JPS6033724A - チュ−ナ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、およびその
他通信機全般に用いることができる周波数同調器に関す
るものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、希望する電波を選択する周波数同調器の
性能においては高い安定性と信頼性が望まれている。

一方、それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低
減も大きな課題であり、特に合理化が困離な高周波部の
同調回路部品の抜本的な新技術開発が要求されている。

更にそれら受信機、送信機や通信機の機能制御技術とし
てディジタル制御が一般化し、同調器の同調周波数制御
においてもディジタル信号によって直接制御できるもの
の開発が要求されている。

以下図面を参照しながら従来の同調器に用いていた同調
回路部品について説明する。第１図は基本的な同調回路
であり、１は可変インダクタ、２は可変キャパシタ、３
は電圧可変キャパシタである。この電圧可変キャパシタ
３に対する制御電圧としてディジタル制御信号入力端子
４に入力されるディジタル信号がＤ−Ａ変換器６によっ
て変換出力される直流電圧信号が抵抗６を介して供給さ
れていた。更に可変インダクタ１．可変キャパシタ２お
よび電圧可変キャパシタ３より成る同調回路は従来にお
いては第２図に示すような機械的可動部を有する可変イ
ンダクタ７と可変キャパシタ８が回路導体９！Ｌ　、９
ｂで電圧可変キャパシタ１゜と接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては、■　可変
インダクタ部品および可変キャパシタ部品は他の高周波
部品と比較してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の
小型化、薄型化を阻害している。

■　可変インダクタ部品内のフェライトコアは機械的振
動によってずれ易く、また透磁率の温度依存性が大きく
インダクタンス値が不安定であり同調周波数の変動が大
きい。

■　可変インダクタと可変キャパシタはそれぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続されている
ためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多く
発生して回路動作が不安定である。

■　独立した最小単位機能の別個部品の集合回路である
ため部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

■　可変キャパシタ部品も機械的振動によってキャパシ
タンス値が不安定であり同調周波数の変動が大きい。

更に ■　電属＋ｉＪ変キャパシタはそのキャパシタンスの温
度依存性が大きく、それが原因して同調周波数が大きく
ずれる。

■　Ｄ−Ａ変換器を特別に設置する必要があり、そのた
め同調回路のディジタル制御化にはコストアンプがとも
なう。

■　同調回路をディジタル信号で直接制御することがで
きず、間接的制御方法となる。

■　そのためＤ　−Ａ変換器の変換精度が同調精度に関
４Ｌ、ディジタル制御化を施しても同調精度が向上しな
い。

等の問題点を有していた。

発明の１］的 本発明の目的は従来のバリキャップやバリコンなどの＝
Ｉ変ソリアクタンス部品用いずに可変同調器を構成する
ことであり、またその可変同調をディジタル制御信号に
よって直接制御する可変同調器を提供することにある。

更にインダクタ部品と可変キャパシタ部品を一体化した
薄型の同調器を簡単な構成で実現して同調器の形態を超
薄型化と小型化し、更に機械的振動に対しても同調が安
定で、同調周波数の温度依存性が小さく、同調回路の接
続リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、また部
品点数を削減して製造工程の合理化を１ノ能にする可変
同調器を提供することである。

発明の構成 本発明のチューナ装置は誘電体を介して対向設置する任
意の形状の電極それぞれのうち任意の一方の電極の片側
端をアース端子とし、他方の電極をバイナリ法則に従っ
て重みづけされるように分割して、分割したそれぞれの
電極とアースの間にスイッチ素子を設置し、それらスイ
ッチ素子群のうちから任意のものを組み合せ選択してＯ
Ｎ状態にすることにより同調周波数を可変するように構
成したものであり、更にそれらスイッチ素子群のスイッ
チング制御器としてラッチもしくはバイナリカウンタを
用いて構成したものである。これにより一方の電極がイ
ンダクタとして作用し、またこの電極と他方のバイナリ
法則に重みづ・け分割されてアースに接続される電極と
が・対向してそれぞれ先端オープンの分布定数回路群と
して作用する。

