JPS6033728A - チュ−ナ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチューナおよびパー
ソナル無線の送信機や受信機、その他通信機全般に用い
ることができるチューナ装置に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通信電波が
増加しておシ、希望する信号を受信するチューナ装置の
性能においては高い同調精度、安定性および信頼性の要
求が高まっている。一方、それら受信機、送信機や通信
機の製造コストの低減も大きな課題であり、特に合理化
が困難な高周波部の周波数選択回路について抜本的な技
術開発が必要とされている。

以下図面を参照にしながら従来のチューナ装置について
説明する。第１図は従来のチューナ装置の回路図であ［
１，２，Ｓは同調コイル、４，５゜６はトリマキャパシ
タ、”　＋　８１９は電圧可変キャパシタンスダイオー
ドであってそれぞれＫよって同調器１０，１１．１２を
構成していた。信号入力端子１３に入力される信号は増
巾器１４で増巾されて混合器１５［供給される。一方局
部発振信号は発振器１６で発振されて同じく混合器１６
に供給され、上記の増巾信号と混合されて出方端子１７
に中間周波信号を出方し、そして電圧可変キャパシタン
スダイオード７．８．９には交流信号阻止用の抵抗１Ｂ
、１９．２０を介して直流電源２１の電圧をポテンシオ
メータ２２で可変分圧される電圧が供給されていた。

更に、第２図は第１図における従来例の同調器１０．１
１．１２の従来部品構成図であり、２３ハ同、！、υコ
イル、２４はトリマキャパシタ、２５（ｌｄ電圧司変キ
ャパシタンスダイオードであわ、ツレぞれは回路導体２
６および２７で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては、■　イン
ダクタ部品およびキャパシタ部品は他の高周波部品と比
較してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と
薄型化を阻害している。

■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、捷だフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であり同調周波数の
変動が大きい。

■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそれぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続されている
ためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多く
発生して回路動作が不安定である。

■　同調器は独立した最小単位機能の個別部品の集合回
路であるため部品点数の削減や製造の合理化に限界があ
る。

更に ■　電圧可変キャパシタンスダイオードに対するｆ１７
１Ｊ御電圧が不安定であシ、したがって同調精度が著し
く劣化する。

■　制御系の構成技術として産業界の大勢傾向であるデ
ィジタル化とＬＳＩ化に対応することができず、発振装
置およびそれを用いる機器の高度な多機能制御を実現す
ることができない。

■　更に同調精度の劣化や同調周波数の変動によってト
ラッキングエラーが発生し、受信機の場合は感度を著し
く低下させる。まだ近接妨害信号のフィルタリング性能
を劣化させて相互変調妨害排除特性、イメージ妨害排除
特性およびスプリアス妨害排除特性を著しく悪化させる
。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品を一体
化構成した同調回路ブロックを実現すると共に一体化構
成した複数の同調回路ブロックを含むチューナ装置の同
調周波数をディジタル信号によって制御可能にすること
にあり、それによって同調回路プロツクの形態を超薄型
で小型化し、更に機械的振動に対しても安定で、同調周
波数の同調精度を向上させ、同調周波数の温度依存性が
小さく、接続リードの悪影響をなくして高周波的に安定
で、寸だ部品点数を削減して製造工程の合理化を可能に
することである。

