JPS6033726A - チュ−ナ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、およびその
他通信機全般に用いることができる周波数同調器に関す
るものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波が
増加しておシ、希望する電波を選択する周波数同調器の
性能においては高い安定性と信頼性が望まれている。一
方、それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減
も大きな課題であり、特に合理化が困難な高周波部の同
調回路部品の抜本的な新技術開発が要求されている。更
にそれら受信機、送信機や通信機の機能制御技術として
ディジタル制御が一般化し、同調器の同調周波数制御に
おいてもディジタル信号によって直接制御できるものの
開発が要求されている。

以下図面を参照しながら従来の同調器に用いていた同調
回路部品について説明する。第１図は基本的な同調回路
であり、１は可変インダクタ、２は可変キャパシタ、３
は電圧可変キャパシタである。この電圧可変キャパシタ
３に対する制御電圧としてディジタル制御信号入力端子
４に入力されるディジタル信号がＤ−Ａ変換器６によっ
て変換出力される直流電圧信号が抵抗６を介して供給さ
れていた。更に可変インダクタ１．可変キャパシタ２お
よび電圧可変キャパシタ３より成る同調回路は従来にお
いては第２図に示すような機械的可動部を有する可変イ
ンダクタ７と可変キャパシタ８が回路導体９ａ　、　９
ｂで電圧可変キャパシタ１０と接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては、■　可変
インダクタ部品および可変キャパシタ部品は他の高周波
部品と比較してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の
小型化、薄型化を阻害している。

■　１」」変インダクタ部品内のフェライトコアは機械
的振動によってずれ易く、また透磁率の温度依存性が犬
きくインダクタンス値が不安定であり同調周波数の変動
が大きい。

■　可変インダクタと可変キャパシタはそれぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続されている
ためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多く
発生して回路動作が不安定である。

■　独立した最小単位機能の別個部品の集合回路である
ため部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

■　可変キャパシタ部品も機械的振動によってキャパシ
タンス値が不安定であシ同調周波数の変動が大きい。

更に ■　電圧可変キャパシタはそのキャパシタンスの温度依
存性が大きく、それが原因して同調周波数が大きくずれ
る。

■　Ｄ−Ａ変換器を特別に設置する必要があり、そのた
め同調回路のディジタル制御化にはコストアップがとも
なう。

■　同調回路をディジタル信号で直接制御することがで
きず、間接的制御方法となる。

■　そのためＤ−Ａ変換器の変換精度が同調精度に関与
し、ディジタル制御化を施しても同調精度が向上しない
。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的は従来のバリキャップやバリコンなどの可
変リアクタンス部品を用いずに可変同調器を構成するこ
とであり、またその可変同調をディジタル制御信号によ
って直接制御する可変同調器を提供することにある。更
にインダクタ部品と可変キャパシタ部品を一体化した薄
型の同調器を簡単な構成で実現して同調器の形態を超薄
型化と小型化し、更に機械的振動に対しても同調が安定
で、同調周波数の温度依存性が小さく、同調回路の接続
リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、また部品
点数を削減して製造工程の合理化を可能にする可変同調
器全提供することである。

発明の構成 本発明のチューナ装置は誘電体を介して対向設置する任
意の形状の電極それぞれのうち任意の一方の電極の片側
端をアース端子とし、他方の電極において等間隔位置も
しくは任意の間隔位置それぞれにスイッチ素子を設置し
てそれぞれのスイッチ素子の他方端をアースに接続する
ようにし、それらスイッチ素子群のうちから任意の１個
宛を選択してＯＮ状態にすることにより同調周波数ヲ可
変するように構成したものであり、更にそれらのスイッ
チ素子群のスイッチング制御器としてリングカウンタも
しくは２進−８進デコーダを用いて構成したものである
。これにより一方の電極がインダクタとして作用し、ま
たこの電極と任意の一個所がアースに接続された他方の
電極とが対向して、その対向する電極部分のうちインダ
クタを形成する電極のアース側に対してアースが逆方向
側となる電極の対向部分が先端オープンの分布定数回路
として作用する。そしてその分布定数回路の等測長さを
動作させる周波数波長のλ／４長さ未満に設定する二と
によってそれぞれの分布定数回路に発生する負リアクタ
ンスによる分布キャパシタンスを実現する。更に設置し
たそれぞれのスイッチ素子のうちから任意の本のを選択
してアースと接続することにより可変キャパシタを実現
して、同調周波数を可変するように作用させるものであ
る。ここでスイッチングのうちから選択的にアースと接
続する手段としてリングカウンタもしくは２進−８進デ
コーダを用いてディジタル信号によって直接に同調周波
数を可変するものである。

実施例の説明 次に、本発明のチューナ装置に用いる同調器の動作原理
を説明する。

以上のように構成された本実施例の同調器について以下
その動作を説明する。

第３図（＆）〜（ｇ）は本発明の同調器における動作を
説明するための等価回路である。第３図（ａ）において
、電気長１に有し、互いにアース端子を逆方向側に設定
したそれぞれの伝送路電極２７０，２７１によって形成
される伝送路に対して、電圧ｅ（ｉ−発生する信号源２
７２が伝送路電極２７０に接続されて信号を供給するも
のとする。そして、それによって伝送路電極２７０の先
端におけるオープン端子には進行波電圧ｅＡが励起され
るものとする。

