JPS6033701A - フイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビおよびパーソナル無線の送信機
や受信機、その他通信機全般に用いることができるフィ
ルタに関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波が
増加しておシ、希望する電波を選択するフィルタの性能
においては高い安定性と信頼性が要求されている。一方
、それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減も
大きな課題であシ、特に合理化が困難な高周波部のフィ
ルタ回路部品の抜本的な技術開発が必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の多段複同調フィルタ回路
部品について説明する。第１図は基本的な多段複同調フ
ィルタ回路であり、１ないし３は同調インダクタ、４な
いし６は同調キャパシタ、７および８は結合キャパシタ
、９は入力端子、そして１０は出力端子である。ここで
結合キャパシタ７ｇ　８を用いずに同調インダクタ相互
間の電磁誘導作用を用いて結合させる従来例（図示せず
）もある。このフィルタ回路を構成する部品は従来にお
いては第２図に示す様なインダクタ部品１１ないし１３
とキャパシタ部品１４ないし１８が導体６１および６２
で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては■　インダ
クタ部品およびキャノくシタ部品は他の高周波部品と比
較してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と
薄型化を阻害している。

■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、まだフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であり同調周波数の
変動が大きい０ ■　インタツタ部品とキャノくシタ部品はそれぞれ別個
部品として存在し、導体の引き回し回路で接続されてい
るためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多
く発生して回路動作が不安定である。

■　独立した最小単位機能の個別部品の集合回路である
ため部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品を一体
化構成した多段複同調フィルタ回路ブロックを実現する
ことにあり、それによってフィルタ回路ブロックの形態
を超薄型で小型化し、更に機械的振動に対しても安定で
、同調周波数の温度依存性が小さく、接続リードの悪影
響をなくして高周波的と安定で、また部品点数を削減し
て製造工程の合理化を可能にすることである。

発明の構成 本発明のフィルタは同一の厚みと同一の誘電率を有する
少なくとも２個以上の誘電体を介して少なくとも３個以
上の電極を対向設置し、それぞれの電極のアース端子が
互いに対向する電極間において逆方向側となるように設
定すると共に、上記それぞれの電極が対向する面積もし
くは電極の等価長さを所要値に設定することによって、
複数の異なる周波数同調部を形成して任意の複同調周波
数選択特性を呈するように構成したものであシ、これに
より相対向する電極間で一方の電極が分布インダクタと
して作用し、またこの電極と他方の電極が対向すること
によって先端オープンの分布定数回路を形成し、その等
価長さを動作させる周波数波長の札４長さ未満に設定す
ることによって発生する負リアクタンスによる分布キャ
パシタを実現し、上記の分布インダクタと並列に作用さ
せることを基本とするものであり、この分布キャパシタ
の値と上記分布インダクタの値を任意に設定するために
電極のパターンを所要任意に形成して電極間の対向面積
および電極の等価長さを同時に設定し、これら所要任意
のキャパシタンスを有する分布キャパシタと所要任意の
インダクタンスを有する分布インダクタが交互に積層さ
れることによって異なる同調周波数を有する複数の同調
部が形成されて多段複同調フィルタとして作用するもの
である。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第３図は本発明の実施例におけるフィルタの構成図を示
すものである。第３図において（＆）は表面図、（ｂ）
は側面図、（０）は裏面図を示す。（以下第４図ないし
第８図において同様）第３図において１９ａ、１９ｂは
誘電体基板であり、２０ないし２２は分布定数回路を形
成して分布インダクタと分布キャパシタを形成する電極
である。電極２゜ないし２２のアース端子の設定は第３
図に示すように相対向する電極相互において逆方向側と
なるようにする。（以下第４図ないし第８図において同
様）第３図（ａ）に示すの側、＠側と第３図（Ｃ）に示
ず■側、０側が対応しく以下第４図ないし第８図におい
て同様）それぞれの電極２０ないし２２は異なるパター
ンで対向している。ここで誘電体１９＆と１９ｂは同一
の厚みと同一の誘電率を有する（以下第４図ないし第８
図において同様）ものを用いる。以上の構成によって電
極２ｏと２１および誘電体１９ａで１個の単同調部を形
成し、電極２１と２２および誘電体１９ｂで別の１個の
単同調部を形成する。それぞれの単同調部の同調周波数
は異なり、それらが結合して選択度がシャープな複同調
フィルタを形成する。（以下第４図ないし第８図におい
て同様。動作説明は後述する。）第４図は本発明の他の
実施例におけるフィルタの構成図を示すものである。誘
電体基板２３＆と２３ｂを介して１個所の屈曲部を有す
る電極２４ないし２６がそれぞれ対向設置されている。