そしてそれぞれの分布定数回路の等測長さを動作さぜる
周波数波長のλ／４長さ未満に設定することによってそ
れぞれの分布定数回路に発生する負リアクタンスによる
分布キャパシタンス群を実現し、分割した電極のうちか
ら任意のものを選択してアースと接続することにより可
変キャパシタを実現し、同調器の同調周波数を可変する
ように作用するものである。更に分割した電極のうちか
ら選択的にアースと接続する手段としてバイナリカウン
タを用いてディジタル信号によって直接に同調周波数を
可変するものである。

実施例の説明 次に、本発明のチューナ装置に用いる同調器の動作原理
を説明する。

第３図（ａ）〜（ｇｌは本発明のチューナ装置に用いる
同調器における動作を説明するだめの等価回路である。

第３図（ａ）において、電気長４を有し、互いにアース
端子を逆方向側に設定したそれぞれの伝送結電％２７０
，２７１によって形成される伝送路に対して、電圧ｅを
発生する信号源２了２が伝送路電極２７０に接続されて
信号を供給するものとする。そして、それによって伝送
路電極２７０の先端におけるオープン端子には進行波電
圧６人が励起されるものとする。一方、伝送路電極２７
１は上記の伝送路電極２７０に近接して対向設置もしく
は並設されているので、相互誘導作用によって電圧が誘
起される。その伝送路電極２７１の先端におけるオープ
ン端子に誘起される進行波電圧をｅｌＢ　とする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢ　は励起する進行波電圧ｅＡに対
して逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧へお
よび６Ｂは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝
送路電極２７０および２７１より成る伝送路において電
圧定在波を形成することになる。ここで伝送路電極２７
０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数を
Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１における電
圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差Ｖをめると Ｖ　＝　Ｋ　ｆ３ｈ　（１Ｋ　）　ｅＢ　”・”−”−
”””（１）で表わすことができる。ここで、それぞれ
の伝送路電極２７０および２７１が同じ電気長ｅである
とすると ８Ｂ　””　ｅｌ　・・・・・・・・・・・・・・（２
＋となり、それによって第１式における電位差ＶはＶ＝
ＫｅＡ＋（１−Ｋ　）　ｅＡ −０人　・・・・・・・・・・・−・・・＋３）となる
。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ対向す
る全ての部分において電位差Ｖを発生させることができ
る。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極ＩＩＩ
　Ｗを有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）
、さらに誘電率ε８を有する誘電体を介して間隔ｄと対
向されているものとする。この場合における伝送路の単
位長当りに形成するキャパシタンスＣは であり、故に Ｃｏ−ε。ε、−°、、−＝　°−＝　°＝（６）とな
る。

従って、第３図（ａ）に示す伝送路は、第３図（ｂ）に
示すような単位長当りにおいて第６式でまるＣ８の分布
キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。

まだ、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１
における電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は
、上記において述べたように互いに逆位相関係にあるの
で、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動
作することになる。これによって第３図（ｃ＋に示すよ
うな、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源２７４によって
平衡モードで励起される伝送路電極２７５および２７６
によって形成される平衡モード伝送路と等価になる。い
うまでもなくその電気長は第３図（ａｌにおいて示した
もとの電気長ｌと同じである。さらに、この平衡モード
伝送路は第３図（ｄｉに示すように、伝送路の分布イン
ダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生する集中
インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ
２７７および２７８と分布キャパシタ２７３よりなる分
布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長ｌとの関係について説明する。

