JPS6033702A - フイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビおよびバーンナル無線とができ
るフィルタに関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、希望する電波を選択するフィルタの性能
においては高い安定性と信頼性が要求されている。一方
、それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減も
大きな課題であり、特に合理化が困難な高周波部のフィ
ルタ回路部品の抜本的な技術開発が必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の多段複同調フィルタ回路
部品について説明する。第１図は基本的な多段複同調フ
ィルタ回路であり、１ないし３は同調インダクタ、４な
いし６は同調キャパシタ、７および８は結合キャパシタ
、９は入力端子、そして１０は出力端子である。ここで
結合キャパシタ７．８を用いずに同調インダクタ相互間
の電磁誘導作用を用いて結合させる従来例（図示せず）
もある。このフィルタ回路を構成する部品は従来におい
ては第２図に示す様なインダクタ部品１１ないし１３と
キャパシタ部品１４ないし１８が導体６１および６２で
接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては■　インダ
クタ部品およびキャパシタ部品は他の高周波部品と比較
してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と薄
型化を阻害している。

■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、またフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であり同調周波数の
変動が大きい。

■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそれぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続されている
だめリードインダクタンスやストレーキャパシタが多く
発生して回路動作が不安定である。

■　独立した最小単位機能の個別部品の集合回路である
ため部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品を一体
化構成した多段複同調フィルタ回路ブロックを実現する
ことにあり、それによってフィルタ回路ブロックの形態
を超薄型で小型化し、更に機械的振動に対しても安定で
、同調周波数の温度依存性が小さく、接続リードの悪影
響をなくして高周波的に安定で、また部品点数を削減し
て製造工程の合理化を可能にすることである。

発明の構成 本発明のフィルタは異なる厚みもしくは異なる誘電率を
有する少なくとも２個以上の誘電体それぞれを介して同
一形状を有する少なくとも３個以上の電極を対向設置し
、それぞれの電極のアース端子が互いに対向する電極間
において逆方向側となるように設定すると共に、上記そ
れぞれの誘電体の厚みを所要値に設定するかもしくは異
なる誘電率の誘電体を選択設置することによって、複数
の異なる周波数同調部を形成して任意の複同調周波数選
択特性を呈するように構成したものであシ、これによシ
相対向する電極間で一方の電極が分布゛インダクタとし
て作用し、まだこの電極と他方の電極が対向することに
よって先端オーダ／の分布定数回路を形成し、その等測
長さを動作させる周波数波長のλ／４長さ未満に設定す
ることによって発生する負リアクタンスによる分布キャ
パシタを実現し、上記の分布インダクタと並列に作用さ
せることを基本とするものであり、この分布キャパシタ
の値を任意に設定するために誘電体の厚みもしくは誘電
体の誘電率を選択して設定し、これう任意のキャパシタ
ンスを有する分布キャパシタンスと上記それぞれの分布
インダクタが交互に積層されることによって異なる同調
周波数を有する複数の同調部が形成されて多段複同調フ
ィルタとして作用するものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第３図は本発明の実施例におけるフィルタの構成図を示
すものである。第３図においてａは表面図、ｂは側面図
、Ｃは裏面図を示す。（以下第４図ないし第８−図にお
いて同様）第３図において１９ａ　、　１９ｂは誘電体
基板であシ、２０ないし２２は分布定数回路を形成して
分布インダクタと分布キャパシタを形成する電極である
。電極２゜ないし２２のアース端子の設定は第３図に示
すように相対向する電極相互において逆方向側となるよ
うにする。（以下第４図ないし第８図において同様）第
３図ａに示すＡ側、Ｂ側と第３図Ｃに示すＡ側、Ｂ側が
対応しく以下第４図ないし第８図において同様）それぞ
れの電極２ｏないし２２は同一パターンで対向している
。ここで誘電体１９ａと１９ｂは異なる厚みもしくは異
なる誘電率を有する（以下第４図ないし第８図において
同Ｓ）ものを用いる。以上の構成によって電極２ｏと２
１および誘電体１９ａで１個の単同調部を形成し、電極
２１と２２および誘電体１９ｂで別の１個の単同調部を
形成する。それぞれの単同調部の同調周波数は異なり、
それらが結合して選択度がシャープな複同調フィルタを
形成する。（以下第４図ないし第８図において同様。動
作説明は後述する。；第４図は本発明の他の実施例にお
けるフィルタの構成図を示すものである。誘電体基板２
３ａと２３ｂを介して１個所の屈曲部を有する電極２４
ないし２６がそれぞれ対向設置されている。