第６図と第６図は本発明の他の実施例におけるフィルタ
の構成図を示すものである。第５図において誘電体基板
２７ｉＬと２７ｂを介して複数個所の屈曲部を有して折
返し形状を成す電極２８ないし３０が対向設置されてい
る。第６図において誘電体基板３１ａと３１ｂを介して
複数個所の屈曲部を有して折返し形状を成す電極３２な
いし３４が対向設置されている。

第７図は本発明の他の実施例におけるフィルタの構成図
を示すものである。誘電体基板３５ａと３５ｂを介して
スパイラル形状の電極３６ないし３８がそれぞれ対向設
置されている。

第８図は本発明の他の実施例におけるフィルタの構成図
を示すものである。誘電体基板３９の内部に電極４ｏな
いし４２がそれぞれ等しい対向間隔を保って対向設置さ
れている。第８図の実施例における電極形状としてはこ
の他第４図ないし第７図に示した実施例におけるような
屈曲部を有する電極を用いることができる。

以上のように構成された本実施例のフ゛イルタについて
第６図に示す実施例を代表して以下にその動作を説明す
る。まずインダクタは第６図（２Ｌ）に示す折返し形状
電極３２と３４によって形成される。

次にキャパシタは折返し形状電極３２と３３の間に存在
する誘電体基板３１＆によって発生するものと、折返し
形状型ｊ′Ｉｊ　３３と３４の間に存在する誘電体基板
３１ｂによって発生するものによって形成される。ここ
でキャパシタを形成する折返し形状電極３３は」二記そ
れぞれ発生するキャパシタｔて対して共通である。

次に本発明のフィルタに用いる同調器の動作原理を説明
する。

第９図（ａ）〜（ｇ）は本発明の同調器における動作を
説明するための等価回路である。第９図（ａ）において
、電気長ｅを有し、互いにアース端子を逆方向側に設定
したそれぞれの伝送路電極２７０，２７１゜によって形
成される伝送路に対して、電圧ｅを発生する信号源２７
２が伝送路電極２７０に接続されて信号を供給するもの
とする。そして、それによって伝送路電極２７０の先端
におけるオープン端子には進行波電圧８人が励起される
ものとする。

一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極２７０に近
接して対向設置もしくは並設されているので、相互誘導
作用によって電圧が誘起される。その伝送路電極２７１
の先端におけるオープン端子に誘起される進行波電圧を
６Ｂとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧８Ｂは励起する進行波電圧８人に対し
て逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡお
よび６Ｂは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝
送路電４ｉ２７０および２７１より成る伝送路において
電圧定在波を形成することになる。ここで伝送路電極２
７０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数
をＫで表わすものとすると、伝送路電極２７１における
電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意のｌｊ向する部分において発生する電位ＸでＶをめる
と Ｖ　＝Ｋｅ　Ａ　−（１−Ｋ　）　ｅＢ　−・−・・（
１）で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送路
電極２７０および２７１が同じ電気長ｅであるとすると ６Ｂ＝−ｅＡ、、、、”−（２） となり、それによって第１式における電位差ＶはＶ　＝
Ｋｔｅ人＋（１−Ｋ　）ｅ人 ＝ｅ人　・・川・・・・（３） となる。すなわち伝送路電極２７ｏと２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差Ｖを発生さぜること
ができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１ｉｌ−ｉその電極
巾Ｗを有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）
、さらに誘電率εＳ　を有する誘電体を介して間隔ｄす
ヌ、１面されているものとする。この場合における伝送
路の単位長当りに形成するギヤｚ（シタンスＣｏは であり、故に ｏ−ｏＥｓ−・・・・・（６） となる。

