極のアース端子が互いに対向する電極間において逆方向
側となるように設定することによって同一の同調周波数
を有する同調部を複数形成して単同調周波数選択特性を
呈するように構成したものであり、これにより相対向す
る電極間で一方の電極が分布イソダクタとして作用し、
またとの電極と他方の電極が対向することによって先端
オープンの分布定数回路を形成し、その等測長さを動作
させる周波数波長のλ／４長さンスによる分布キャノく
シタを実現し、上言己の分布インダクタと並列に作用さ
せることを基Ａ【とするものであり、この分布インダク
タと分布キャパシタを相対向する電極間において交互に
形成して多段フィルタとして作用させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しなカニら日兄
明する。

第３図は本発明の実施例におけるフィルりの構成図を示
すものである。第３図において（２Ｌ）は表面図、（ｂ
）は側面図、（Ｃ）は裏面図を示す。（す、下第４図な
いし第８図において同様）第３図において、１ｇａと１
９ｂは誘電体基板であり、２０ないし２２は分布定数回
路を形成して分布インタ゛クタと分布キャパシタを形成
する電極である。電４ｉｉ２０ないし２２のアース端子
の設定は第３図に示すように相対向する電極相互におい
て逆方１句１μｍｊとなるようにする。（以下第４図な
いし第８図において同様）第３図（ａ）に示す■側、■
（ａｌｌと第３図（Ｃ）に示すの側、■側が対応しく以
下第４図ないし第８図において同様）それぞれの電極２
０ないし２２は同一パターンで対向している。ここで誘
電体１９ａと１９ｂは同一の厚みと同一の誘電率を有す
る（以下第４図ないし第８図において同様）ものを用い
る。以上の構成によって電極２ｏと２１および誘電体１
９ａで１個の単同調部を形成し、電極２１と２２および
誘電体１９ｂで別の１個の単同調部を形成する。それぞ
れの単同調部の同調周波数は同一となシ、それらが結合
して選択度がシャープな単同調フィルタを形成する。（
以下第４図ないし第８図において同様。動作説明は後述
する一第４図は本発明の他の実施例におけるフィルタの
構成図を示すものである。誘電体基板２３＆と２３ｂを
介して１個所の屈曲部を有する電極２４ないし２６がそ
れぞれ対向設着されている。

第５図と第６図は本発明の他の実施例におけるフィルタ
の構成図を示すものである。第５図において誘電体基板
２７ｆＬと２７ｂを介して複数個所の屈曲部を有して折
返し形状を成す電極２８ないし３ｏが対向設置されてい
る。第６図において誘電体基板３１１Ｌと３１ｂを介し
て複数個所の屈曲部を有して折返し形状を成す電極３２
ないし３４が対向設置されている。

第７図は本発明の他の実施例におけるフィルりの構成図
を示すものである。誘電体基板３５ａと３５ｂを介して
スパイラル形状の電極３６ないし３８がそれぞれ対向設
置されている。

第８図は本発明の他の実施例における）４／レタの構成
図を示すものである。誘電体基板３９の内部に電極４０
ないし４２がそれぞれ等しい対向１月隔を保って対向設
置されている。第８図の実施例における電極形状として
はこの細筒４図ないし第７図に示しだ実施例におけるよ
うな屈曲部を有する電極を用いることができろう 以上のように構成された本実施例のフィルりについて第
６図に示す実施例を代表して以下にその動作を説明する
。まずインダクタは第６図（ａ）に示す折返し形状電極
３２と３４によって形成される。

次にキャパシタは折返し形状電極３２と３３の出１に存
在する誘電体基板３１２Ｌによって発生するものと、折
返し形状電極３３と３４の間に存在する誘電体基板３１
ｂによって発生するものによって形成される。ここでキ
ャパシタを形成する折返し形状電極３３は上記それぞれ
発生するキャパシタに対して共通である。

次に本発明のフィルタに用いる同調器の動作原理全説明
する。

第９図（２Ｌ）〜（ｇ）は本発明の同調器における動作
を説明するだめの等価回路である。第９図（ａ）におい
て、電気長ｌを有し、互いにアース端子金逆方向＄１１
１に設定したそれぞれの伝送路電極２７０，２７１によ
って形成される伝送路に対して、電圧ｅを発生する信号
源２７２が伝送路電極２７０に接続されて信号を供給す
るものとする。そして、それによって伝送路電極２γ０
の先端におけるオープン端子には進行波電圧ｅム　が励
起されるものとする。

一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極２７０に近
接して対向設置もしくは並設されているので、相互誘導
作用によって電圧が誘起される。その誘起される進行波
電圧’２ｅＢ　とする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢ　は励起する進行波電圧ｅＡ　に
対して逆位相となる。そして。