第６図と第６図は本発明の他の実施例におけるフィルタ
の構成図を示すものである。第６図において誘電体基板
２７ａと２７ｂを介して複数個所の屈曲部を有して折返
し形状を成す電極２８ないし３ｏが対向設置されている
。第６図において誘電体基板３１ａと３１ｂを介して複
数個所の屈曲部を有して折返し形状を成す電極３２ガい
し３４が対向設置されている。

第７図は本発明の他の実施例におけるフィルタの構成図
を示すものである。誘電体基板３５ａとｓｓｂを介して
スパイラル形状の電極３６ないし３８がそれぞれ対向設
置されている。

第８図は本発明の他の実施例におけるフィルタの構成図
を示すものである。誘電体基板３９の内部に電極４０な
いし４２がそれぞれ等しい対向間隔を保って対向設置さ
れている。第８図の実施例における電極形状としてはこ
の他第４図ないし第７図に示した実施例におけるような
屈曲部を有する電極を用いることができる。

以上のように構成された本実施例のフィルタについて第
６図に示す実施例を代表して以下にその動作を説明する
。まずインダクタは第６図ａに示す折返し形状電極３２
と３４によって形成される。

次にキャパシタは折返し形状電極３２と３３の間に存在
する誘電体塞板３１ａによって発生するものと、折返し
形状電極３３と３４の間に存在する誘電体基板３１　ｂ
＜よって発生するものによって形成される。ここでキャ
パシタ全形成する折返し形状電極３３は上記それぞれ発
生するキャパシタに対して共通である。

次に本発明のフィルタに用いる同調器の動作原理を説明
する。

第９図（２Ｌ）〜（ｇ）は本発明の同調器における動作
を説明するための等価回路である。第９図（ａ）におい
て、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆方向側に設
定したそれぞれの伝送路電極２７０，２７１生する信号
源２了２が伝送路電極２７０に接続されて信号を供給す
るものとする。そして、それによって伝送路電極２７０
の先端におけるオープン端子には進行波電圧ｅムが励起
されるものとする。

一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極２了Ｏに近
接して対向設置もしくは並設されているので、相互誘導
作用によって電圧が誘起される。その伝送路電極２７１
の先端におけるオープン端子に誘起される進行波電圧’
ｋｅＢとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧０人に対し
て逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧６Ａお
よびｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝
送路電極２７０および２７１より成る伝送路において電
圧定在波を形成することになる。ここで伝送路電極２７
０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数を
Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１ができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差Ｖをめると Ｖ＝に６Ａ−（１−Ｋ）ｅＢ　・−−−−−（１）で表
わすことができる。ここで、それぞれの伝送路電極２７
０および２７１が同じ電気長ｌであるとすると θＢ−−ｅＡ　・・・・・・（２） となり、それによって第１式における電位差ＶはＶ＝Ｋ
ｅｌ＋（１−Ｋ）ｅ人 ＝ｅ人　・・・・・・（３） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差Ｖを発生させること
ができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極巾ｗｌ
有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）、さら
に誘電率εＳを有する誘電体を介して間隔ｄす対向され
ているものとする。この場合における伝送路の単位長当
りに形成するキャパシタンスＧＯは であり、故に ＣＯ−ε０εＳ−・・・・・・（６） となる。

従って、第９図（ａ）ＶＣ示す伝送路は、第９図（ｂ）
に示すような単位長当りにおいて第６式でまるＣＯの分
布キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。

また、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１
１Ｃおける電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）
は、上記において述べたように互いに逆位相関係にある
ので、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として
動作することになる。これによって第９図（Ｃ）に示す
ような、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源２７４によっ
て平衡モードで励起される伝送路電極２７５および２７
６によって形成される平衡モーデ伝送路と等価になる。

いうまでもなくその電気長は第９図（ａ）において示し
たものと電気長４と同じである。さらに、この平衡モー
ド伝送路は第９図（ｄ）に示すように、伝送路の分布イ
ンダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生する集
中インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダク
タ２７７および２７８と分布キャパシタ２７３よりなる
分布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長４との関係について説明する。

第１０図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスｚＯは、第１０図中）
に示す等価回路で表わすことができる。

