JPS6033714A - 増幅装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチューナおよびパー
ソナル無線の送信機や受信機、その他通信機全般に用い
ることができる同調増幅装置に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通信電波が
増加しておシ、受信を希望する放送信号を選択して増幅
する同調増幅装置の性能においては高い同調精度、安定
性および信頼性が必要とされている。一方、同調増幅装
置を設置するそれら受信機、送信機および通信機の製造
コストの低減も大きな課題であり、Ｉ！１．！１′に合
理化が困難な高周波部の同調増幅装置における構成部品
について抜本的な新技術の開発が特に必要とされている
。

以下図面を参照しながら従来の増幅装置について説明す
る。

第１図は従来の増幅装置の回路構成図である。

１ｉ−１：増幅器で６’）、その入力端子２に入力され
る信号は増幅されて同調器３より成る負荷回路に出力さ
れる。同調器３において、４は同調コイノペ５はトリマ
キャパシタ、６は電圧可変キャパシタンスダイオードで
ある。電圧可変キャパシタンスダイオード６には交流信
号阻止用の抵抗７を介して直流電源８の電圧がポテンシ
オメータｅによって可変分圧されて供給されていた。そ
して、ポテンシオメータ９における分圧比を変化するこ
とによって、電圧可変キャパシタンスダイオード６の制
御電圧を変化させ、同調器３における同調周波数を６丁
亥制御していた。

更に、第２図は第１図における同調器３を構成する従来
の部品構成図である。１０は同調コイル、１１はトリマ
キャパシタ、１２は電圧可変キャパシタンスダイオード
であり、それぞれは回路導体１３および１４それぞれに
よって接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては、■　イン
ダクタ部品およびキャパシタ部品ｔよ他の高周波部品と
比較してサイズが大きく、特に高さ寸法の高いことが同
調増幅器を設置した機器の小型化と薄型化を阻害してい
る。

インダクタンスがずれ易く、またフェライトコアの温度
依存性が大きいのでインダクタンスが不安定であり、同
調器における同調周波数の変動が大きい。従って、同調
増幅器を構成してもその増幅ゲインが周囲条件によって
大きく変動する。

■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそれぞれ別個の
部品として存在し、長い経路の回路導体で接続されてい
るだめリードインダクタンスやストレーキャパシタが多
く発生して同調回路の動作が不安定である。それによっ
て充分な選択特性を確保することができず、更に不確定
の周波数点において不要な共振状態が出現するなどの不
都合が発生し、目標とする設計通９の同調増幅器を実現
することができない。そのため異常発振の発生、不要信
号の応答、増幅信号における高調波成分の増加とそれに
よる歪の増加。

可変同調周波数における変化幅の狭小化、更には相互変
調妨害排除特性やスゲリアス妨害排除／ｌｉｔ；、　ｊ
／Ｉ−ｎ）ｙ？　ｌレ−＋Ｌ　ｒ　ｍ−Ｊ−７■　同調
回路は独立した最小単位機能の個別部品の集合回路であ
るため部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

更に ■　電圧可変キャパシタンスダイオードに対するａｊｌ
Ｊ　＃電圧が不安定であり、従って同調器の同調精度が
著しく劣化する。それによって、所要の選択特性が確保
できず、増幅器における負荷条件の変動による増幅ゲイ
ンの変動、増幅信号における基本波レベルおよび高調波
成分レベルの変動による歪の変動、更には相互変調妨害
排除特性およびスプリアス妨害排除特性の変動を招来す
る。

■　制御系の構成技術として産業界の大勢傾向であるデ
ィジタル化をＬＳＩ化に対応することができず、増幅装
置およびそれを用いる機器の高度な多機能制御化を実現
することができない。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品を一体
化構成して成る同調器を設置した増幅装置を実現すると
共に、ディジタル信号によってその一体化構成して成る
同調器を含む増幅装置の増幅同調周波数を制御可能にす
る増幅装置を提供することにある。