従って、第９図（２Ｌ）に示す伝送路は、第９図（ｂ）
に示すような単位長当りにおいて第６式でまるＣＯの分
布キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。

また、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１
における電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は
、上記において述べたように互いに逆位相関係にあるの
で、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動
作することになる。これによって第９図（Ｃ）に示すよ
うな、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源２了４によって
平衡モードで１１ノ＋１起される伝送路電極２７５およ
び２７６によって形成される平衡モード伝送路と等価に
なる。いうまでもなくその電気長は第９図（ａ）におい
て示したもとの電気長ｅと同じである。さらに、この平
衡モード伝送路は第９図（ｄ）に示すように、伝送路の
分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生
する集中インダクタ成分それぞれによる総合的な分布イ
ンダクタ２７１および２７８と分イＩ」キャパシタ２７
３よりなる分布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長ｅとの関係について説明する。

第１ｏ図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスｚ□　は、第１ｏ図（
ｂ）に示す等価回路で表わすことができる。

その特性インピーダンスｚｏは一般的にとなる。ここで
伝送路が無損失の場合はとなる。本発明の同調器におけ
る実施例の多くはこの仮定を適用することができ、かつ
説明の簡略化のため以下第８式に示す特性インピーダン
スＺＯを用いる。第８式におけるキャパシタンスＧＯは
第６式においてめた伝送路における単位当りのキャパシ
タンスｃｏと同じものである。すなわち伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスｚ□はキャパシタンス
ｃｍの関数であシ、それはまだキャパシタｃｏに関与す
る誘電体の誘電率ε８゜伝送路電極のｒｌＷおよびそれ
ぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当シの特性インピ
ーダンスがｚＯで、その電気長が４であリ、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンスＸは Ｘ　＝　−Ｚ□　ｃｏｔθ　、、川、　、、、　（９）
で表わすことができる。ここで Ｏ＝２π−・・・・・・（１ｏ） λ であり、特に の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０　・・・・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなシ得る。したがっ
て伝送路の電気長ｌによって０が第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長ｅをλ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣは １ で表わされるように、０の変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｌの設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第１１図である。第１１
図では、先端がオープン状態の伝送路において、その電
気長βの変化に従って端子に発生する等価リアクタンス
Ｘが変化する様子を表わしている。第１１図から明らか
なように、伝送路の電気長βがλ／４以下もしくはλ／
２〜４λ／３などにおけるような場合には負の端子リア
クタンスを形成することが可能であり、すなわち等制約
にキャパシタを形成することができる。さらに、負の端
子リアクタンスを発生させる条件において、伝！Ｘ路の
電気長ｅを任意に設定することによって、キャパシタン
スＣ１を任意の伯に実現すること力１１１１ヒである。

このようにして形成されるキャパシタＣ１１−ｊ：、第
９図（ｅ）において示す集中定数キャパシタ２７９とし
て等（＋ｌｌｉ的に置換することができる。そして、伝
送路に存在する分布イングクタ成分および伝送路の屈曲
形成によって発生する集中インダクタ成分それぞれの総
合によって形成されるインダクタは、リー中定数インダ
クタ２８０として等制約に置換することができる。そし
て、仮想的な平衡信号源２７４およびそれぞれの伝送路
におけるアースを、もとの第９図（ａ）において示しだ
状態と等制約と同じになるように置換ずれば、第９図ｆ
ｆ）に示すようになる。この第９図（ｆ）においてアー
ス端子を共通化して表わすと、明らかに最終的には第９
図（ｇ）において示すように、集中定数キャパシタ２７
９および集中定数インダクタ２８０より成る並列共振回
路と等価になシ、同調器を実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器か従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性を明らかにする。