その特性インピーダンスＺ□は一般的にとなる。ここで
伝送路が無損失の場合はとなる。本発明の同調器におけ
る実施例の多くほのと仮定を適用することができ、かつ
説明の簡略化のため以下第８式に示す特性インピーダン
スＺＯを用いる。第８式におけるキヤ・（ゾタンスＣＯ
は第６式においてめた伝送路における単位当りのキャパ
シタンスＧＯと同じものである。ナなＪ）ち伝送路にお
ける単位長当りの特性インビーターンスＺ□はキャパシ
タンスＧＯの関数であり、それはまたキャパシタＣＯに
関与する誘電体の誘電率εＳ。

伝送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置間
隔ｄの関数でもある。

以王のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがｚ□で、その電気長がｌであり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンス又は ｘ　＝　−Ｚ□ｃｏ　ｔＯ−＝１９） で表わすことができる。ここで θ＝２π−・・・・・・（１Ｑ） λ であり、特に π の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０　・・・・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長ｌによってθカニ第１１式に該当する
場合、すなわち例えば電気長４をλ／４以下に設定する
ことによりキャノくシタを形成することができる。そし
て、その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣは ωｌ　Ｘ　ｌ　ωＺ□ｃｏｔｌｌ？ で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｌの設定によって任意のキヤ・；シタンスｃ
ｌ実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第１１図である。第１１
図では、先端がオーブン状態の伝送路において、その電
気長での変化に従って端子に発生する等価リアクタンス
Ｘが変化する様子を表わしている。第１１図から明らか
なように、伝送路の電気長４がλ／４以下もしくはλ／
２〜４λ／３などにおけるような場合には負の端子リア
クタンスを形成することが可能であり、すなわぢ等価的
にキャパシタを形成することができる。

さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件におい
て、伝送路の電気長４′ｆ：任意に設定することによっ
て、キャパシタンスＣｆ任意の値に実現することが可能
である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第９図（８
）において示す集中定・数キャパシタ２７９として等価
的に置換することができる。そして、伝送路に存在する
分布イノダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発
生する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成
されるインダクタは、集中定数インダクタ２８０として
等価的に置換することができる。そして、仮想的な平衡
信号源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを
、もとの第９図（ａ）において示した状態と等価的と同
じになるように置換すれば、第９図（０に示すよう化し
て表わすと、明らかに最終的には第９図（ｇ）において
示すように、集中定数キャッジシタ２７９および集中定
数インダクタ２８０より成る並列共振回路と等価になり
、同調器を実現すること力（できる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調２ｇもしくは
本発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても
他の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもの
であることを証明するために、従来の同調器もしくは他
の伝送路構成による同調器における構成および動作を次
に説明して対比する。それによって本発明による同調器
との差異を明確にすると共に、本発明における同調器の
新規性を明らかにする。

第１２図は、伝送路電極として例えば本発明に−ｈ−ｕ
六ｎ調器に用いるものと同様なもので形成シても、アー
ス端子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場
合の動作を示すものである。第１２図（＋Ｌ）において
伝送路電極２８１および２８２よりなる先端オーブンの
伝送路が、電圧ｅを発生する信号源２８３によってドラ
イブされているものとする。それによって伝送路電極２
８１の先端におけるオープン端子には定在波電圧０人が
励起され、それと対向設置もしくは並設される伝送路電
極２８２の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅ
Ｂが誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路
電極２８１および２８２のアース端子は互いに同方向側
に設定されているので、それぞれの定在波電圧ｅｌとｅ
Ｂは互いに同位相となる。従がって、伝送路電極２８１
および２８２におけるそれぞれの電圧分布係数は同じに
合宿することになる。それによって伝送路電極が対向す
る任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝に６Ａ−ＫｅＢ　−−−・・−（１４）となる。こ
こで、それぞれの伝送路電極２８１および２８２の電気
長が同じ長さであるとするとｅム＝ｅＢ　・・・・・・
（１６） となり、それによって第１４式における電位差Ｖは Ｖ＝Ｋｅ人−Ｋｅ）、＝ｏ　−−−−・−（１６）とな
る。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が
発生しないことになる。第１２図（＆）における信号源
２８３を伝送路端に置換設定したものが第１２図中）で
あり、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４を設置し
たことと等価になる。そしてこの等価回路においては互
いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみである
。つまりこれは第１２図（Ｃ）に示すように、等価的に
単なる一本の伝送路電極２８６が存在する場合と同一で
あることは明らかである。そして、信号源２８３および
アース端子を第１２図（ＩＬ）に示したようにもとの回
路に等価置換することにより第１２図（ｄ）Ｋ示すよう
になる。つま９伝送路の分布インダクタ成分および伝送
路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分それぞ
れより成る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを形
成するだけである。以上より明らかなように、インダク
タと並列にキャパシタを形成することができないので、
目的とする並列共振回路の同調器は実現することができ
ない。