発明の構成 本発明の増幅装置は誘電体を介して対向設置するかもし
くは誘電体の表面で並設される電極それぞれのアースに
接続される端子を互いに逆方向側となるように設定して
成る単数もしくは複数の同調器における任意の片方の電
極のオープン端子に電圧可変リアクタンス素子を接続設
置し、また上記同調器における任意の片方の電極のオー
プン端子に増幅器の入力端子、１？よび／もしくは出力
端子を接続設置し、Ｄ−Ａコンバータより成る制御部に
同調制御コードを入力すると共にその制御部におけるア
ナログ出力電圧を上記電圧可変リアクタンス素子に供給
するように構成したものであり、これにより同調器にお
ける対向もしくは釜内する電極において一方の電極が分
布インダクタとじて作用し、１だこの分布インダクタと
して作用する電極と他方の電極が対向もしくは釜内する
ことＫよって先端オープンの分布定数回路を形成し、そ
れによって発生する負リアクタンスによる分布キャパシ
タンスを実現し、上記の分布インダクタと並列に作用さ
せて同調回路を形成するものであり、この同調回路を増
幅器の負荷もしくは前置回路として増幅器に接続設置す
ることによシ同調増幅機能を得ると共に、この同調器に
接続する電圧可変リアクタンス素子の制御電圧としてＤ
−Ａコンバータの出力電圧を用いることによって同調制
御信号であるディジタルコードを任意に設定して増幅同
調周波数を可変制御するように作用させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しなからｄ（ａ
明する。

第３図は本発明の実施例における増幅装置の回れて増幅
器１７０入力端子１８に供給される。そして増幅器１７
によって増幅された幅巾出力信号は出力端子１９に出力
されると共に、出力同調器２０に供給されて、更に同調
選択されて出力端子２１に出力される。同調器１６およ
び２ｏそれぞれにおいて、２２および２３それぞれは分
布インダクタおよび伝送路電極を屈曲させることによっ
て発生する集中インダクタそれぞれの総合によってイン
ターフタンスを有する伝送路電極である。一方、２４お
よび２６そｔ＋、それは誘電体（図示せず）を介しても
しくはその表面において伝送路電極２２および２３それ
ぞれと対向もしくは釜内する伝送路電極である。そして
、それぞれの伝送路電極２２と２４．２３と２６それぞ
れにおけるアース端子は互いに逆方向側となるように設
定されている。

そして、同調器１６における出力端子１８（増幅器１７
における入力端子１８と共通）は伝送路電極２２のオー
プン端子に設定されている。また。

同調器２ｏにおける入力端子１９（増幅器１７にオープ
ン端子に設定されている。ここで、同調器１６および２
０それぞれには電圧可変キャノくシタンスダイオード２
６および２７それぞれが接続設置される。それによって
増幅器１７における入力端子１８には入力可変同調器２
８が接続設置され、出力端子１９には出力可変同調器２
９が接続設置されることになる。そして、それぞれの可
変同調器２８および２９における可変同調制御は、交流
阻止用の抵抗３０および３１を介して電圧可変キャパシ
タンスダイオード２６および２７に供給される制御電圧
に依存する。制御電圧としてはＤ−Ａコンバータ３２の
アナログ出力電圧が供給されるものであり、そのＤ−Ａ
コンバータ３２の入力端子３３には同調制御用のディジ
タル信号コードが入力されるものであり、その動作機能
によって制御部を構成する。

第４図は本発明の他の実施例における増幅装置の構成回
路図を示すものである。入力可変同調器１６、出力可変
同調器２０．　および増幅器１７それぞれにおける構成
とそれぞれの接続構成は前記第３図において説明したも
のと同じである。一方、制御部としては、Ｄ−Ａコンバ
ータ３２の入力端子３３にラッチもしくはＲＡＭもしく
はＲ，ＯＭより成るディジタル信号処理器３４が接続設
置され、そのディジタル信号処理器３４のディジタル出
力信号が供給される。このディジタル信号処理器３４は
、その入力端子３６に入力される同調制御用のディジタ
ル信号コードを記憶したり、また別のディジタル信号コ
ードに変換するように作用するものである。