発明の構成 本発明のチューナ装置は誘電体を介して対向設置される
かもしくは誘電体の表面で並設される電極それぞれのア
ース端子を互いに逆方向側となるように設定して上記そ
れぞれの電極において任意の片方電極の所要端子間に電
圧可変リアクタンス素子を接続した同調器を複数個設置
し、Ｄ−ムコンバータよりなる複数の制御器それぞれの
アナログ出力電圧を上記それぞれ対応する電圧可変リア
クタンス素子に供給し、上記それぞれの制御器に対する
ディジタル信号入力を共通化するように構成したもので
あり、これにより対向する電極において一方の電極が分
布インダクタとして作用し、またこの電極と他方の電極
が対向することによって先端オープンの分布定数回路を
形成し、それによって発生する負すアクタンス忙よる分
布キャパシタンスを実現し、上記の分布インダクタと並
列に作用させることを基本とする同調回路を複数個設置
したチューナ装置を構成し、この同調回路それぞれに接
続する電圧可変リアクタンス素子の制御電圧としてＤ−
Ａコンバータの出力電圧を用いルコトニよって同調制御
信号であるディジタルコードを設定して同調周波数を可
変制御するように作用させるものである０更に同調制御
ディジタルコードを任意に処理して同調制御ディジタル
コードに対するそれぞれの同調器の同調周波数を任意に
微調設定するように作用させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第３図は本発明の実施例におけるチューナ装置の主要部
を構成する同調器の構成回路図を示すものである。２８
は分布インダクタとして作用する伝送路電極であり、２
９は伝送路電極２８に対し誘電体（図示せず）を介して
対向設置され分布キャパシタを発生させる伝送路電極で
ある。それぞれの伝送路電極２８と２９のアースは互い
に逆方向側に設定されることによってインダクタとキャ
パシタの並列回路３０を形成する。伝送路電極２９ノオ
ーフン端子３１には電圧可変キャパシタンスダイオード
３２が接続されて同調器３３を構成する。電圧可変キャ
パシタンスダイオード３２には交流信号阻止用の抵抗３
４を介してＤ−Ａコンバータ３５のアナログ出力電圧が
供給される。Ｄ−人コンバータ３６の入力端子３６には
同調制御用のディジタル信号コードが入力される。

第４図は本発明の実施例におけるチューナ装置の構成回
路ブロック図を示すものである。３７゜３８．３９は前
記第３図において説明した同調器３３と同じ同調器であ
り、更に抵抗４０，４１゜４２およびＤ−ムコンバータ
４３，４４．４６の構成もそれぞれ前記第３図で説明し
た接続構成と同じである。入力端子４６に入力される信
号は増ｌｊ器４７で増巾されて混合器４８に供給され、
一方局部発振信号は発振器４９で発振されて同じく混合
器４８に供給され、上記の増巾信号と混合されて出力端
子６０に中間周波信号を出力する。そしてそれぞれの同
調器３７．３８．３９の同調周波数はそれぞれのＤ−人
コンバータ４３．４４　。

４５の共通入力端子５１に入力される同調制御用のディ
ジタル信号コードの設定によって制御されるＯ 第６図は本発明の他の実施例におけるチューナ装置の構
成回路ブロック図を示すものである。同調器３７，３８
．３９の構成とＤ−ムコンバータ４３．４４．４５と増
＋１１器４７．混合器４８１発振器４９．抵抗４０，４
１．４２の接続構成は前記第３図および第４図において
説明したものと同じである。一方Ｄ−Ａコンバータ４３
，４４゜４５にはランチもしくはＲＡＭもしくはＲＯＭ
よりなるディジタル信号処理器６２．５３．５４が前置
されてその出力が供給される。このディジタル信号処理
器５２，５３．５４は共通入力端子５５に入力される同
調制御用のディジタル信号コードを記憶したり別のコー
ドのディジタル信号に変換するように作用する。ディジ
タル信号処理器５２゜５３．５４を設置することによっ
てそれぞれの同調器３７，３８．３９の同調周波数を所
要値に設定調整することが可能となり、トラ・ンキング
調整を全同調周波数帯域に渡って完全なものにすること
ができる。

第６図は本発明の他の実施例におけるチューナ装置の構
成回路ブロック図を示すものである０同調器３７．３８
．３９の構成は前記第３図において説明し／ζものと同
じであり、それらとＤ−Ａコンバータ４３，４４．４５
と増巾器４７．混合器４８、発振器４９．抵抗４０，４
１．４２およびディジタル信号処理器５２，５３．５４
の接続構成は前記第５図において説明したものと同じで
ある。一方ディジタル信号処理器５２，５３．５４には
シリアル形式ディジタル信号コードをパラレル形式ディ
ジタル信号コードに変換するコード変換器５６．５７．
５８が前置されてその出方が供給される。このコード変
換器５６．５７．５８を設置することによって共通入力
端子５９に入力される同調制御用のディジタル信号は単
ｍのラインを経由して伝送が可能となり、配線がシンプ
ルとなり省線化効果がある。

第７図ないし第１４図は前記第３図で説明した同調器３
３内のインダクタとキャパシタの並列回路３ｏの実施例
を示すものである。第７図においてａは表面図、ｂは側
面図、Ｃは裏面図を示す。