第１３図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第１３図（＆）において伝送
路電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、
電圧ｅを発生する信号源２８９によってドライブされ、
伝送路の先端におけるオープン端子に定住波電圧０人が
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。一
方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋを有
する定在波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、伝送
路電極２８７とアース電極ヮロロ、１１１τが山手１に
喜ハ鯉へｒｙセ、１汗１鞭！ｈ菓Ｖｌ斗Ｖ　＝　Ｋ６Ａ
−ＫｅＢ　＝−（１７）で表わされる。しかし、アース
電極２８８における定在波電圧ｅＢは一様にアース電位
（零電位）であり ９Ｂ＝Ｑ　・・・・・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差ＶはＶ＝ＫｅＡ　・−・−
（１９） となる。これによって、伝送路電極２８７とアース電極
２８Ｂの間に分布キャパシタを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７はアース電極２８
８と近接して対向しているため、相合誘導作用によって
伝送路電極２８７における両先端がほとんどショート状
態になったものと等価になる。そのため伝送路電極２８
７におけるインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させる
ことになる。すなわち、このマイクロストリップライン
は第１３図（１））に示すように等価損失抵抗２９０を
含む集中定数インダクタ２９１および集中定数キャパシ
タ２９２それぞれより成る並列共振回路を形成する。こ
こで等価損失抵抗２９０は実際には相当大きな抵抗値を
有するものになるため、共振回路における損失が非常に
大きくなる。従って、同調器としては明らかにＱ性能が
非常に低下したものしか実現できず、実際的には実用に
適するものではない。

第１４図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第２０図において平衡モード伝送路電極
２９３および２９４は、その電気長ｌが共振周波数にお
けるン１／４に等しく設定され、かつ先端がショートさ
れている。そして電圧ｅｆ：発生する平衡信号源２９６
によって、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライ
ブされているものとする。アース端子は平衡信号源２９
６の中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれ
かの端子にアースを設定するものではない。この場合に
おける伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタン
スＸは、伝送路の特性インピーダンスをＺＯとするとＸ
＝Ｚｏｔａｎθ　−・−−−−（２０）となる。ここで
特性インピーダンスｚ□は第８式において示したものと
同じものであり、またθについても第１０式において示
したものと同じものである。この共振器では伝送路の電
気長ｌをｅ−λ／４　・・・・・・（２１） としているので ０−π／２　・・・・・・（２２） である。従って第２０式における端子リアクタンスＸは π ＸモＺ□ｔａｎ−＝＝■　・・・・・・（２３）となり
、等価的に並列共振特性を得ることができるものである
。しかしながら、このλ／４共振器における構成を本発
明の同調器における構成と比較すると、まず伝送路の端
子条件についてみると本発明の同調器においてはオープ
ン状態であるのに対して、従来のλ／４共振器において
はショート状態であり、従って端子条件において全く異
なる構成であることが明らかである。更に伝送路の電気
長ｅの設定についてみると、本発明の同調器においては
同調周波数のλ／４以下に設定するものであシ実際的に
はλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成するも
のであるが、従来のλ／４共振器においては厳密に共振
周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝送路の
電気長ｌの設定において根本的に異なる構成であること
も明らかである。また、構成における伝送路の電気長ｅ
の異いに起因して、両者において同一の同調周波数もし
くは共振周波数に設計しても１本発明の同調器において
は小型化することができるが、λ／４共振器においては
非常に長い伝送路を設ける必要があり大型化する不都合
があった。従来のλ／４共振器を小型化する目的で誘電
率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の長さを短
縮化したものもみられるが、それに用いる誘電率の高い
誘電体は一般に誘電体損失ｔａｎδが非常に大きく、従
って共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都合があ
った。更に、誘電率の高い誘電体における誘電率の温度
依存性は一般に犬ゆく、従って共振周波数の安定性を確
保することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の誘秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第１６図は同調周波数の温度依
存性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第
１６図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表
すグラフである。第１５図および第１６図において、特
性（Ａ）は本発明における同調器の温度依存性であり、
誘電体としてアルミナセラミック材もしくは樹脂系プリ
ント回路基板を使用した場合の実験結果である。