第１２図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第１２図（ＩＬ）において伝送
路電極２８１および２８２よりなる先端オープンの伝送
路が、電圧ｅを発生する信号源２８３によってドライブ
されているものとする。それによって伝送路電極２８１
の先端におけるオープン端子には定在波電圧６Ａが励起
され、それと７・ｊ向設置もしくは並設される伝送路電
極２８２の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅ
Ｂが誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路
電極２８１および２８２のアース端子は互いに同方向側
に設定されているので、それぞれの定在波電圧ｅムとｅ
Ｂは互いに同位相となる。従がって、伝送路電極２８１
および２８２におけるそれぞれの電圧分イＩＪ係数は同
じＫを有することになる。それによって伝送路電極が対
向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ　＝　Ｋｅ　Ａ　−Ｋｅ　Ｂ　・・−・・−（１４）
となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１および２
８２の電気長が同じ長さであるとするとｅ）、　＝ｅＢ
　……（１５） となり、それによって第１４式における電位差Ｖは Ｖ　＝　Ｋｅ）、−Ｋｅ人＝　Ｏ・−＝・（１６）とな
る。すなわち伝送路のいずれの頂へ分においても電位差
が発生しないことになる。第１２１１（ＩＬ）における
信号源２８３を伝送路端に置換設定したものが第１２１
ｋ（ｂ）であり、電圧θ′を発生する不平衡信号源２８
４を設置したことと等価になる。そしてこの等価回路に
おいては互いに電位差を有しない平行伝送路が存在する
のみである。つまりこれは第１２図（Ｃ）に示すように
、等価的に単なる一木の伝送路電極２８５が存在する場
合と同一であることは明らかである。そして、信号源２
８３およびアース端子を第１２図（ａ）に示したように
もとの回路に等個置換することにより第１２図（ｄ）に
示すようになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分お
よび伝送路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成
分それぞれより成る等価的な集中定数インダクタ２８６
のみを形成するだけである。以」−より明らかなように
、インダクタと並列にキャパシタを形成することができ
ないので、目的とする並列共振回路の同調藷は実現する
ことができない。

第１３図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調語におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と４１向
する電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場
合の動作を示すものである。第１３図（ａ）において伝
送路電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し
、電圧ｅを発生する信−号源２８９によってドライブさ
れ、伝送路の先端におけるオープン端子に定在波電圧６
Ａが励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとする
。一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋ
を有する定在波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、
伝送路電極２８７とアース電極２８８が対向する任意の
部分における電位差ＶはＶ　＝　Ｋｅ　Ａ−Ｋ　ｅ　Ｂ
　−（１７）で表わされる。しかし、アース電極２８８
における定在波電圧ｅＢは一様にアース電位（零電位）
であシ ｅＢ　＝　Ｏ・・・・・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差ＶはＶ　＝　Ｋ　ｅ　人・
＝　・＝　（１９）となる。これによって、伝送路電極
２８７とアース電極２８８の間に分布キャ／ぐシタを形
成することは可能である。しかしながら、伝送路電極２
８７はアース電極２８８と近接して対向しているため、
相互誘導作用によって伝送路電極２８７における両先端
がほとんどン、−ト状態になったものと等価になる。そ
のため伝送路電極２８７におけるインダクタ成分のＱ性
能を著しく劣化させることになる。すなわち、このマイ
クロストリップラインは第１３図（ｂ）に示すように等
価損失抵抗２９０を含む集中定数インダクタ２９１およ
び集中定数キャパシタ２９２それぞれよ構成る並列共振
回路を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際には
相当大きな抵抗値を有するものになるため、共振回路に
おける損失が非常に大きくなる。従って、同調器として
は明らかにＱ性能が非常に低下したものしか実現できず
、実際的には実用に適するものではない。