第４図（ａｌに示すような平衡モード伝送路における単
位長当りの特性インピーダンスＺｏは、第４図（ｂ）に
示す等価回路で表わすことができる。その特性インピー
ダンスＺ０は一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第８式に示す特
性インピーダンスＺ０を用いる。第８式におけるキャパ
シタンスＣ８は第６式においてめた伝送路における単位
当りのキャパシタンスＣ８と同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンスＺｏは
キャパシタンスＣ８の関数であり、それはまたキャパシ
タｃｏに関与する誘電体の誘電率ε８゜伝送路電極の巾
Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数でも
ある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺｏで、その電気長が４であり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンスｘＨ Ｘ＝−Ｚｏｃｏｔθ　・・・川・・・・・・・・（９１
で表わすことができる。ここで θ＝２π−・・・・・・・・・・・・（１０）λ であり、特に ノ場合において等価リアクタンスＸは 〈 Ｘ＝Ｏ・・・・・・・・・・・・（１２）となる。すな
わち伝送路の端子における等価リアクタンスはキャパシ
ティブリアクタンスとなり得る。したがって伝送路の電
気長βによってθが第１１式に該当する場合、すなわち
例えば電気長ｌをλ／４以下に設定することによりキャ
ノくシタを形成することができる。そして、その形成で
きるキャパシタのキャパシタンスｃは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｌの設定によって任意のキャノ＜シタンスＣ
を実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第５図である。第５図で
は、先端がオープン状態の伝送路において、その電気長
ｌの変化に従って端子に発生する等価リアクタンスＸが
変化する様子を表わしている。第５図から明らかなよう
に、伝送路の電気長ｅがλ／４以下もしくはλ／２〜４
λ／３などにおけるような場合には負の端子リアクタン
スを形成することが可能であり、すなわち等価的にキャ
パシタを形成することができる。さらに、負の端子リア
クタンスを発生させる条件において、伝送路の電気長ｌ
を任意に設定することによって、キャパシタンスＣを任
意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第３図（ｅ
ｌにおいて示す集中定数キャノζシタ２７９として等価
的に置換することができる。そして、伝送路に存在する
分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発
生する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成
されるインダクタは、集中定数インダクタ２８０として
等価的に置換することができる。そして、仮想的な平衡
信号源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを
、もとの第３図（ａｌにおいて示した状態と等価的と同
じに力るように置換すれば、第３図（０に示すようにな
る。この第３図（ｆｌにおいてアース端子を共通化して
表わすと、明らかに最終的には第３図（ｇ）において示
すように、集中定数キャパシタ２７９および集中定数イ
ンダクタ２８０より成る並列共振回路と等価になり、同
調器を実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性を明らかにする。

第６図は、伝送路電極として例えば本発明における同調
器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端子
が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の動
作を示すものである。第６図（ａ）において伝送路電極
２８１および２８２よりなる先端オープンの伝送路が、
電圧ｅを発生する信号源２８３によってドライブされて
いるものとする。それによって伝送路電極２８１の先端
におけるオープン端子には定在波電圧８Ａ　が励起され
、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極２８２
の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｆ３Ｂ　が
誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路電極
２８１および２８２のアース端子、は互いに同方向側に
設定されているので、それぞれの定在波電圧ｅＡとｅＢ
は互いに同位相となる。

従って、伝送路電極２８１および２８２におけるそれぞ
れの電圧分布係数は同じＫを有することになる。それに
よって伝送路電極が対向する任意の部分における電位差
Ｖは Ｖ　＝　Ｋ　ｅＡ−Ｋ　ｅＢ　−−＝−、、、（１４）
となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１および２
８２の電気長が同じ長さであるとするとｅＡ＝ｅＢ　山
・・・・・・・・・（１６）となり、それによって第１
４式における電位差Ｖは Ｖ’　＝　Ｋ　８Ａ　−Ｋ　ｅｌ　＝　Ｏ−−−−（１
６）となる。すなわち伝送路のいずれの部分においても
電位差が発生しないことになる。第６図（ａ）における
信号源２８３を伝送路端に置換設定したものが第６図（
ｂ）であり、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４を
設置したことと等価になる。そしてこの等価回路におい
ては互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみ
である。つまりこれは第６図（Ｃ１に示すように、等価
的に単なる一本の伝送路電極２８５が存在する場合と同
一であることは明らかである。そして、信号源２８３お
よびアース端子を第６図（ｆＬｌに示したようにもとの
回路に等個置換することにより第６図（ｄ）に示すよう
になる。

つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲
形状により発生する集中インダクタ成分それぞれより成
る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを形成するだ
けである。以上より明らかなように、インダクタと並列
にキャパシタを形成することができないので、目的とす
る並列共振回路の同調器は実現することができない。