（以下第８図ないし第１４図において同様）第７図にお
いて１００は誘電体基板であわ、１０１と１０２は分布
定数回路を形成して分布インダクタと分布キャパシタを
実現する電極である。電極１０１と１０２のアース端子
の設定は第７図に示すように一対向する電極相互におい
て任意の逆方向側となるようにする。（以下第８図ない
し第１４図において同様）第７図ａに示すＡ側、Ｂと第
３図Ｃに示すＡ側、Ｂがそれぞれ対応する。（以下第８
図ないし第１４図において同様） 第８図においては誘電体基板１０３を介して１個所の屈
曲部を有する電極１０４と１０６がそれぞれ対向設置さ
れている。

第９図においては誘電体基板１０６を介して複数個所の
屈曲部を有する電極１０７と１０８がそれぞれ対向設置
されている。

第１ｏ図においては誘電体基板１０９を介してメアンダ
形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向設置されてい
る。

第１１図においては誘電体基板１１２を介してスパイラ
ル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ対向設置されて
いる。

第１２図においては誘電体基板１１５の表面に電極１１
６と１１７がそれぞれ側方対向して設置されている。

第１３図においては誘電体基板１１８の内部に電極１１
９と１２０がそれぞれ対向設置されている。

第１４図においては誘電体基板１２１の内部に電極１２
２が設置され、誘電体基板１２１の表面に電極１２３が
設置されそれぞれの電極１２２と１２３が対向している
。

以上第７図ないし第１４図の実施例において対向設置さ
れる電極それぞれは同一形状の全面完全対向としたが、
任意の片方電極が他方電極と比較して等測長さが異なっ
ていても、また相方電極が部分的に対向するようにして
も実現できる。また第１２図ないし第１４図における実
施例に用いる電極それぞれの形状は第８図ないし第１１
図に示す実施例で示したものを用いても実現することが
できる。

以上それぞれの実施例において第７図に示すものは簡単
な電極パターンで構成することができ、第８図ないし第
１１図に示すものは小さい同調器の占有面積で比較的大
きな分布インダクタンスと分布キャパシタンスを形成す
ることができ従って比較的低い同調周波数の同調器を構
成することができ、第１２図に示すものは誘電体の片面
のみで電極を形成するので簡単に構成することができ、
第１３図および第１４図に示すものは多層基板に対応で
き、電極が内蔵されるため外部の要因によって同調器の
性能が影響を受けることが少なく安定なものを構成する
ことができる等の特徴を有している。

次に本発明のチューナ装置に用いる同調器の原理を説明
する。

第１５図（ａ）〜（ｑ）は本発明の同調器における動作
を説明するだめの等価回路である。第１５図（ａ）にお
いて、電気長ｔを有し、互いにアース端子を逆方向側に
設定したそれぞれの伝送路電極２７ｏ。

２７１によって形成される伝送路に対して、電圧ｅを発
生する信号源２７２が伝送路電極２７０に接続されて信
号を供給するものとする。そして、それによって伝送路
電極２７０の先端におけるオープン端子には進行波電圧
ｅＡが励起されるものとする。一方、伝送路電極２７１
は上記の伝送路電極２７０に近接して対向設置もしくは
並設されているので、相互誘導作用によって電圧が誘起
される。その伝送路電極２７１の先端におけるオープン
端子に誘起される進行波電圧をｅＢとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対し
て逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡお
よびｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝
送路電極２７０および２７１より成る伝送路において電
圧定在波を形成することになる。ここで伝送路電極２７
０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数を
Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１における電
圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差■をめると Ｖ　＝Ｋ　ｅｐ、（１Ｋ　）　ＱＢ　・旧＋・（１）で
表わすことができる。ここで、それぞれの伝送路電極２
７０および２７１が同じ電気長ｔであるとすると ０Ｂ−”Ａ　・旧・・　（２） となり、それによって第１式における電位差■はＶ＝Ｋ
ｅＡ＋（１−Ｋ）ｅＡ −〇Ａ　・・川・　（３） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差■を発生さぜること
がてきる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極１１ｊ
Ｗをイｆするものとしく電極の厚みは薄いものとする）
、さらに誘電率ε８を有する誘電体を介して間１４Ｗ　
ｄす対向されているものとする。この場合における伝送
路の単位長当シに形成するキャパシタンスＣ８は であり、故に ｃｏ−６゜ε６丁　画・（６） となる。