それぞれの進行波電圧ｅムおよびｅＢは伝送路の先端が
オープン状態であるので、伝送路電極２了Ｏおよび２７
１より成る伝送路において電圧定在波全形成することに
なる。ここで伝送路電極２７０における電圧定在波の分
布様態を示す電圧分布係数ｉＫで表わすものとすると、
伝送路電極２７１にかける電圧分布係数は（１−Ｋ）で
表わすこと力＝できる。

そこで次に、伝送路電極２７０お二び２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差ｖｆ：求める
と Ｖ　＝Ｋｅｌ−（１−Ｋ）ｅＢ　・−・・（１）で表わ
すことができる。ここで、それぞれの伝送味樹妬り７ｎ
４−ｔ’ｒｌ：２７１が同ｌ〕雷気長ｌであるとすると ｅＢ　＝　−ｅム　・・・・・・＠） となり、それによって第１式における電位差ＶはＶ＝Ｋ
ｅｌ　＋　（１−Ｋ）ｅム 一。Ａ　・旧・・（３） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差ｖ１発生させること
ができる。

ここで伝送路電極２ア０および２了１はその電極巾ｗｌ
有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）、さら
に誘電率εｌ！金有する誘電体全弁して間隔ｄで対向さ
れているものとする。この場合における伝送路の単位長
当りに形成するキャパシタンスＣｏは Ｑ Ｇｏ＝−＝＝−・・・・・・（４） Ｗｅム であり、故に となる。

従って、第９図（ｉａ）に示す伝送路は、第９図（１）
）に示すような単位長当りにおいて第６式で捷るＣ０の
分布キャパシタ２ア３を含んだ伝送路となる。

また、それぞれの伝送路電極２ア０と伝送路電極２７１
における電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は
、上記において述べたように互いに逆位相関係にあるの
で、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動
作することになる。これによって第９図（Ｃ）に示すよ
うな、平衡電圧ｅ’に有する平衡信号源２了４によって
平衡モードで励起される伝送路電極２７５および２７６
によって形成される平衡モード伝送路と等価になる。い
う葦でもなくその電気長は第９図（ａ）において示した
もとの電気長でと同じである。さらに、この平衡モード
伝送路は第９図（４）に示すように、伝送路の分布イン
ダクタ成分および伝送路の屈曲形状によシ発生する集中
インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ
２７７および２７８と分布キヤパシタ２７３よりなる分
布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２了３の形成における伝送路
の電気長ｌとの関係について説明する。

第１０図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスＺｏ　は、第１０図（
ｂ）に示す等価回路で表わすことができる。その特性イ
ンピーダンスＺｏ　は一般的ニ となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化ツタめ以下第８式に示す特
性インピーダンスｚ。

を用いる０第８式におけるキャパシタンスｃｏハキャバ
シタンスｃｏ　と同じものである。すなわち伝送路にお
ける単位長当りの特性インピーダンスＺｏ　はギヤパン
タンスｃｏ　の関数であり、それは葦だキヤパシタｃｏ
　に関与する誘電体の誘電率ε６゜伝送路電極の巾Ｗお
よびそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数でもある
。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺｏ　で、その電気長が４であり、かつ先端
がオープン状態である伝送路の端子に発生する等価リア
クタンスＸは Ｘ　−＝＝　−ＺｏｒｂＬθ　・旧・・（９）で表わす
ことができる。ここで β ０　＝２ｙｒ−・・−・−（１０） λ であり、特に Ｘ≦Ｏ叩・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長ｌによって０が第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長ｌ全λ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣは ωＩＸＩ　ωＺ（、ｃｏｔ。

で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｌの設定によって任意のキャパシタンスＣ′
ｆｆ：実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第１１図である。第１１
図では、先端がオープン状態の伝送路において、その電
気長ｌの変化に従って端子に発生する等価リアクタンス
Ｘが変化する様子を表わしている。第１１図から明らか
なように、伝送路の電気長でがλ／４以下もしくはλ／
／２〜４λ／３などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわち等価
的にキャパシタを形成することができる。さらに。