一方、特性（Ｂ）は第２図において示すような、従来に
おいて最も多く用いられていた同調器における温度依存
特性である。これらの実験結果から、本発明の同調器に
おいては一般的な誘電体を用いて構成したものでもその
同調周波数は極めて安定であり、更に共振Ｑが庫く、か
つ安定であることが明らかである。一方、従来の同調器
においては、インダクタを構成するフェライト材のコア
における透磁率μとＱの根本的な不安定性、およびコイ
ル部分の膨張と収量Ｖｃよるインダクタンスの変化がそ
れぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑの安定性を確保す
ることが困難であった。それによって、他の温度補償部
品もしくは他の自動安定化補償回路を刊加して不安定性
を補っていた。

次に第１７図にこのフィルタを形成する２個の別の同調
周波数を有する単同調回路の動作等価回路を示して説明
する。第１７図ａにおいて４３および４４はインダクタ
を形成する折返し形状電極と等価な伝送回路であり、４
５は伝送回路電極４３および４４と共に作用して分布キ
ャパシタ４６および４７を形成させる折返し形状電極と
等価な伝送回路である。ここで伝送回路４６のアースポ
イントはインダクタを形成する伝送回路４３および４４
のアースポイントとは逆方向側に設定されているため第
１７図すに示すように伝送回路４６のインダクティブ成
分は打消されてアース面４８と等価になりインダクタの
伝送回路４９および５ｏと対向して分布キャパシタ６１
および６２を形成する。これを分布定数回路で示したの
が第１７図Ｃであり、分布インダクタ５３および６４と
分布キャパシタ６６および６６によって形成される。第
９図ｄはこれを集中定数等価回路で示したものであり、
インダクタ６７とキャパシタ６８の並列共振回路および
インダクタ６９とキャパシタ６０の並列共振回路を形成
することになり、それぞれ別の同調周波数を有する並列
共振回路は相互誘導作用によって結合され複同調多段フ
ィルタを構成する。このフィルタのインダクタが有する
インダクタンスは折返し形状電極の折返し回数もしくは
電極等価長さによって任意に設計するととができる。一
方、分布キャパシタのキャパシタンスは対向する折返し
形状電極の対向面積と誘電体基板の厚みおよび誘電率の
選択によって任意に設計することができる。

次に分布キャパシタの形成について更に第１８図と共に
説明する。折返し形状電極の伝送回路等価長さｋｌとし
、この伝送回路等価長さｌは使用する誘電体基板の誘電
率εによって定まる波長短縮率１／Ｊτを考慮した動作
周波数波長におけるλ／４長さよりも短いものに設定す
る。この動作周波数波長におけるλ／４長さに対する伝
送回路等価長さｌの割合いを任意に設計することによっ
てギヤパンチイブリアクタンスＸＣの値を任意に設定す
ること力呵能である。このキャパシティブリアクタンス
ＸＣと動作周波数ｆｏＫよってキャパシタンスＣ＝１／
２πｆｏＸｃが得られる。このキャパシタンスＣを有す
るキャパシタが第９図ｄに示すキャパシタ６８もしくは
６ｏと等価である。

ここで誘電体基板の厚みもしくは誘電率εを変えルコト
ｌ’ｃよって第１０図に示すリアクタンス破件カーブを
変化させたり波長短縮率１／Ｊ下を変化させることが可
能であり、同一の伝送回路等価長さｌの電極を設置して
も分布キャパシタンスＣを任意に設定することができる
。

上記それぞれの実施例における多段複同調フィルタの周
波数選択特性例を示したのが第１９図であり、厚みの薄
い誘電体もしくは誘電率の高い誘電体を介して構成され
る同調部の選択特性は■のように比較的低い同調周波数
を有し、反対に厚みの厚い誘電体もしくは誘電率の低い
誘電体を介して構成される同調部の選択特性は■のよう
に比較的高い同調周波数を有する。それぞれの同調部が
結合されて選択特性■と■が合成されることによって複
同調選択特性■を得ることができる。