第６図は本発明の他の実施例における増幅装置の構成回
路図を示すものである。入力可変同調器１６、出力可変
同調器２０．および増幅器１７それぞれにおける構成と
それぞれの接続構成は前記第３図および第４図において
説明したものと同じである。一方、制御部としては、Ｄ
−Ａコンノ＜−タ３２の入力端子３３にラッチもしくは
ＲＡＭもしくはＲＯＭより成るディジタル信号処理器３
４が接続設置され、更にディジタル信号処理器３４の入
力端子３６にコード変換器３６が接続設置され、そのコ
ード変換器３６のディジタル出力信号がディジタル信号
処理器３４に供給される。このコード変換器３６はその
入力端子３７に入力される同調制御用のシリアル形式デ
ィジタル信号コードをパラレル形式ディジタル信号コー
ドに変換するように作用するものである。

以上の第３図ないし第６図に示す実施例において、それ
ぞれの同調器１６および２０におけるアースに設定され
ている端子それぞれは、アースと接続せずにそれぞれの
同調器１６および２ｏにおいて共通端子として、それぞ
れの増幅器１７を含む他の回路に接続しても所要の目的
は達成することができる。更に、同調器２ｏにおける入
力端子１９および同調器１６における出力端子１８は、
それぞれの伝送路電極２３および２２の先端に設定する
ことに設定されるものではなく、所要インピーダンスを
有する任意の位置に設定することができる。寸だ電圧可
変キャパシタンスダイオード２６および２７の設置位置
については、伝送終電ことに限定されるものではなく、
伝送路電極２２および２３における任意の位置に接続し
ても所要の目的は達成することができる。

以上の第３図ないし第ら図に示す実施例において、それ
ぞれの同調器１６および２ｏにおける同調周波数を調整
する必要がある場合は、伝送路電極２４および２６にお
ける所要の部分を任意に切開するか、もしくは伝送路電
極２２．　２３．　２４゜および２５におけるアース端
子を所要の部位に任意に設定することによって分布キャ
パシタンスおよびインダクタンスを変化させることがで
きて、その目的を達成することができる。

第６図ないし第１４図は前記第３図ないし第６図におい
て説明した同調器１６および２０における伝送路電極と
誘電体の構造についてその実施例を示すものである。第
６図において（ａ）は表面図、（ｂ）は側面図、（Ｃ）
は裏面図を示す。（以下第７図ないし第１３図において
同様）第６図において１００は誘電体基板であり、１０
１と１０２は分布定数回路をＪＫｈψ１．て分布インダ
クタ左分布キセパ７りを実現する電極である。電極１０
１と１０２のアース端子の設定は第６図に示すように対
向する電極相互において任意の逆方向側となるようにす
る。

（以下第７図ないし第１４図において同様）第６図体）
に示す■側、■側と第　図（Ｃ）に示ず■側、■側がそ
れぞれ対応する。（以下第７図ないし第１３図において
同様） 第７図においては誘電体基板１０３を介して１個所の屈
曲部を有する電極１０４と１０５がそれぞれ対向設置さ
れている。

第８図においては誘電体基板１０６を介して複数個所の
屈曲部を有する電極１０７と１０８がそれぞれ対向設置
されている。

第９図においては誘電体基板１０９を介してメアンダ形
状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向設置されている
。

第１０図においては誘電体基板１１２を介してスパイラ
ル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ対向設置されて
いる。

第１１図においては誘電体基板１１６の表面に電極１１
６と１１７がそれぞれ側方対向して設置されている。

第１２図においては誘電体基板１１８の内部に電極１１
９と１２０がそれぞれ対向設置されている。

第１３図においては誘電体基板１２１の内部に電極１２
２が設置され、誘電体基板１２１の表面に電極１２３が
設置されそれぞれの電極１２２と１２３が対向している
。

第１４図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。円筒状の誘電体１２４における内周
部に電極１２６が設置され、また外周部に電極１２６が
電極１２６と対向して設置されるものである。そして、
それぞれの電極１２６および１２６のアース端トは互い
に逆方向側となるように設定されている９、ここで誘電
体１２４として円筒形状のもの以外に角筒形状のものも
使用することができる。

以上第６図ないし第１４図の実施例において対向設置さ
れる電極それぞれは同一形状の全面完全対向としたが、
任意の片方電極が他方電極と比較して等測長さが異なっ
ていても、また相方電極が部分的に対向するようにして
も実現できる。′−１だ第１１図ないし第１４図におけ
る実施例に用いる電極それぞれの形状は第７図ないし第
１ｏ図に示す実施例で示したものを用いても実現するこ
とができる。