第１４図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調に？ｒと全く異なること
を示すものである。第２゜１＞Ｉにおいて平衡モード伝
送路電極２９３および２９４は、その電気長ａが共振周
波数におけるλ／４に等しく設定され、かつ先端がショ
ートされている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２
９５によって、それぞれの伝送路電極が平衡モードでド
ライブされているものとする。アース端子は平衡信号源
２９６の中性点に設定され、特に伝送路電極におけるい
ずれかの端子にアースを設定するものではない。この場
合における伝送路の端子に発生する等価的な端子リアク
タンスＸは、伝送路の特性インピーダンスをＺＯとする
とＸ−Ｚ□ｔａｎｏ　・・・・・・（２ｏ）となる。こ
こで特性インピーダンスＺＯは第８式において示したも
のと同じものであり、またθについても第１０式におい
て示したものと同じものである。この共振器では伝送路
の電気長４をｌ−λ／４　・・・・・・（２１） としているので ０−π／２　・・・・・・（２２） である。従って第２０式における端子リアクタンスＸは π Ｘ　＝　Ｚ　ｏｔａｎ　−＝　ｄ）　−−（２３）とな
り、等価的に並列共振特性を得ることカニできるもので
ある。しかしながら、このλ／４ＪＪ２１ｉＪｉ：にお
ける構成を本発明の同調器における構成と比較すると、
まず伝送路の端子条件についてみると本発明の同調器に
おいてはオープン状態であるのに対して、従来のλ／４
共振器においてはン冒−１・状態であり、従って端子条
件において全く異なる構成であることが明らかである。

更に伝送路の電気長ｌの設定についてみると、本発明の
同調器においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ７１６程度の非常に短いものに設
定して構成するものであるが、従来のλ／４共振（（）
；においては厳密に共振周波数のλ／４に設定するもの
であシ、従って伝送路の電気長ｌの設定において根本的
に異なる構成であることも明らかである。また、構成に
おける伝送路の電気長ｌの異いに起因して、両者におい
て同一の同調周波数もしくは共振周波数に設計しでも、
本発明の同調器においては小型化することができるが、
λ／４」ｌ（振器においては非常に長い伝送路を設ける
必要があり大型化する不都合があった。従来のλ／４Ｊ
！＜４ｂＧ器を小型化する目的で誘電率の非常に大きな
誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化したものもみ
られるが、それに用いる誘電率の高い誘電体は一般に誘
電体損失ｔａｎδが非常に大きく、従って共振器として
のＱ性能が著しく低下する不都合があった。更に、誘電
率の高い誘電体における誘電率の温度依存性は一般に大
きく、従って共振周波数の安定性を確保することが困難
である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第１５図は同調周波数の温度依
存性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第
１６図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表
すグラフである。第１５図および第１６図において、特
性（Ａ）は本発明における同調器の温度依存性であシ、
誘電体トシてアルミナセラミック材もしくは樹脂系フリ
ント回路基板を使用した場合の実験結果である。

一方、特性の）は第２図において示すような、従来にお
いて最も多く用いられていた同調器における温度依存特
性である。これらの実験結果から、木４’６明の同調器
においては一般的な誘電体を用いて構成したものでもそ
の同調周波数は極めて安定であり、更に共振Ｑが高く、
かつ安定であることが明らかである。一方、従来の同調
器においては、インダクタを構成するフェライ１−利の
コアにおける透磁率μとＱの根本的な不安定性、および
コイル部分の膨張と収縮によるインダクタンスの変化が
それぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑの安定性を確保
することが困難であった。それによって、他の温度補償
部品もしくは他の自動安定化補償回路をイス１加して不
安定１１−を補っていた。