従って、第１５図（ａ）に示す伝送路は、第１５図００
））に示すような単位長当りにおいて第６式でめるＣ６
の分布キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。まだ、
それぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１におけ
る電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は、」１
記において述べたように互いに逆位相関係にあるので、
この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動作す
ることになる。これによって第１５図（ｃ）に示すよう
な、平衡電圧ｅ′　を有する平衡信号源２７４によって
平衡モードで励起される伝送路電極２７５および２７６
によって形成される平衡モード伝送路と等価になる。い
うまでもなくその電気長は第１６図体）において示した
もとの電気長ｔと同じである。さらに、この平衡モード
伝送路は第１５図（ｄ）に示すように伝送路の分布イン
ダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生する集中
インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ
２７７および２７８と分布キャパシタ２７３よりなる分
布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長ｔとの関係について説明する。

第１６図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスＺ。ば、第１６図Φ）
に示す等価回路で表わすことができる。そのとなる。こ
こで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明の同調器に
おける実施例の多くはこの仮定を適用することができ、
かつ説明の簡略化のだめ以下第８式に示す特性インピー
ダンスＺ０を用いる。第８式におけるキャパシタンスＣ
８は第６式においてめた伝送路における単位当りのキャ
パシタンスＣ８と同じものである。すなわち伝送路にお
ける単位長当りの特性インピーダンスＺ０はキャパシタ
ンスＣ０の関数であり、それはまたキャパシタＣ０に関
与する誘電体の誘電率ε６゜伝送路電極の１１１Ｗおよ
びそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺ。で、その電気長がｔであり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンスＸは Ｘ　＝　−Ｚｏｃｏｔｏ　・山・・（９）で表わすこと
ができる。ここで であり、特に の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアククンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長ｔによってθが第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長ｔをλ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンス（４ で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｔの設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第１７図である。第１７
図では、先端がオープン状態の伝送路において、その電
気長ｔの変化に従って端子に発生する等価リアクタンス
Ｘが変化する様子を表わしている。第１７図から明らか
なように、伝送路の電気長ｔがλ／４以下もしくはλ／
２〜４λ／３などにおけるような場合には負の端子リア
クタンスを形成することが可能であり、すなわち等価的
にキャパシタを形成することができる。さらに、負の端
子リアクタンスを発生させる条件において、伝送路の電
気長ｔを任意に設定することによって、キャパシタンス
Ｃを任意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第１５図（
ｅ）において示す集中定数キャパシタ２７９として等価
的に置換することができる。そして、伝送路に存在する
分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発
生する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成
されるインダクタは、集中定数インダクタ２８０として
等価的に置換することができる。そして、仮想的な平衡
信号源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを
、もとの第１６図（ａ）において示した状態と等価的と
同じになるように置換すれは、第１５図（ｆ）に示すよ
うになる。この第１６図Ｏｆにおいてアース端子を共通
化して表わすと、明らかに最終的には第１５図（ｑ）に
おいて示すように、集中定数キャパシタ２７９および集
中定数インダクタ２８０より成る並列共振回路と等価に
なり、同調器を実現することができる。

以」乙において説明した構成と動作により、本発明の同
調器を実現するものであるが、本発明の同調器における
構成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるもの
とは全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性を明らかにする。

第１８図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第１８図（−）において伝送路
電極２８１および２８２よりなる先端オープンの伝送路
が、電圧ｅを発生する信号源２８３によってドライブさ
れているものとする。それによって伝送路電極２８１の
先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＡが励起さ
れ、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極２８
２の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＢが誘
起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路電極２
８１および２８２のアース端子は互いに同方向側に設定
されているので、それぞれの定在波電圧ｅＡとｅＢは互
いに同位相となる。従がって、伝送路電極２８１および
２８２におけるそれぞれの電圧分布係数は同じＫを有す
ることになる。それによって伝送路電極が対向する任意
の部分における電位差■は Ｖ　＝　Ｋ　ｅＡＫ　ｅＢ　＋＋＋　＋・＋　（１４）
となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１および２
８２の電気長が同じ長さであるとするとｅＡ−ｅＢ　−
−−−（１５） となり、それによって第１４式における電位差■は Ｖ＝Ｋ　”Ａ−Ｋ　ｅＡ＝Ｏ・・・・（１６）となる。

すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が発生
しないことになる。第１８図（ａ）における信号源２８
３を伝送路端に置換設定したものが第１８図（ｂ）であ
り、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４を設置した
ことと等価になる。そしてこの等価回路においては互い
に電位差を有しない平行伝送路が存在するのみである。

つまりこれは第１８図（ｃ）に示すように、等価的に単
なる一本の伝送路電極２８５が存在する場合と同一であ
るとと仁１、明らかである。そして、信号＃、２８３お
よびアース端子を第１８図（ａ）に示したようにもとｈ
回路に等価置換することにより第１８図（ｄ）に示すよ
うになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝
送路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分それ
ぞれより成る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを
形成するだけである。以」二より明らかなように、イン
ダクタと並列にキャパシタを形成することができないの
で、目的とする並列共振回路の同調器は実現することが
できない。

第１９図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第１９図（ａ）において伝送
路電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、
電圧ｅを発生する信号源２８９によってドライブされ、
伝送路の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅＡが
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。一
方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋを有
する定在波電圧ＱＢが発生するものと仮定すると、伝送
路電極２８７とアース電極２８′８か対向する任意の部
分における電位差ＶはＶ−Ｋ　ｅＡ　−Ｋ　ｅＢ　・−
＝−（１７）で表わされる。しかし、アース電極２８８
における定在波電圧ＱＢは一様にアース電位（零電位）
であり ｅＢ−〇　・・・・・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差■はＶ　＝　Ｋ　ｅＡ・−
−（’　”’） となる。これによって、伝送路電極２８７とアース電極
２８８の間に分布キャパシタを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７はアース電極２８
８と近接して対向しているため、相互誘導作用によって
伝送路電極２８７における画先端がほとんどショート状
態になったものと等価になる。そのため伝送路電極２８
７におけるインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させる
ことになる。すなわち、このマイクロストリップライン
は第１９図（ｂ）に示すように等価損失抵抗２９０を含
む集中定数インダクタ２９１および集中定数キャパシタ
２９２それぞれより成る並列共振回路を形成する。ここ
で等価損失抵抗９ｏは実際には相当大きな抵抗値を有す
るものになるため、共振回路における損失が非常に大き
くなる。従って、同調器としては明らかにＱ性能が非常
に低下したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。

第２ｏ図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点て本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第２０図において平衡モード伝送路電極
２９３および２９４は、その電気長ｔが共振周波数にお
けるλ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされ
ている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２９６によ
って、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブさ
れているものとする。アース端子は平衡信号源２９５の
中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの
端子にアースを設定するものではない。この場合におけ
る伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンスＸ
は、伝送路の特性インピーダンスをＺ。とするとｘ＝ｚ
Ｏ―θ　・・・・・・（２０） となる。ここで特性インピーダンスＺ。は第８式におい
て示しだものと同じものであり、またθについても第１
Ｑ式において示したものと同じものである。この共振器
では伝送路の電気長ｔをｔ−λ／４　・・・・・・（２
１） としているので ０＝π／２　・・・・・・（２２） である。従って第２０式における端子リアクタンスＸは となり、等測的に並列共振特性を得ることができるもの
である。しかしながら、このλ／４共振器における構成
を本発明の同調器における構成と比較すると、まず伝送
路の端子条件についてみると本発明の同調器においては
オープン状態であるのに対して、従来のλ／４共振器に
おいてはショート状態であり、従って端子条件において
全く異なる構成であることが明らかである。更に伝送路
の電気長ｔの設定についてみると、本発明の同調器にお
いては同調周波数のλ／４以下に設定するものであり実
際的にはλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成
するものであるが、従来のλ／４共振器においては厳密
に共振周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝
送路の電気長ｔの設定において根本的に異なる構成であ
ることも明らかである。また、構成における伝送路の電
気長ｔの異いに起因して、両者において同一の同調周波
庸もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同調器に
おいては小型化することができるが、λ／４共振器にお
いては非常に長い伝送路を設ける必要があり大型化する
不都合があった。従来のλ／４共振器を小型化する目的
で誘電率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の長
さを短縮化したものもみられるが、それに用いる誘電率
の高い誘電体は一般に誘電体損失ｔａ＋＋δが非常に大
きく、従って共振器としてのＱ性能が著しく低下する不
都合があった。更に、誘電率の高い誘電体における誘電
率のｌ：ｕｊ度依存性は一般に大きく、従って共振周波
数の安定性を確保することが困難である不都合もあった
。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第２１図は同調周波数の温度依
存性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第
２２図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表
すグラフである。第２１図および第２２図において、特
性内は本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミック材もしくは樹脂系プリント
回路基板を使用した場合の実験結果である。