また第７図ないし第１０図に示す実施例においては屈曲
部として任意の屈曲角を有する内弧状のパターンで形成
したものを示したが、これとは別に屈曲部として任意の
曲率を有する円弧状のパターンで形成した電極で構成し
てもよいことはいう１でもない。

以上それぞれの実施例において、それぞれの電極におけ
るアース端子は特別にアース端子として設定せずとも、
一般的に共通端子として他の回路部（図示せず）に接続
して所要の目的は達成することができる。

」二記の実施例それぞれにおいて、第６図に示すものは
簡単な電極パターンで構成することができると共に高精
度の電極パターンを容易に形成することが可能である。

そわによ−って設計目標の同調周波数に対して精度よく
合致した同調器を構成することができる。第７図ないし
第１０図に示すものは、同調器の占有面積が小さくても
比較的大きなインダクタとキャパシタを形成することが
可能である。従って比較的低い同調周波数を有する小型
の同調器が実現でき、同調器のスペースファクタを向上
させることができる。第１１図に示すものは誘電体にお
ける片面のみで両方の電極を形成することができるので
、製造プロセスを簡略化することができる。更に両電極
の形成プロセスにおいては同一の電極形成プロセスで形
成処理することができる。それによって電極相互間の位
置設定精度が極めて高精度に実現することができ、設計
目標の同調周波数に対し、極めて高精度で合致した同調
器を構成することができる。第１２図および第１３図に
示すものは多層回路基板の製造プロセスに導入すること
ができるものである。それによって電極が誘電体の内部
に設置されて外部に露出することがないので、外部条件
の変動による影響を直接に受けることがない。従って同
調器の同調周波数に影響を及ぼさないので、極めて安定
な性能を有する同調器を実現することができる。第１４
図に示すものは第６図ないし第１３図に示すものより更
に同調器を小型化しても、より充分大きなインダクタと
キャパシタを形成することが可能である。従って充分に
低い同調周波数を有する超小型の同調器を実現すること
ができる。更に、第１４図に示すものはこれを製造する
場合において、連続した円筒形状の誘電体に電極それぞ
れを連続して形成し、所要の寸法長さで切断することに
よって大量にかつ容易に製造することが可能である。

なお、上記それぞれの実施例における伝送路電極として
は金属導体、プリント金属箔導体、厚膜印刷導体、薄膜
導体などを使用することができ、また上記それぞれの導
体を異種組み合わせて伝送路電極を形成してもよい。一
方、誘電体としてはアルミナセラミック、チタン酸バリ
ウム、プラスチック、テフロン、ガラス、マイカ、樹脂
系プリント回路基板などを用いることができる。

以上のように構成された本実施例の同調器について以下
その動作を説明する。

第１６図は本発明の同ル５゛４器における動作を説明す
るだめの等価回路である。第１６図（ａ）において、電
気長ｔを有し、互いにアース端子を逆方向側に設定した
それぞれの伝送路電極７０．７１によって形成される伝
送路に対して電圧ｅを発生する信号源７２が伝送路電極
７０に接続されて信号を供給するものとする。そして、
それによって伝送路電極７０の先端におけるオープン端
子には進行波電圧ｅＡが励起されるものとする。一方、
伝送路電極７１は上記の伝送路電極７０に近接して対向
設置もしくけ並設されているので、相互誘導作用によっ
て電圧が誘起される。その伝送路電極７１の先端におけ
るオープン端子に誘起される進行波電圧をｅＢとする。

ここで伝送路電極７０および７１においてはそれぞれの
アース端子が逆方向側に設定されているので、誘起され
る進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対して逆
位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡおよび
ｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝送路
電極７０および７１よ構成る伝送路において電圧定在波
を形成することになる。ここで伝送路電極７０における
電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫで表わす
ものとすると、伝送路電極７１における１１テ圧分布係
数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極７０および７１において任意の
対向する部分において発生する電位差■をめると Ｖ　−Ｋ　（？Ａ　−（１−Ｋ　）　ｅＢ　・・・・・
・・・・・・・（１）で表わすことができる。ここで、
それぞれの伝送路電極７０および７１が同じ電気長ｔで
あるとすると ｅＢ＝−ｅＡ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（２）となり、それによって第
１式における電位差ｖはＶ　−Ｋ　ｅＡ＋　（１−Ｋ）
ｅＡ ＝ｅＡ　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（３）となる。すなわち伝送
路電極７０と７１がそれぞれ対向する全ての部分におい
て電位差Ｖを発生させることができる。