負の端子リアクタンスを発生させる条件において、伝送
路の電気長ｐｆ：任意に設定することによって。

キャパシタンスＣを任意の値に実現することが可能であ
る。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第９図（８
）において示す集中定数キャパシタ２７９として等価的
に置換することができる。そして、伝送路に存在する分
布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発生
する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成さ
れるインダクタは、集中定数インダクタ２８０として等
価的に置換することができる。そして、仮想的な平衡信
号源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアース全、
もとの第９図（＋ａ）において示した状態と等価的と同
じになるように置換すれば、第９図（ｆ）に示すように
なる。この第９図（ｆ）においてアース端子を共通化し
て表わすと、明らかに最終的には第９図（ｇ）において
示すように、集中定数キャパシタ２７９および集中定数
インダクタ２８０より成る並列共振回路と等価になり、
同調器を実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが１本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規第１２図は、伝送路電極として例えば本発明における
同調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース
端子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合
の動作を示すものである。第１２図（ａ）において伝送
路電極２８１および２８２よりなる先端オープンの伝送
路が、電圧ｅｉ全発生る信号源２８３によってドライブ
されているものとする。それによって伝送路電極２８１
の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅムが励起
され、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極２
８２の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＢ　
が誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路電
極２８１および２８２のアース端子は互いに同方向側に
設定されているので、それぞれの定在波電圧ｅムとｅＢ
は互いに同位相となる。従がって、伝送路電極２８１お
よび２８２におけるそれぞれの電圧分布係数は同じＫｉ
有することになる。それによって伝送路電極が対向する
任意の部分における電位差Ｖは となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１および２
８２の電気長が同じ長さであるとするとｅム＝ｅＢ　・
・・・・・（１５） となり、それによって第１４式における電位差■は ｖ　＝Ｋｅｙ　−Ｋｅｙ　＝ｏ　−−−−（１６）とな
る。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が
発生しないことになる。第１２図（ａ）における信号源
２８３を伝送路端に置換設定したものが第１２図（ｂ）
であり、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４を設置
したことと等価になる。そしてこの等何回路においては
互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみであ
る。つまりこれは第１２図（０）に示すように、等価的
に単なる一本の伝送路電極２８６が存在する場合と同一
であることは明らかである。そして、信号源２８３およ
びアース端子を第１２図（＆）に示したようにもとの回
路に等価置換することにより第１２図（ｄ）に示すよう
になる。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送
路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分それぞ
れよ構成る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを形
成するだけである。以上より明らかなように、インダク
タと並列にキャンぐンタ全形成することができないので
、目的とする並列共振回路の同調器は実現することがで
きない。

第１３図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第１３図（＆）において伝送
路電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、
電圧ｅｆ発生スる信号源２８９によってドライブされ、
伝送路の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅムが
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。一
方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋｉ有
する定在波電圧ｅｌ、が発生するものと仮定すると、伝
送路電極２８７とアース電極２８８が対向する任意の部
分における電位差Ｖはｖ　＝　Ｋ８Ａ　−ＫｅＢ　・−
＝・（１７）で表わされる。しかし、アース電極２８８
における定在波電圧ｅＢ　は一様にアース電位（零電位
）であり ６Ｂ＝Ｏ・・・・・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差ＶはＶ　＝　Ｋ　８Ａ　・
−＝−（１９） となる。これによって、伝送路電極２８了とアース電極
２８８の間に分布キャパシタを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７はアース電極２８
８と近接して対向しているため。

相互誘導作用によって伝送路電極２８７における画先端
がほとんどンヨート状態になったものと等価になる。そ
のため伝送路電極２８７におけるイなる。すなわち、こ
のマイクロストリップラインは第１３図（ｂ）に示すよ
うに等価損失抵抗２９０ｉ含む集中定数インダクタ２９
１および集中定数キヤパシタ２９２それぞれより成る並
列共振回路を形成する。ここで等価１μ失抵抗２９０は
実際には相当大きな抵抗値を有するものになるため、共
振回路における損失が非常に太きくなる。従って、同調
器としては明らかにＱ性能が非常に低下したものしか実
現できず、実際的には実用に適するものではない。