一方、特性（Ｂ）は第２図において示すような、従来に
おいて最も多く用いられていた同調器における温度依存
特性である。これらの実験結果から、本発明の同調器に
おいては一般的な誘電体を用いて構成したものでもその
同調周波数は極めて安定であり、更に共振Ｑが高く、か
つ安定であることが明らかである。一方、従来の同調器
においては、インダクタを構成するフェライト材のコア
における透磁率μとＱの根本的な不安定性、およびコイ
ル部分の膨張と収縮によるインダクタンスの変化がそれ
ぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑの安定性を確保する
ことが困難であった。それによって、他の温度補償部品
もしくは他の自動安定化補償回路を付加して不安定性を
補っていた。

次に上記した本実施例のチューナ装置に用いる同調器に
ついて以下その動作を説明する。第２３図に同調器の動
作等価回路を示す。第２３図ａにおいて誘電体（図示せ
ず）を介して対向設置される電極１２４と１２６のアー
スは互いに逆方向側に設定されると共に電極１２４のオ
ープン端子１２６には電圧可変キャパシタンス素子１２
７が接続されるようにして基本回路を形成する。

今ここでオープン端子１２６に交流信号を印加すると電
極１２４と電極１２５のアース端子が互いに逆方向に設
定されているためそれぞれの電極１２４と１２５にドラ
イブされる交流電流は互いに逆位相となり、これによっ
て電極１２４と１２５の間には分布キャパシタンスを発
生させることができる。この様子を示したのが第２３図
すであり分布キャパシタ１２８が形成されると共に第２
３図ａに示ず電極１２６のインダクティブ成分が打消さ
れてアース面１２９と等価になる。電極１２４には分布
インダクタンスが存在して第２３図Ｃに示すように分布
インダクタ１３０を形成すると共に分布キャパシタ１２
８とにより分布定数回路を構成する。これを集中定数回
路に等価変換するとインダクタ１３１とキャパシタ１３
２および電圧可変キャパシタンス素子１２７それぞれの
並列共振回路を構成するようになる。そして電圧可変キ
ャパシタンス素子１２７の制御端子１３３に印加する同
調制御電圧を変化させることによってこの同調器の同調
周波数を可変制御することができる。

第３図に示すように構成された同調器を含む本発明の実
施例におけるチューナ装置の動作について第６図に示す
ものを代表して以下に説明する。

入力端子５９に供給されるシリアル形式ディジタル信号
コードによる同調制御信号はコード変換器５６．５７．
５８によってパラレル形式ディジタル信号コードに変換
されてディジタル信号処理器６２．５３．５４に入力さ
れる。このディジタル信号処理器６２．５３．５４とし
てラッチを用いた場合はそれに入力されるディジタル信
号コードはそのままで一時記憶され、ＲＡＭもしくはＲ
ＯＭを用いた場合はあらかじめ書込まれた記憶内容に従
ってディジタル信号コードは任意に変換される。

そのいずれかによって処理されたディジタル信号コード
はＤ−Ａコンバータに供給されてそのディ闘ジ：タル信
号コードに応じたアナログ出力電圧を得ると共にそのア
ナログ出力電圧は第３図における電圧可変キャパシタン
ス素子３２に供給される。

このようにして入力端子５９に入力するシリアル形式デ
ィジタル信号コードを変化させることにより、それに対
応させてそれぞれの同調器３７　、３８　。

３９の同調周波数を可変設定することができる。

その他用４図の実施例におけるチューナ装置はＤ−Ａコ
ンバータ４３．４４．４５の入力端子６１に直接パラレ
ル形式ディジタル信号コードを供給するものであり、ま
た第５図の実施例におけるチューナ装置はディジタル信
号処理器５２　、５３　。