ここで伝送路電極７０および７１はその電極幅Ｗを有す
るものとしく電極の厚みは薄いものとする）、さらに誘
電率εＳを有する誘電体を介して間隔ｄで対向されてい
るものとする。この場合における伝送路の単位長当りに
形成するキヤ・＜シタンスＣ８は Ｃ−９−−９−・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・（４）−ｖ　ｅＡ Ｗ−醸 Ｑ−ε０８３　ｄ　−ε。εＳｄ　・・・・・・（６）
であシ、故に Ｃｏ−ε。８８丁　・−・・・・・・・・・−・・・・
・・・・・・・・・（６）となる。

従って、第１６図（、）に示す伝送路は第１６図Φンに
示すような単位長当りにおいて第６式でまるＣ０の分布
キャパシタ７３を含んだ伝送路となる。

また、それぞれの伝送路電極７０と伝送路電極７１にお
ける電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）ｄｌ、
上記において述べたように互いに逆位相関係にあるので
、この伝送路は等価的に平衡モードの伝送路として動作
することになる。これに」：って第１６図（ｃ）に示す
ような、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源７４によって
平衡モードで励起される伝送路電極７６および７６によ
って形成される平衡モード伝送路と等価になる。いうま
でもなくその電気長は第１５図（ａ）において示したも
との′１１ｚ気長ｔと同じである。更に、この平衡モー
ド伝送路は第１６図（ｄ）に示すように、伝送路の分布
インダクタ成分および伝送路の屈曲形状によシ発生する
集中インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダ
クタ７７および７８と分布キャパシタ７３よりなる分布
定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ７３の形成における伝送路の
電気長ｔとの関係について説明する。第１６図（−）に
示すような平衡モード伝送路における単位長当りの特性
インピーダンス２゜は、第１６図（ｂ）に示す等価回路
で表わすことができる。その特性インピーダンスＺ。は
一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第８式に示す特
性インピーダンス２゜を用いる。第８式におけるキャパ
シタンスＣ６は第６式においてめた伝送路における単位
長当りのキャパシタンスＣ８と同じものである。すなわ
ち伝送路における単位長当シの特性インピーダンスＺ。

はキャパシタンスＣ８の関数であシ、それｄ−またキャ
パシタンスＣ８に関与する誘電体の誘電率εＳ、伝送路
電極の幅Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの
関数でもある。

以上のように、伝送路Ｋｉける単位長当シの特性インピ
ーダンスが２０で、その電気長がｔであり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンスＸは Ｘ−−Ｚ。ＣＯｌ　θ　・・・・・・・・・・・・・・
（９）で表わすことができる。ここで θ−２π丁　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（１０）であり、特に の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（１２）となる。すなわち伝送路の端子に
おける等価リアクタンスはキャパシティブリアクタンス
となり得る。したがって伝送路の電気長ｔによってθが
第１１式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｔをλ
／４　以下に設定することによりキャパシタを形成する
ことができる。そして、その形成できるキャパシタのキ
ャパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｌの設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以上第９式ないし第１３式において説明した伝送路の動
作様態について図に表わしだものが第１７図である。第
１７図では、先端がオープン状態の伝送路において、そ
の電気長ｌの変化に従って端子に発生する等価リアクタ
ンスＸが変化する様子を表わしている。第１７図から明
らかなように、伝送路の電気長ｌがλ／４以下もしくは
λ／２〜４λ／３などにおけるような場合には負の端子
リアクタンスを形成することが可能であり、すなわち等
価的にキャパシタを形成することができる。更に、負の
端子リアクタンスを発生させる条件において、伝送路の
電気長ｌを任意に設定することによって、キャパシタン
スＣを任意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第１６図（
ｅ）において示す集中定数キャパシタ７９として等価的
に置換することができる。更に、伝送路に存在する分布
インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発生ず
る集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成され
るインダクタは、集中定数インダクタ８ｏとして等価的
に置換することができる。そして、仮想的な平衡信号源
７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを、もとの
第１６図（ａ）において示した状態と等価的に同じにな
るように置換すれば、第１６図（ｆ）に示すようになる
。この第１５図（ｆ）においてアース端子を共通化して
表わすと、明らかに最終的には第１６図（ｑ）において
示すように、集中定数キャパシタ７９および集中定数イ
ンダクタ８０より成る並列共振回路と等価になり、同調
器を実現することができる。