第１４図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第２０図において平衡モード伝送路電極
２９３および２９４は、その電気長４が共振周波数にお
けるλ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされ
ている。そして電圧ｅｉ発生する平衡信号源２９５によ
って、それぞれの伝送路電極が平衡モ−ドでドライブさ
れているものとする。アース端子は平衡信号源２９５の
中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの
端子にアースを設定するものではない。この場合におけ
る伝送路の端子に発生する等測的な端子リアクタンスＸ
は、伝送路の特性インピーダンスｉＺｏ　とするとＸ　
−Ｚ。ｌ、１ＩＩＯ−・−−（２ｏ）となる。ここで特
性インピーダンスＺｏは第８式においで示したものと同
じものであり、また０についても第１ｏ式において示し
たものと同じものである。この共振器では伝送路の電気
長ｌｆ：４−λ／４　・・・・・（２１） としているので ０−π／２　・・・・・・（２２） である。従って第２０式における端子リアクタンスＸは ｘ＝ｚｏ鵬−＝■　・・・・・・（２３）となり１等価
的に並列共振特性を得ることができるものである。しか
しながら、このλ／４共振器における構成を本発明の同
調器における構成と比較すると、１ず伝送路の端子条件
についてみると本発明の同調器においてはオープン状態
であるのに対して、従来のλ／４共振器においてはノヨ
ート状態であり、従って端子条件において全く異なる構
成であることが明らかである。更に伝送路の電気長ｌの
設定についてみると、本発明の同調器においては同調周
波数のλ／４以下に設定するものであり実際的にはλ／
１６程度の非常に短いものに設定して構成するものであ
るが、従来のλ／４共振器においては厳密に共振周波数
のλ／４に設定するものであり、従って伝送路の電気長
４の設定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長βの異い
に起因して、両者においで同一の同調周波数もしくは共
振周波数に設計しても、本発明の同調器においては小型
化することができるが、λ／４共振器においては非常に
長い伝送路を設ける必要がちり大型化する不都合があっ
た。従来のλ／４共振器を小型化する目的で誘電率の非
常に大きな誘電体全介在させて伝送路の長さを短縮化し
たものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘電体
は一般に誘電体損失−δが非常に大きく、従って共振器
としてのＱ性能が著しく低下する不都合があった。更に
、誘電率の高い誘電体における誘電率の温度依存性は一
般に太きく、従って共振周波数の安定性を確保すること
が困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第１６図は同調周波数の温度依
存性全測定した実験結果を表すグラフである。そして第
１６図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表
すグラフである。第１５図および第１６図において、特
性（Ａ）は本発明における同調器の温度依存性であシ、
誘電体としてアルミナセラミック材もしくは樹脂系プリ
ント回路基板を使用した場合の実験結果である。

一方、特性（Ｂ）は第２図において示すような、従来に
おいて最も多く用いられていた同調器における温度依存
特性である。これらの実験結果から、本発明の同調器に
おいては一般的な誘電体を用いて構成したものでもその
同調周波数は極めて安定であり、更に共振Ｑが高く、か
つ安定であることが明らかである。一方、従来の同調器
においては、インダクタを構成するフェライト利のコア
における透磁率ＩｔとＱの根本的な不安定性、およびコ
イル部分の膨張と収縮によるインダクタンスの変イヒが
それぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑの安定性全確保
することが困難であった。それによって。

他の温度補償部品もしくは他の自動安定化補償回路を付
加して不安定性を補っていた。

次に第１７図にこのフィルりを形成する２個の単同調回
路の動作等価回路を示して説明する。第１Ｔ図＜＆）に
おいて４３および４４はインダクタを形成する折返し形
状電極と等価な伝送回路であり。

４６は伝送回路電極４３および４４と共に作用して分布
キャパシタ４６および４７を形成させる折返し形状電極
と等価な伝送回路である。ここで伝送回路４５のアース
ポイントはインダクタを形成する伝送回路４３および４
４のアースポイントとは逆方向側に設定されているため
第１７図（ｂ）に示すように伝送回路４５のインダクテ
ィブ成分は打消すしてアース面４８と等価になシインダ
クタの伝送回路４９および５ｏと対向して分布キャパシ
タ５１および５２を形成する。これを分布定数回路で示
したのが第１７図（Ｃ）であり１分布インダクタ５３お
よび６４と分布キャパシタ５５および５６によって形成
される。第１７図（ｄ）はこれを集中定数等価回路で示
したものであり、インダクタ５７とキャパシタ５８の並
列共振回路およびインダクタ５９とキャパシタ６ｏの並
列共振回路を形成することになり、それぞれの並列共振
回路は相互誘導作用によって結合され多段フィルタを構
成する。

このフィルタのインダクタが有するインダクタンスは折
返し形状電極の折返し回数もしくは電極等価長さによっ
て任意に設計することができる。一方１分布キャパシタ
のキャパシタンスは対向する折返し形状電極の対向面積
と誘電体基板の厚みおよび誘電率によって任意に設計す
ることができる。

次に分布キャパシタの形成について更に第１８図と共に
説明する。折返し形状電極の伝送回路等価長さｌとし、
この伝送回路等価長さβは使用する誘電体基板の誘電率
εによって定まる波長短縮率１　／、ｆｇ　’ｆ：考慮
した動作周波数波長におけるλ／４長さよりも短いもの
に設定する。この動作周波数波長におけるλ／４長さに
対する伝送回路等価長さｅの割合いを任意に設計するこ
とによってキャバンテイブリアクタンスｘｃ　の値を任
意に設定することが可能である。このキャパノテイブリ
アクタンスｘｃと動作周波数ｆ。によってキャパシタン
スＣ＝　１／２πｆｏｘｃが得られる。このキャパシタ
ンスＣｉ有するキャパシタが第１７図（ｄ）に示すキャ
パシタ５８および６０と等価である。