第７図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同調
器におけるものと同じもので形成した一般的なマイクロ
ストリップラインであるが、その伝送路電極と対向する
電極が充分に広いアースとなっている点が異なる一場合
の動作を示すものである。第７図（ａ）において伝送路
電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、電
圧ｅを発生する信号源２８９によってドライブされ、伝
送路の先端におけるオーブン端子に定在波電圧ｅＡ　が
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。

一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係ｐＫを
有する定在波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、伝
送路電極２８７とアース電極２８８が対向する任意の部
分における電位差Ｖは”ｌ　＝　Ｋ　ｅＡ−Ｋ　ｅｌＢ
　＋＋＋＋・＋＋・＋＋＋＋　（１７）で表わされる。

しかし、アース電極２８８における定在波電圧１３Ｂ　
は一様にアース電位（零電位）であシ ｅＢ−０・川・・・・山・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しな−。その結果、電位差Ｖはｖ二ＫｅＡ・川・１山
・（１９） となる。これによって、伝送路電極２８７とアース電極
２８８の間に分布キャパシタを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７はアース電極２８
８と近接して対向しているため、相互誘導作用によって
伝送路電極２８７における両先端がほとんどショート状
態になったものと等価になる。そのため伝送路電極２８
７におけるインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させる
ことになる。すなわち１．このマイクロストリップライ
ンは第７図（ｂｌに示すように等価損失抵抗２９０を含
む集中定数インダクタ２９１および集中定数キャパシタ
２９２それぞれより成る並列共振回路を形成する。ここ
で等価損失抵抗２９０は実際には相癌大きな抵抗値を有
するものになるため、共振回路における損失が非常に大
きくなる。従って、同調器としては明らかにＱ性能が非
常に低下したものしか実現できず、実際的には実用に適
するものではない。

第８図は従来において最も多く使用されているλ／４共
振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件お
よび伝送路の長さの設定と、更にアースの設定における
それぞれの点で本発明の同調器と全く異々ることを示す
ものである。第２０図において平衡モード伝送路電極２
９３および２９４は、その電気長βが共振周波数におけ
るλ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされて
いる。そして電圧θを発生する平衡信号源２９６によっ
て、それぞれの伝送路電極が平衡モ−ドでドライブされ
ているものとする。アース端子は平衡信号源２９５の中
性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの端
子にアースを設定するものではない。この場合における
伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンスＸは
、伝送路の特性インピーダンスをＺｏ　とするとｘ　：
　Ｚ□ｔａｎθ　・・・・・・・・・・・・（２０）と
なる。ここで特性インピーダンスＺＯは第８式において
示しだものと同じものであり、またθについても第１０
式において示しだものと同じものである。この共振器で
は伝送路の電気長ｌを４−λ／４　・・・・・・・・・
・・・（２１）としているので Ｏ−π／２　・・・・・・・・・・・・（２２）である
。従って第２０式における端子リアクタンスＸは Ｘ−ＺＯ１ｌＩＩ＋−：■　−＝−＝−（２３）となり
、等価的に並列共振特性を得ることができるものである
。しかしながら、とのλ／４共振器における構成を本発
明の同調器における構成と比較すると、まず伝送路の端
子条件についてみると本発明の同調器においてはオープ
ン状態であるのに対して、従来のλ／４共振器において
はショート状態であり、従って端子条件において全く異
なる構成であることが明らかである。更に伝送路の電気
長ｅの設定につい“Ｃみると、本発明の同調器において
は同調周波数のλ／４以下に設定するものであり実際的
にはλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成する
ものであるが、従来のλ／４共振器においては厳密に共
振周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝送路
の電気長ｌの設定において根本的に異なる構成であるこ
とも明らかである。また、構成における伝送路の電気長
ｌの異いに起因して、両者において同一の同調周波数も
しくは共振周波数に設計しても、本発明の同調器におい
ては小型化することができるが、λ／４共振器において
は非常に長い伝送路を設ける必要がちり大型化する不都
合があった。従来のλ／４共振器を小型化する目的で誘
電率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の長さを
短縮化したものもみられるが、それに用いる誘電率の高
い誘電体は一般に誘電体損失−δが非常に大きく、従っ
て共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都合があっ
た。更に、誘電率の高い誘電体における誘電率の温度依
存性は一般に大きく、従って共振周波数の安定性を確保
することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第９図は同調周波数の温度依存
性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第　
図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表すグ
ラフである。