上記説明した増幅装置に用いる増幅器としてはトランジ
ス乙電界効果トランジスタ、ＩＣなどの半導体デバイス
によるものや真空管によるものなどを用いることができ
る。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介して対向設置するかもしくは誘電体の表面で並設す
る電極で同調器を構成し、その同調器を増幅器の入力端
子および／もしくは出力端子に接続設置するように構成
すると共に、上記同調器に接続設置する電圧可変リアク
タンス素子に対する制御電圧として、ディジタル信号コ
ードを変換することによって得る直流電圧を用い、その
ディジタル信号コードの設定によって増幅装置の増幅同
調を可変制御するように構成しているので■　確定でき
るディジタル信号コードによって増幅同調制御が可能で
あること、および安定でかつ高精度な変換機能を有する
Ｄ−Ａコンノ（−タを用いて増幅同調制御が可能である
ことによって増幅装置の増幅同調精度が著しく向上する
。

それによって、増幅装置における増幅ゲインを安定に確
保でき、まだ増幅信号における基本波レベルを充分に高
くすることができると共に高調波成分レベルを充分に低
くすることができるので歪を著しく安定に低減すること
ができ、更には相互変調妨害排除特性およびスプリアス
妨害排除特性を著しく安定に向上することができる。

■　コンピュータ応用の多機能ディジタル制御系と直接
に接続することが可能である。それによって、増幅装置
およびそれを設置する機器の高度な多機能制御化を、高
精度な増幅同調制御と同時に実現することができる。す
なわち、多機能ディジタル制御系の高精度な制御に応じ
て、充分に安定な増幅同調機能を発揮する増幅装置を実
現することができる。

■　増幅装置に用いる同調器において、インダクタとキ
ャパシタの間における接続リードを設置することなく共
振回路を構成することができると共に同調機能を果たす
ことができる。それによって同調器におけるリードイン
ダクタンスおよびストレーキャパシタの発生を皆無にす
ることができる。従って、目標とする同調周波数におけ
る共振以外に発生する不測の共振については、広い周波
数帯域に渡って存在することがない。その結果、安定な
周波数選択特性が確保できて、増幅すべき信号における
基本波のレベルを充分高くす亀ことができ、またその高
調波成分レベルを充分に低減することが可能となる。

よって増幅信号における歪を著しく安定にかつ小さくす
ることができる。丑だ安定な周波数選択特性が確保でき
ることによって、多数の信号を同時に増幅する場合にお
いて発生する相互変調妨害およびスプリアス妨害の問題
を充分に軽減することが可能と凶、る。

■　モジュール化することが可能な同調器を有する増幅
装置が実現できるので、機械的振動によって同調器にお
けるインダクタンスおよびキャパシタンスの定数変動の
発生が皆無であり、それによって増幅同調特性が極めて
安定である。

また、同調器を構成する誘電体としてその誘電率の温度
依存性が小さい材料を用いることによって、周囲温度の
変化によるキャノくシタンスの変動を極めて小さくする
ことができ、それによって同調特性を極めて安定にする
ことができる。

従って、増幅装置における増幅ゲイン特性および不要妨
害信号排除特性が周囲条件の変化に依存することなく、
また増幅装置を構成する初期のみならず非常に長期間に
渡って安定にそれらの特性を確保することができる。

■　簡単な構成によって一体化した同調器を有すると共
に、非常にシンプルな形態の増幅装置を実現することが
できる。更に、超薄型でかつ小型の増幅装置を実現する
ことが可能となる１、従って、同調器から輻射する増幅
信号の不要輻射量を極めて小さくすることができる。そ
れによって、構成する増幅装置自体の増幅動作を安定に
することができるだけでなく、他の増幅系に対しても妨
害影響を及ぼすことがない。