第１７図にこのフィルりを形成する２個の別の同調周波
数を有する単同調回路の動作等価回路を示して説明する
。第１７図（ａ）において４３および４４はインダクタ
を形成する折返し形状電極と等価な伝送回路であり、４
５は伝送回路電極４３および４４と共に作用して分布キ
ャパシタ４６および４７を形成させる折返し形状電極と
等価な伝送回路である。ここで伝送回路４６のアースポ
イントはインダクタを形成する伝送回路４３および４４
のアースボ・ｒントとは逆方向側に設定されているため
第１７図（ｂ）に示すように伝送回路４６のインダクテ
ィブ成分は打消されてアース而４８と等価になりインダ
クタの伝送回路４９および５０と対向して分布キャパシ
タ５１および５２を形成する。とれる分布定数回路で示
しだのが第１７図（Ｃ）であり、分布インダクタ５３お
よび５４と分布キャパシタ５５および６６によって形成
される。

第１７図（ｄ）はこれを集中定数等価回路で示しだもの
であり、インダクタ５７とキャパシタ６８の並列共振回
路およびインダクタ５９とキャパシタ６０の並列共振回
路を形成することＫなシ、それぞれ別の同調周波数を有
する並列共振回路は相互誘導作用によって結合され複同
調多段フィルりを構成する。このフィルタのインダクタ
が有するインダクタンスは折返し形状電極の折返し回数
もしくは電極等価長さによって任意に設計することがで
キル。一方、分布キャパシタのキャパシタンスは対向す
る折返し形状電極の対向面積と誘電体基板の厚みおよび
誘電率の選択によって任意に設計することができる。

次に分布キャパシタの形成について更に第１８図と共に
説明する。折返し形状電極の伝送回路電極長さをｅとし
、この伝送回路等価長さｅは使用す誘電体基板の誘電率
εによって定寸る波長短縮率１／ｇを考慮した動作周波
数波長におけるλ／４長さよりも短いものに設定する。

この動作周波数／）・ン長ｐこおけるλ／４長さに対す
る伝送回路等価長さｅの割行いを任意に設計することに
よってキャパシティブリアクタンスＸＣの値を任意に設
定することが１１１能である。このキャパシティブリア
クタンスＸＣと動作周波１１３ｆｏによってキャパシタ
ンスＣ＝１／２πｆｏＸｃが得られる。このキャパシタ
ンスＣを有するキャパシタが第１７図（ｄ）に示すキャ
パシタ６８もしくは６ｏと等価である。ここで伝送回路
等価長さｅを所要長さに設定することにより電極間の対
向面積が定まシ分布キャパシタンスＣを設定できると共
に、伝送回路等価長さｅに依存し７て分布インダクタン
スも同時に設定することができる。

上記それぞれの実施例における多段複同調フィルタの周
波数選択特性例を示したのが第１９図であシ、伝送回路
等価長さが比較的長い電極で構成される同調部の選択特
性は■のように比較的低い同調周波数を有し、反対に伝
送回路等価長さが比較的短い電極で構成される同調部の
選択特性は■のように比較的高い同調周波数を有する。

それぞれの同調部が結合されて選択特性■と■が合成さ
れることによって複同調選択特性■を得ることができる
。

上記それぞれの実施例の構成においては電極層数を３層
とし、誘電体層を２層としたが、電極層と誘電体層を交
互設置することにおいてそれぞれの層数設定は任意であ
る。またフィルり回路ブロックの入力もしくは出力端子
として、外側に設置される電極の所要インピータンスを
呈する部位にタップを設けることも任意である。なお上
記それぞれの実施例における電極としては金属導体、印
刷導体もしくは薄膜導体を使用することができ、ｇ　電
体１４　ｋ　トしてアルミナセラミック、プラスチック
、テフロン、ガラス、マイカ等を使用することができる
。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介して同一形状の電極が対向設置されるように構成し
ているので （’ｊ）１７ｉ１車な構成で複数のインダクタ部品と複
数のキャパシタ部品を一体化構成することができる。