第９図および第１Ｑ図において、特性（Ａｌは本発明に
おける同調器の温度依存性であり、誘電体としてアルミ
ナセラミック材もしくは樹脂系プリント回路基板を使用
した場合の実験結果である。−力特性（Ｂ）は第２図に
おいて示すような、従来において最も多く用いられてい
た同調器における温度依存特性である。これらの実験結
果から、本発明の同調器においては一般的な誘電体を用
いて構成したものでもその同調周波数は極めて安定であ
り、更に共振Ｑが高く、かつ安定であることが明らかで
ある。一方、従来の同調器においては、インダクタを構
成するフェライト材のコアにおける透磁率μとＱの根本
的な不安定性、およびコイル部分の膨張と収縮によるイ
ンダクタンスの変化がそれぞれ原因して、同調周波数と
共振Ｑの安定性を確保することが困難であった。それに
よって、他の温度補償部品もしくは他の自動安定化補償
回路を伺加して不安定性を補っていた。

次に本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第１１図ないし第１３図は本発明の実施例の動作原理を
示すものである。第１１図（ａ）は基本構成図を示すも
のであシ１１は誘電体基板、１２は分布インダクタを形
成する電極、１３は電極１２と相まって分布キャパシタ
を形成するそれぞれの電極、１４は分布キャパシタの形
成を制御するそれぞれのスイッチである。こ九を伝送回
路で示した　゛ものが第１１図（ｂ）であり、分布イン
ダクタを形成する伝送路１６に対して分布キャパシタ１
６，１７゜１８が形成されるようにキャパシタ電極１９
，２０゜２１に接続されるスイッチ２２．２３．２４が
アースと導通状態になった例である。ここで非導通状態
になっているスイッチ２５からスイッチ２６に接続され
る電極２７ないし電極２８はアースに接続されないので
分布キャパシタは形成されない。

これを分布定数回路で示したものが第１１図（Ｃ）であ
り、分布インダクタ２９に対して分布キャパシタ３０，
３１．３２がそれぞれ接続されたものと等価である。こ
れを集中定数等価回路で示したものが第１１図［（１）
であり、インダクタ３３と可変キャパシタ３４の並列共
振回路を形成する。ここで第１１図（Ｃ）に示す分布キ
ャパシタ３０　、３１．３２各々の形成様態について示
したものが第１２図である。この分布キャパシタ３０，
３１．３２のそれぞれのキャパシタンスは対向する電極
の対向面積と誘電体基板の誘電率εおよび厚みに依存す
るものであるが、対向する電極の伝送路の等測長さを４
として、この伝送路等価長さ４は使用する誘電体の誘電
率εによって定まる波長短縮率１／ｉを考慮した動作周
波数におけるλ／４長よりも短いものに設計する。との
λ／４長に対する伝送路等価長さｌの割合いを任意に設
計することによりキャパシティブリアクタンスＸｃＯ値
を任意に設計することが可能である。このキャパシティ
ダリアクタンスＸｃ　と動作周波数ｆＯによってキャパ
シタンスＣ−Ｖ２２πｆｏｘｃが得られる。このキャパ
シタンスＣを有するキャパシタが第１１図（０）に示す
キャパシタ３０，３１．３２各々と等価である。

次に第１１図（（１１に示す可変キャパシタ３４のキャ
パシタンス変化とそれによる同調周波数の変化について
示したものが第１３図である。第６図はアースと導通状
態になるスイッチの選択すなわち各々形成される分布キ
ャパシタの重みづけ選択に対して形成される分布キャパ
シタの総和による分布キャパシタンスＣＩ分布インダク
タンスＬおよび同調周波数ｆｏ　の変化関係を示してい
る。アースと導通状態になるスイッチを選択して分布キ
ャパシタの重みっけを増加すると分布キャパシタンスＣ
は増加する。しかし分布インダクタンスｂｉｔ不変であ
り、しだがって同調周波数は漸次低下する。