■　増幅装置における同調器に用いる誘電体として、増
幅器を構成する回路基板を共用すれば、増幅装置におけ
る実装形態を合理化することができる。寸だ、それによ
って更に同調器を構成する部品の数量を大幅に削減する
ことが可能であり、大量生産に適した増幅装置が実現で
きると共に、製造コストを大幅に低減することができる
。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の増幅装置の構成回路図、第２図は従来の
同調器に用いていた同調器の部品構成斜視図、第３図な
いし第６図は本発明の実施例における増幅装置の構成回
路図、第６図ないし第１４図は本発明の実施例における
増幅装置に用いる同調器の構成図であり、第６図ないし
第１３図において（ａ）は表面図、（ｂ）は側面図、（
ｃ）は裏面図、第１４図において（ａ）は側面図、（ｂ
）は上面図、第１５図ないし第１７図は本発明の実施例
における増幅装置に用いる同調器の動作原理説明図であ
る。 １７・・・・・・増幅器、１６．２０・・・・・・同調
器、２８゜２．９・・・・・・可変同調器、２６．２７
・・・・・・電圧可変キャパシタンスダイオード、３２
・・・・・・Ｄ−Ａコンバータ、３４・・・・・・ディ
ジタル信号処理器、３６・・・・・・コード変換器、２
２，２３．２４，２５，１０１゜１０２．１０４，１０
５，１０７，１０８，１１０゜１１１、　１１３．　１
１４．　１１６．　１１７．１１９゜１２０．１２２，
１２３，１２５，１２６，７０゜７１．７５．７ローー
ーー・・伝送路電極、１００．　１０３゜１０６．１０
９，１１２，１１５，１１８，１２１゜１２４・・・・
・・誘電体。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第６
図 第７図 第９図 第１２図 第１３図 第１４図 （（１）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体の
   表面で並設される電極それぞれのアースに接続される端
   子を互いに逆方向側となるように設定して成る単数もし
   くは複数の同調器における任意の片方の電極のオープン
   端子に電圧可変リアクタンス素子を接続設置し、寸だ上
   記同調器における任意の片方の電極のオーブン端子に増
   幅器の入力端子および／もしくは出力端子を接続設置し
   、Ｄ−Ａコンバータよシ成る制御部に同調制御コードを
   入力すると共に、その制御部におけるアナログ出力電圧
   を上記電圧可変リアクタンス素子に供給することを特徴
   とした増幅装置。 （２）Ｄ−Ａコンバータにラッチを前置して制御部とし
   た特許請求の範囲第１項記載の増幅装置。 （３）制御部にＲＡＭもしくはＲＯＭを前置した特許の
   増幅装置。 （４）制御部にシリアル入力コードをパラレル出力（６
   ）電極として少なくとも一個以上の任意の屈曲角もしく
   は屈曲率および任意の屈曲方向を示す屈曲部を有するも
   のを用いた特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれ
   かに記載の増幅装置。 （６）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特♂１−請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記
   載の増幅装置。 （７）一方の電極における長さを他方の電極における長
   さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向設
   置もしくけ並設させた特許請求の範囲第１項ないし第６
   項のいずれかに記載の増幅装置。 （８）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに記載の増
   幅装置。 内周部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極
   を設置した特許請求の範囲第１項ないし第８項のいずれ
   かに記載の増幅装置。 （１０）　任意の片方の電極もしくは両方の電極におけ
   る任意の所要部分を切開して増幅同調周波数範囲を任意
   に設定制御する特許請求の範囲第１項ないし第９項のし
   ずれかに記載の増幅装置。 （１１）　非接触切開手段により電極を切開する特許請
   求の範囲第１０項記載の増幅装置。 （１２）　任意の片方の電極もしくは両方の電極におけ
   る任意の所要部位をアースに接続する端子に設定して増
   幅同調周波数範囲を任意に設定制御する特許請求の範囲
   第１項ないし第１１項のいずれかに記載の増幅装置。 （１３）　電極それぞれにおけるアースに接続する端子
   を、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲
   第１項ないし第１２項のいずれかに記載の増幅装置。