上記それぞれの実施例の構成においては電極層数を３層
とし誘電体層を２層としたが、電極層と誘電体層を交互
設置することにおいてそれぞれの層数設定は任意である
。またフィルタ回路ブロックの入力もしくは出力端子と
して、外側に設置される電極の所要インピーダンスを呈
する部位にタップを設けることも任意である。なお上記
それぞれの実施例における電極としては金属導体、印刷
導体もしくは薄膜導体を使用することができ、誘電体基
板としてアルミナセラミック、プラスチック、テフロン
、ガラス、マイカ等を使用することができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介して同一形状の電極が対向設置されるように構成し
ているので ■　簡単な構成で複数のインダクタ部品と複数のキャパ
シタ部品を一体化構成することができる。

■　超薄型でかつ小型の多段フィルタブロックを実現す
ることができる。

■　多段フィルタをモジュール化できるのでその同調周
波数は極めて安定であり、特に機械的振動による同調周
波数のずれを皆無にすることができる。

■　それぞれのインダクタとキャパシタがリードレスで
接続されるのでリードインダクタやストレーキャパシタ
の影響が皆無であり、従ってフィルタ回路動作が極めて
安定になる。

■　ＴτＩＳ品点数全点数することが可能で、製造の合
理化やコストダウンが実現できる。

■　電極層と誘電体層が印刷工法や張り合せ工法で形成
できるので、安定した同調周波数性能を有するフィルタ
を大量に低コストで製造することができる。

■　超薄型で小型ながらンヤープな周波数選択特性ヲ有
するフィルタブロックが実現できる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な多段フィルタ回路図、第２図は従来の
多段フィルタ構成の斜視図、第３図ないし第８図は本発
明の実施例におけるフィルタの構成図であり、それぞれ
において（ＩＬ）は表面図、（ｂ）はを示す説明図、第
１２図（ａ）〜（ｄ）、第１３図（ａ）、　、（ｂＬ第
１＋図は従来の同調器における動作原理を示す説明図、
第１５図、第１６図は本発明と従来の同調器の温度変化
に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第１７図と第１
ｇ図は本発明の実施例におけるフィルタの動作原理説明
図である。 １９ａ、１９ｂ、２３＆、２３ｂ、２Ｔ＆、２７ｂ、３
１＆。 ３１ｂ、　３ｅ）＆、　３５ｂ、　３９−−−−−−誘
電体基板、２０゜２１、　２２．　２４．　２５．　２
６．　２８．　２９，３０，３２゜３３１３４１３６、
３７．３８．４０＋　４１１４２・・・・・・電極。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 第３図 （α１（ｂ）（Ｃ） 第４図 （Ｂ）（ｂ）　（ｃ） 第　５　図　（α）　Ｃｂ）　（０’ 第６図 （α）（ｉｐ）　（Ｃ） 第９図 ＣＩ−Ｋ）　２７６ 第９図 ２′７ｑ ｆ５１０図 ｇＳ１１図 一仏蓮路＠気長を 第１２図 第１３図 第１４図 第１５図 温度（・Ｃ） 切１６図 う龜膚（０Ｃ） （Ｃ）　（ｄン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）同一の厚みと同一の誘電率を有する少なくとも２
   個以上の誘電体をそれぞれ介して同一形状を治する少な
   くとも３個以上の電極を対向設置し、それぞれの電極の
   アースに接続する端子が互いに対向する電極間において
   逆方向側となるように設定することによって同一の同調
   周波数を有する同調部を複数個形成して単同調周波数選
   択特性を呈することを特徴としたフィルタ。 翰）電極として少なくとも一個所以上の任意の屈曲角も
   しくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す屈曲部を有す
   るものを用いた特許請求の範囲第１項記載のフィルタ。 （３）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項記載のフィルタ。 に））一方の電極における長さを他方の電極におけ入再
   亡ＦｈＬ伴畜Ｆ　ｍ　％ｓ　／船中１−萌、つ伴嵜箇部
   分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項
   ないし第３項のいずれかに記載のフィルタ。 （５）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載のフ
   ィルタ。 （６）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内周
   部もしくは外周部においてそれぞれの電極を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第５項ノイスレかに記載のフ
   ィルタ。 （７）電極それぞれにおいてアースに接続される端子を
   、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲第
   １項ないし第６項のいずれかに記載のフィルタ。