このように第１１図（ａｌにおけるスイッチ１４のうぢ
導通状態にするスイッチの重みづけ選択の増減制御によ
って同調周波数を可変することができる。

ここで第１１図（ａ）におけるスイッチ１４のうち導通
状態に選択制御する順序は任意である。また電極１３そ
れぞれの分割方法はバイナリ法則に従って重みつけされ
たものでありその分割数は任意である。

第１４図と第１５図は上記の動作原理に基づきディジタ
ル制御信号によって直接に同調周波数をｉ１Ｊ’変する
実施例の構成図である。第１４図において誘電体基板３
５を介して分布インダクタを形成する電極３６と分布キ
ャパシタを形成する電極３７がそれぞれ対向設置され、
それぞれの電極３７はランチ３８のそれぞれの出力端子
３９に接続される。このラッチ３８は入力端子４０に入
力されるディジタル制御信号すなわちパラレル入力パル
ス信号によって個々のラッチ要素の状態が変化し、出力
ψ’＋ＦＡ子３９とアースとの導通状態を可変すると共
にその状態を保持するようになるものである。

したがって入力端子４０に入力されるティジタル信号に
よってキャパシタ電極３７の重みっけが選択されて分布
キャパシタンスが決定される。これによってディジタル
入力信号を任意に制御することによって同調周波数を任
意に上下可変することが可能となる。第１６図において
誘電体基板４２を介して分布インダクタを形成する電極
４３と分布キャパシタを形成する電極４４がそれぞれ対
向設置され、それぞれの電極４４はバイナリカウンタ４
６のそれぞれの出力端子４６に接続される。

このバイナリカウンタ４５は入力端子４７に入力される
ディジタル制御信号すなわちシリアル入力パルス信号群
によって個々のカウンタ要素の状態が一義的に出力端子
４６とアースとの導通状態もしくけ非導通状態に決定さ
れると共に保持するようになるものである。したがって
入力端子４７に人力するパルス信号を任意に制御するこ
とによって同調周波数を任意に上下可変することが可能
である。

第１６図ないし第２５図は本発明のチューナ装置を構成
する同調器のインダクタ部とキャンよシタ部の実施例の
構成図を示すものである・第１６図において（ａ）は表
面図、（ｂ）は側面図、ｔｃ）は裏面図を示す。（以下
、第１７図ないし第２５図において同様。）第１６図そ
れぞれにおいて５５は誘電体基板であり、６６はインダ
クタを形成する電極であり、６７は電極５６と相まって
分布定数回路を形成しキャパシタを実現する電極である
。

電極６６の端子５８はアース端子であり、端子６９はオ
ープン端子である。一方電極５７においては端子６０の
それぞれがラッチもしくはノ（イナリカウンタの出力端
子に接続されるアース端子であり端子６１がオープン端
子である。第１６図（ａ）に示すＡ側、Ｂ側と第１６図
（Ｑ）に示すＡ側、Ｂ側が対応している。（以下、第１
７図ないし第２５図において同様。） 第１７図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板６２に対する電極６３と
電極６４の設置構成は第１６図で説明した実施例と同様
であるか、電極６３の端子６５はオープン端子であり、
端子６６はアース端子である。一方電極６４の端子６７
がランチもしくはバイナリカウンタの出力端子に接続さ
れるアース端子であり、端子６８がオープン端子である
。