５４の入力端子５６に直接パラレル形式ディジクル信号
コードを供給するものである。第４図ないし第６図に示
す実施例のチューナ装置はいずれもディジクル信号コー
ドによってそれぞれの同調器３７．３８．３９の同調周
波数を可変設定するように動作するものである。ここで
第４図ないし第６図の実施例のチューナ装置における同
調器の電極１４（第３図）の所要部分をカット（図示せ
ず）することによってインダクタとキャパシタの並列回
路１６（第３図）に発生する分布キャパシタのキャパシ
タンスを可変設定することが可能であり同調周波数帯を
任意に設定することができる。

このように同調制御用ディジタル信号として設定され得
る種々のコードにおいて、全てのディジタル信号コード
に対してそれぞれの同調器の同調周波数の設定精度を向
上させることができると共にそれぞれの同調器間におけ
る同調周波数の関連性を高精度に確保することができる
。

上記それぞれの実施例におけるチューナ装置の同調器の
構成においては電圧可変キャパシタンス素子を電極の先
端オープン端子に接続したが、電極の任意の部位端子に
接続しても所要目的は達成することができる。なお上記
それぞれの実施例における同調器の電極としては金属導
体、印刷導体もしくは薄膜導体を使用することができ、
また透電体基板としてはアルミナヤラミック、プラスチ
ック、テフロン、ガラス、マイカ等を使用することがで
きる。

またディジタル信号処理器とコード変換器はそれぞれの
同調器における任意の個数のものに対して共通化して（
図示せず）設置しても所要の目的を達成することが可能
で、回路構成を合理化することができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介して対向するかもしくは誘電体の表向で並設する電
極で同調部を形成し、電圧可変リアクタンス素子の同調
制御電圧をディジタル信号コードによって可変すると共
にディジタル信号処理器とコード変換器によってそのデ
ィジタル信号コードを任意に変換処理するように構成し
ているので ■　百４％な構成で同調器のインダクタ部品とキャパシ
タ部品を一体化構成することができる０■　超薄型で小
型の同調器を実現することができる。

■　同ＷｌＪ器のインダクタとキャパシタがリードレス
で接続されるのでリードインダクタやストレーキャパシ
タの影響がなく、従ってチューナ装置の動作が極めて安
定になり同調精度が向上する。

■　同調器の部品点数を削減することが可能であり製造
の合理化やコストダウンが実現できる。

更に ■　ディジタル信号コードによる同調制御方式と安定な
り−Ａコンバータの変換機能によって非常に安定な同調
制御電圧を得ることが可能であり、チューナ装置の同調
精度を著しく向上させることができる。

■　コンピュータ応用の多機能ディジタル制御系に接続
することが可能であり、チューナ装置の高度な多機能制
御化を実現することができる。

■　ディジタル信号処理器によるディジタル信号コード
の任意変換や同調器の電極カットによって同調器の設定
調整を極めて微調できるので、チューナ装置のトラッキ
ングエラーを皆無にすることが可能となる。