■　超薄型でかつ小型の多段複同調フィルタブロックを
実現することができる。

Ｇ）多段複同調フィルりをモジュール化できるのでその
同調周波数は極めて安定であシ、特に機械的振動による
同調周波数のずれを皆無にすることができる。

■　それぞれのインダクタとキャパシタがリードレスで
接続され−るのでリードインダクタやストレーキャパシ
タの影響が皆無であシ、従ってフィルり回路動作が極め
て安定になる。

■　部品点数を削減することが可能で、製造の合理化や
コストダウンが実現できる。

０　電極層と誘電体層が印刷工法や張シ合せ工法で形成
できるので、安定した複同調周波数性能を有するフィル
りを大量に低コストで製造することができる。

■　超薄型で小型ながらシャープな複同調周波数選択特
性を有するフィルタブロックが実現できる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な多段複同調フィルり回路図、第２図は
従来の多段複同調フィｌレタ構成の斜視図、第３図ない
し第８図は本発明の実施例におけるフィルりの構成図で
あり、それぞれにおいて（ａ）は表面図、（ｂ）は側面
図、（Ｃ）は裏面図、第９図（ａ）〜（ｇ）。 第１０図（ａ）、Φ）、第１１図は本発明のフィルりに
用いる同調器の動作原理を示す説明図、第１２図（ａ）
　〜（ｄ）、第１３図（＆）　、　（ｂ）　、第１４図
は従来の同調器における動作原理を示す説明図、第１６
図、第１６図は本発明と従来の同調器の温度変化に対す
る同調周波数と共振Ｑの特性図、第１７図と第１８図は
本発明の実施例におけるフィルりの動作原理説明図、第
１９図は本発明の実施例におけるフィルタの周波数選択
特性例図である。 １９ａ、１９ｂ、２３＆、２３ｋｌ、２７１　。 ２７ｂ、３１ａ、３１ｂ、３Ｅ５２Ｌ、３５ｂ、３９・
・・・・・誘電体基板、２０，２１．２２，２４，２５
２６　、２Ｂ　、　２９　、３０　、３２　、３３　、
３４　。 ３６．３７，３８，４０，４１．４２・・・・・電極。 代即人の氏名　ツ「埋土　中　尾　敏　男　ほか１名＠
１図 第２図 第３図 （（λツノ　（１））　（Ｃ） 第４図（αｌ　（ｂ）　（Ｃ） 第５図Ｃ”）　Ｃｂｒ　（ＣＪ 第６図 （ＯＪ）（ｂ）〔Ｃ〕 （α］　＜ｂ）　（Ｃ） 第９図 第９図 β７ｑ 第１０図 第１０２１ 一伝迭躇電気灸り 第１２図 第１３１１ 第１４図 第１５図 一＝、ｉ う値度（０Ｃ） 第１６図 湯度（６Ｃ）

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）同一の厚みと同一の誘電率を有する少なくとも２
   個以上の誘電体それぞれを介して少なくとも３個以上の
   電極を対向設置し、それぞれの電極のアースと接続する
   端子が互いに対向する電極間において逆方向側となるよ
   うに設定すると共に、上記それぞれの電極が対向する面
   積もしくは電極の等測長さを所要値に設定することによ
   って、複数の異なる周波数同調部を形成して任意の複同
   調周波数選択特性を呈することを特徴としたフィルタ。
2. （２）電極として少なくとも一個所以上の任意の屈曲角
   もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す屈曲部を有
   するものを用いた特許請求の範囲第１項記載のフィルタ
   。
3. （３）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項記載のフィルタ。
4. （４）一方の電極における長さを他方の電極における長
   さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向設
   置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第３
   項のいずれかに記載のフィルタ。
5. （５）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載のフ
   ィルタ。
6. （６）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内周
   部およびもしくは外周部においてそれぞれの電極を設置
   した特許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれかに記
   載のフィルタ。 （６電極それぞれにおいてアースに接続される端子を、
   アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲第１
   項ないし第６項のいずれかに記載のフィルタ。