第１８図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板６９の表面側に電極７Ｑ
と電極７１を設置しそれぞれの電極が側面対向するよう
に構成したものである。電極７０の端子７２はアース端
子であり端子ア３はオープン端子である。一方電極７１
の端子Ｔ４がオープン端子であり端子７６がランチもし
くはバイナリカウンタの出力端子に接続されるアース端
子である。ここでそれぞれの電極７０．７１に対する端
子モードは第１６図と第１７図で説明したようにアース
端子とオープン端子がそれぞれ逆方向側になるようにす
れば任意に設定できる。（以下、第１９図〜第２５図に
おいて同様）第１９図は本発明の他の実施例における同
調器の構成図を示すものである。誘電体基板７６に対す
る電極７了と電極７８の設置構成および端子モードは第
１６図で説明した実施例と同様であるが、電極７７と電
極７８の面積が同一でなく、またそれぞれの電極が部分
的に対向するように設置した構成である。

第２０図〜第２２図は本発明の他の実施例における同調
器の構成図を示すものである。第２０図における誘電体
基板７９に対する電極８ｏと電極８１の設置構成および
端子モード、第１３図における誘電体基板８２に対する
電極８３と電極８４の設置構成および端子モード、およ
び第２２図における誘電体基板８６に対する電極８６と
電極８７の設置構成および端子モードは第１６図で説明
した実施例と同様であるが、それぞれの電極は少なくと
も一ケ所以上の任意の屈曲角と屈曲方向を示す屈曲部を
有するものを用いる。

第２３図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板８８に対する電極と電極
９０の設置構成および端子モードは第１６図で説明した
実施例と同様であるが、それぞれの電極はスパイラル形
状を有するものを用いる。

第２４図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板９１に対する電極９２と
電極９３の設置構成および端子モードは第１６図で説明
した実施例と同様であるが、電＋ｌ１９３は電極９２の
面積内に含まれた範囲内で部分的に対向設置するように
設置した構成である。

第２５図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板９４に対する電極９５と
電極９６の設置構成および端子モードは第１６図で説明
した実施例と同様であるが、それぞれの電極９６．９６
は誘電体基板９４の内部に設けられている。

いうまでもなく第１６図、第１７図、第２４図、および
第２５図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は第
２０図〜第２３図で説明した実施例の電極形状を有する
ものを用いてもよい。

」二記の実施例においてはキャパシタ電極をそれぞれバ
イナリ法則に従って３分割としたが、この分割数は同調
周波数の所要の分解能に応じて任意に設定することがで
きる。

上記第１４図および第１６図に示す本発明のチューナ装
置の実施例においてはスイッチ素子群として設置したラ
ッチもしくはバイナリカウンタの中のヌイソチ要素のス
イッチング機能を直接用いたが、一方このラッチもしく
はバイナリカウンタをスイッチング制御器として用いて
更に制御されるスイッチ素子群としてスイッチングダイ
オード。

トランジスタ、ＦＥＴもしくはりレースイッチなどを用
いてもよい。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は誘電体を介し
て対向設置する任意の形状の電極それぞれのうち任意の
一方の電極の片側端をアース端子とし、他方の電極をバ
イナリ法則に従って重みづけされるように分割して、分
割したそれぞれの電極とアースの間にスイッチ素子を設
置し、それらスイッチ素子群のうちから任意のものを組
み合せ選択してＯＮ状態にすることにより同調周波数を
可変するように構成したものであり、更にそれらスイッ
チ素子群のスイッチング制御器としてラッチもしくはバ
イナリカウンタを用いて構成するようにしているので ■　従来の電圧可変キャパシタ（パリキャンプ）や機械
式バリコンを用いなくでも可変同調器が実現できる。