■　それによってチューナ装置の調整不備により感度低
下を皆無にすることができる。またフィルタリング性能
の安定な再現が可能となり、近接妨害信号による相互変
調妨害、イメージ妨害およびスプリアス妨害などの抑圧
性能を長期に渡って安定に確保することができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のチューナ装置の回路図、第２図は従来の
チューナ装置に用いる同調器の構成斜視図、第３図は本
発明の実施例におけるチューナ装置に用いる同調器主要
部の構成回路図、第４図ないし第６図は本発明の実施例
におけるチューナ装置の構成回路図、第７図ａ、ｂ、ｃ
ないし第１４図ａ、ｂ、ｃは本発明のチューナ装置に用
いる同調器の構成図でありそれぞれにおいてａは表面図
、ｂは側面図、Ｃは裏面図、第１６図（ａ）−（ｑ）　
、第１ｅ図（ａ）　、　（ｂ）　、第１７図は本発明の
増巾装置に用いる同調器の動作原理を示す説明図、第１
８図（−）〜（ｄ）。 第１９図（ａ）、■）、第２０図は従来の同調器におけ
る動作原理を示す説明図、第２１図、第２２図は本発明
と従来の同調器の温度変化に対する同調周波数と共振Ｑ
の特性図、第２３図ａ、ｂ、ｃ、ｄは本発明の実施例に
おけるチューナ装置に用いる同調器の動作原理説明図で
ある。 ２８．２９，１０１．１０２，１０４，１０５゜１０７
．１０８，１１０，１１１，１１３，１１４゜１１６．
１１７，１１９，１２０，１２２，１２３゜１２４．１
２６・・・・・・電極、３２　、１２７・・川・電圧可
変キャパシタンス素子、３３　、３７　、３８　、３９
・・・・・・同調器、３５，４３，４４，４５・・・・
・・Ｄ−Ａコンバータ、５２．５３．５４・・・・・・
ディジタル信号処理器、５６，５７．５８・・・・・・
コード変換器、４７・・・・・・増ｄ〕器、４８・・・
・・・混合器、４９・・・・・・発振器。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 第３図 囚 第　４　図 第５図 第６図 第７図 （（Ｌ＋　（トン　ＣＣ） 第８図 （α＋　（ｂ＞　（Ｃ） 第９図（０・　（ｂ＞　（ＣＪ 第１０図 （αｌ　（ｏン　（ｃ） （α）　（ｂ）　（Ｃン 第１２図（α］　（ｆ））　（Ｏ） 第１３図 （α’　（ｂ）　（ω （α）　（ｂ）　（Ｃ） 第１５１￥１ 第１５図 第１６図 第１７図 □伝送路電気長１ 第１８図 第１９図 第シ〕０し１ ｐ５２１図 温度（’Ｃ） 第２２図 混膚（°の 第２３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置されるかもしくは誘電体
   の表面で並設される電極それぞれのアースに接続される
   端子を互いに逆方向側となるように設定し、上記それぞ
   れの電極において任意の片方電極の所要端子間に電圧可
   変リアクタンス素子を接続した同調器を複数個設置する
   と共にＤ−Ａコンバータよりなる複数の制御器それぞれ
   のアナログ出力電圧を上記それぞれ対応する電圧・可変
   リアクタンス素子に供給し、上記それぞれの制御器に対
   するディジタル信号入力を共通化したことを特徴とする
   チューナ装置。 （２）それぞれの制御器にラッチもしくはＲＡＭもしく
   は、ＲＯＭよりなるディジタル信号処理器を前置した特
   許請求の範囲第１項記載のチューナ装置。 （３）それぞれの制御器にシリアル形式ディジタル信号
   コードをパラレル形式ディジタル信号コードに変換する
   コード変換器を前置した特許請求の範囲第１項記載のチ
   ューナ装置。 （４）それぞれのディジタル信号処理器にシリアル形式
   ディジタル信号コードをパラレル形式ディジタル信号コ
   ードに変換するコード変換器を前置した特許請求の範囲
   第２項記載のチューナ装置。 （５）それぞれの同調器において任意の複数の同調器に
   対して制御器および／もしくはディジタル信号処理器お
   よび／もしくはコード変換器を共（６）電極として少な
   くとも一個所以上の任意の屈曲角もしくは屈曲率および
   任意の屈曲方向を示す屈曲部を有するものを用いた特許
   請求の範囲第１項ないし第６項のいずれかに記載のチュ
   ーナ装置。 （７）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項ないし第５項のいずれかに記載の
   チューナ装置。 （８）一方の電極における長さを他方の電極における長
   さよシも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向設
   置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第７
   項のいずれかに記載のチューナ装置。 （９）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第８項のいずれかに記載のチ
   ューナ装置。 （１０）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内
   周部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第９項のいずれか
   に記載のチューナ装置。 （１１）電極それぞれにおいてアースに接続される端子
   を、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲
   第１項ないし第１０項のいずれかに記載のチューナ装置
   。 （１２）電圧可変リアクタンス素子を接続しない他方の
   電極における所要部分を任意に切開して可変同調周波数
   範囲を任意に設定制御する特許請求の範囲第１項ないし
   第１１項のいずれかに記載のチューナ装置。 （１３）非接触切開手段によシミ極を任意に切開する特
   許請求の範囲第１２項記載のチューナ装置。 （１４）電圧６丁度りアクタンス素子を接続しない他方
   の電極における所要部位をアースに接続する端子に設定
   して可変同調周波数範囲を任意に設定制御する特許請求
   の範囲第１項ないし第１３項のいずれかに記載のチュー
   ナ装置。