上記それぞれの実施例の構成においては電極層数を３層
とし誘電体層を２層としたが、電極層と誘電体層を交互
設置することにおいてそれぞれの層数設定は任意である
。またフィルタ回路ブロックの入力もしくは出力端子と
して、外側に設置される電極の所要インピーダンスを呈
する部位にりツブを設けることも任意である。なお上記
それぞれの実施例における電極としては金属導体、印届
Ｉ導体もしくは薄膜導体を使用することができ、誘電体
基板としてアルミナセラミック、グラスチック、テフロ
ン、ガラス、マイカ等を使用することができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介して同一形状の電極が対向設置されるように構成し
ているので ■　簡単な構成で複数のインダクタ部品と複数のキャパ
シタ部品を一体化構成することができる１■　超薄型で
かつ小型の多段複同調フィルタブロックを実現すること
ができる。

■　多段複同調フィルタをモジュール化できるのでその
同調周波数は極めて安定であり、特に機械的振動による
同調周波数のずれを皆無にすることができる。

■　それぞれのインダクタとキャパシタがリードレスで
接続されるのでリードインダクタやストレーキャパシタ
の影響が皆無であり、従ってフィルタ回路動作が極めて
安定になる。

■　部品点数を削減することが可能で、製造の合理化や
コストダウンが実現できる。

■　電極層と誘電体層が印刷工法や張り合せ工法で形成
できるので、安定した複同調周波数性能を有するフィル
タを大量に低コストで製造することができる。

■　超薄型で小型ながらノヤープな複同調周波数選択特
性を有するフィルタブロックが実現できる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な多段複同調フィルタ回路図、第２図は
従来の多段複同調フィルタ構成の斜視図、第３図ないし
第８図は本発明の実施例におけるフィルタの構成図であ
り、それぞれにおいてａは表面図、ｂは側面図、Ｃは裏
面図、第９図（ａ）〜（ｇ）。 第１０図（ａ）　、　（ｂ）　、第１１図は本発明のフ
ィルタに用いる同調器の動作原理を示す説明図、第１２
図（ａ）〜（ｄ）　、第１３図（ａ）　、　（ｂ）　、
第１４図は従来の同調器における動作原理を示す説明図
、第１５図、第１６図は本発明と従来の同調器の温度変
化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第１７図と第
１８図は本発明の実施例におけるフィルタの動作原理説
明図、第１９図は本発明の実施例におけるフィルタの周
波数選択／Ｉ＄　（ｉ倒閣である。 １９ａ、１９ｂ　、２３＆、２３ｂ、２７＆。 ２７ｂ、３１Ｎ、３１ｂ、３６ａ、３５ｂ、３９・・・
・・・誘電体基板、２０，２１．２２，２４，２６゜２
６．２Ｂ、２９，３０，３２，３３，３４゜３６．３７
．３Ｂ、４０，４１．４２・・・・・・電極。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　はが１名＠１
図 第２図 イア　イσ 笛３図 （α）　Ｃｂ）　（ｃ＞ 第４図 （ｃしン　（：ｂ）　（Ｃ） 第５図 （Ｃし）　（ｂン　（の （ＯＪ）（ｂ）（Ｃ） 第７図（ＯＪ）（ｂ）（Ｃ） 第８図 （α）（ｂ）（Ｃ） 第９図 （ｊ−Ｋ）　”／’） 第９図 ２．８０ ン７ｑ 第１０図 第１１図 □核送路電気長１ 第１２図 第１３図 第１４図 第１５図 温度（°Ｃ） 第１６図 温度（℃）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）異なる厚みもしくは異なる誘電率を有する少なく
   とも２個以上の誘電体それぞれを介して同一形状を有す
   る少なくとも３個以上の電極を対向設置し、それぞれの
   電極のアースに接続する端子が互いに対向する電極間に
   おいて逆方向側となるように設定すると共に、上記それ
   ぞれの誘電体の厚みを所要値に設定するかもしくは異な
   る誘電率の誘電体を選択設置することによって、複数の
   異なる周波数同調部を形成して任意の複同調周波数選択
   特性を呈することを特徴としたフィルり。 （２）　’に極として少なくとも一個所以上の任意の屈
   曲角もしくは屈曲率およ゛び任意の屈曲方向を示す屈曲
   部を有するものを用いた特許請求の範囲第１記載のフィ
   ルタ。 （３）電極としてスパイラル形状を有するものを用（４
   ）一方の電極における長さを他方の電極における長さよ
   υも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向設置も
   しくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第３項の
   いずれかに記載のフィルタ。 （６）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載のフ
   ィルタ。 （６）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内周
   部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極を設
   置した特許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれかに
   記載のフィルタ。 （ア）電極それぞれにおいてアースに接続される端子を
   、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲第
   １項ないし第６項のいずれかに記載のフィルタ。