■　同調周波数をディジタル信号で直接に可変制御する
ことができる。

■　従来のＤ−Ａ変換器（ディジタル信号−直流電圧変
換）を用いないので同調精度が向上する。

■　インダクタと可変キャパシタを一体化することが可
能であり、超薄型で小型の同調器が実現できる。

■　機械的可動部が皆無であるだめ、振動による同調周
波数のずれを極めて小さくすることができる。

■　コア入りのインダクタや電圧可変キャパシタ（バリ
キャップ）を用いないので同調周波数の温度依存性を極
めて小さくすることができる。

■　インダクタと可変キャパシタがリードレスで接続さ
れるためリードインダクタンスやストレーキャパシタの
発生がなく、従って同調状態が極めて安定になる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の同調器の回路図、第２図は従来の同調器
の構成図、第３図（ａｌ　〜（ｇ）、第４図（＆］　、
　（ｂｌ、第６図は本発明のチューナ装置に用いる同調
器の動作原理を示す説明図、第６図（ａ）〜（ｄ）、第
７図（ａ）。 （ｂ）、第８図は従来の同調器における動作原理を示す
説明図、第９図、第１０図は本発明と従来の同調器の温
度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第１１図
ないし第１３図は本発明の実施例における動作原理の説
明図、第１４図および第１５図は本発明の実施例におけ
るチューナ装置の構成回路図、第１６図ないし第２６図
は本発明の実施例におけるチューナ装置のインダクタ部
と可変キャパシタ部の構成図であり、それぞれにおいて
（ａ）は表面図、（ｂ）は側面図および（Ｃ）は裏面図
である。 １１．３５，４２，５５，６２，６９，７６゜７９．８
２，８５，８８，９１．９４・・・・・・誘電体基板、
１２，１５，３６，４３，５６，６３，７０゜７７．８
０．８３．８６．８９．９２．９５・川・・インダクタ
を形成する電極、１３．１９ないし２８゜３７．４４，
５７，６４，７１．７８，８１．８４゜８７・・−・・
・可変キャパシタを形成する電極、３８・・・・・・ラ
ッチ、４５・・・・・・バイナリカウンタ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第り
図 第２図 ｂ 第３図 π４図 ５５図 □伝送路電気長１ 第６図 第７図 第８図 第９図 温良（’Ｃ） 第１０図 温度（°Ｃ） 第１１図 第１２図 −イテ【Ｃ４３名≧ｉさ 第１３図 分布キャノ（シタの重みブは脈数 第１４図 第１５図 第１６図 （ａ）　（ｂ）　（ｃ） 第１７図 （α）　（ｂ”）　（ｃ） 第１８図 第１９図 （の　（ｂ）　（Ｃ） 第２０図 （α）　（ｂ）　（の 勇２１図 （（Ｉｔ）　（ｂ）　（Ｃ） 第２２図 （α）　（ｂ）　（の 第２３図 （α：）　（ｂ）　（Ｃ） 第２４図 （α）　（ｂ）　（ｃ） 第２５図 （α）　（ｂ）　（の

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体の
   表面で並設する任意の形状の電極それぞれにおいて任意
   の片方の第１の電極における片側端をアースに接続する
   端子とし、また他方の第２の電極においてその電極をバ
   イナリ法則に従って重みつけ分割すると共に分割したそ
   れぞれの電極における上記第１の電極のアースに接続さ
   れる端子と逆方向側となる端子とアースの間にスイッチ
   素子をそれぞれ設置し、それらスイッチ素子において任
   意に組み合せ選択的にＯＮ状態にすることにより同調周
   波数を可変することを特徴としたチューナ装置。 （２）　スイッチ素子として、もしくはスイッチ素子の
   ０Ｎ−ＯＦＦ状態の組合せ選択を制御する制御器として
   バイナリカウンタを用いた特許請求の範囲第１項記載の
   チューナ装置。 （３）　スイッチ素子として、もしくはスイッチ素子の
   ０Ｎ−ＯＦＦ状態の組み合せ選択を制御すると共にその
   状態を保持する制御器としてラッチを用いた特許請求の
   範囲第１項記載のチューナ装置。 （４）電極として少なくとも一個所以上の任意の屈曲角
   もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す屈曲部を有
   するものを用いた特許請求の範囲第１項ないし第３項の
   いずれかに記載のチューナ装置。 （＠　電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項々いし第３項のいずれかに記載の
   チューナ装置。 （６）一方の電極における長さを他方の電極における長
   さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向設
   置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第６
   項のいずれかに記載のチューす装置。 （７）誘Ｎ体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれかに記載のチ
   ューナ装置。 （８）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内周
   部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極を設
   置した特許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに
   記載のチューナ装置。 （９）電極それぞれにおいてアースに接続される端子を
   、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲第
   １項ないし第８項のいずれかに記載のチューナ装置。