一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極２７０に近
接して対向設置もしくは並設されているので、相互誘導
作用によって電圧が誘起される。その伝送路電極２７１
の先端におけるオーブン端子に誘起される進行波電圧ｋ
ｅＢとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対し
て逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧６Ａお
よびｅＢは伝送路の先端がオーブン状態であるので、伝
送路電極２７０および２７１より成る伝送路において電
圧定在波全形成することになる。ここで伝送路電極２７
０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数を
Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１における電
圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差Ｖをめると Ｖ＝に６Ａ−（１−Ｋ）ｅＢ　−・−・−（１）で表わ
すことができる。ここで、それぞれの伝送路電極２７０
および２７１が同じ電気長βであるとすると ｅＢ＝−ｅ人　・・・・・・（２） となり、それによって第１式における電位差ＶはＶ＝Ｋ
ｅＡ−１−（１−Ｋ）６Ａ −ｅ４　・・・・・・（３） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差ｖ′ｆ：発生させる
ことができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極巾Ｗを
有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）、さら
に誘電率εＳを有する誘電体を介して間隔ｄす対向され
ているものとする。この場合における伝送路の単位長当
りに形成するキャバ／タンスＣＯは であり、故に ＣＯ−ε０εＳ−・・・・・・（６） となる。

従って、第３図（ａ）に示す伝送路は、第３図（ｂ）に
示すような単位長当りにおいて第６式でまるＣＯの分布
キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。

また、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１
における電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は
、上記において述べたように互いに逆位相関係にあるの
で、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動
作することになる。これによって第３図（Ｃ）に示すよ
うな、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源２７４によって
平衡モードで励起される伝送路電極２γ６および２７６
によって形成される平衡モード伝送路と等価になる。い
うまでもなくその電気長は第３図（ａ）において示した
ものと電気長ｌと同じである。さらに、この平衡モード
伝送路は第３図（ｄ）Ｋ示すように、伝送路の分布イン
ダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生する集中
インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ
２７７および２７８と分布キャパシタ２７３よりなる分
布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長ｌとの関係について説明する。

第４図（ＩＬ）に示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスｚ□は、第４図（ｂ）
に示す等価回路で表わすことができる。その特性インピ
ーダンスＺ□は一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第８式に示す特
性インピーダンスＺ。

を用いる。第８式におけるキャパシタンスｃｏは第６式
においてめた伝送路における単位当りのキャパシタンス
ｃｍ　と同じものである。すなわち伝送路における単位
長当りの特性インピーダンスＺ□はキャパシタンスｃｍ
の関数であり、それはまたキャパシタｃｏに関与する誘
電体の誘電率εＳ伝送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝
送路電極の設置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがｚ□で、その電気長が４であり、かつ先端が
オーブン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンスＸは Ｘ＝−Ｚ□ｃｏｔＯ−・・・−（９） で表わすことができる。ここで ｏ＝２□β 。　・・・・・・（１０） であり、特に の場合において等価リアクタンスＸば Ｘ≦０　・・・・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長ｌによって０が第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長召をλ／４以下に設定するこ
とによりキャノくシタを形成することができる。そして
、その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｌの設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第６図である。第６図で
は、先端がオーブン状態の伝送路において、その電気長
ｌの変化に従って端子に発生する等価リアクタンスＸが
変化する様子を表わしている。第６図から明らかなよう
に、伝送路の電気長召がλ／４以下もしくはλ／２〜４
２、／３などにおけるような場合には負の端子リアクタ
ンスを形成することが可能であり、すなわち等価的にキ
ャパシタを形成することができる。さらに、負の端子リ
アクタンス全発生させる条件において、伝送路の電気長
召を任意に設定することによって、キャパシタンスＣを
任意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第３図（ｅ
）において示す集中定数キャパシタ２７９として等価的
に置換することができる。そして、伝送路に存在する分
布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発生
する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成さ
れるインダクタは、集中定数インダクタ２８０として等
価的に置換することができる。そして、仮想的な平衡信
号源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを、
もとの第３図（ａ）において示した状態と等価的と同じ
になるように置換すれば、第３図（ｆ）に示すようにな
る。この第３図（０においてアース端子を共通化して表
わすと、明らかに最終的には第３図（ｇ）において示す
ように、集中定数キャパシタ２７９および集中定数イン
ダクタ２８０より成る並列共振回路と等価になり、同調
器を実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性を明らかにする。

第６図は、伝送路電極として例えば本発明における同調
器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端子
が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の動
作を示すものである。第６図（ＩＬ）において伝送路電
極２８１および２８２よりなる先端オーブンの伝送路が
、電圧ｅを発生する信号源２８３によってドライブされ
ているものとする。それによって伝送路電極２８１の先
端におけるオーブン端子には定在波電圧ｅ人が励起され
、それと夕」向設置もしくは並設される伝送路電極２８
２の先端におけるオーブン端子には定在波電圧ｅＢが誘
起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路電極２
８１および２８２のアース端子は互いに同方向側に設定
されているので、それぞれの定在波電圧ｅｌとｅＢは互
いに同位相となる。

従がって、伝送路電極２８１および２８２におけるそれ
ぞれの電圧分布係数は同じＫｉ有することになる。それ
によって伝送路電極が対向する任意の部分における電位
差Ｖは Ｖ＝ＫｅＡ−ＫｅＢ　−・−・（１４）となる。ここで
、それぞれの伝送路電極２８１および２８２の電気長が
同じ長さであるとすると、ｅＡ＝ｅｌＢ　−°−−−−
（１５） となり、それによって第１４式における電位差Ｖは Ｖ　＝ＫｅＡ−ＫｅＡ＝ｏ　−−−−−−（１ｅ）とな
る。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が
発生しないことになる。第６図（ａ）における信号源２
８３を伝送路端に置換設定したものが第６図（ｂ）であ
り、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４を設置した
ことと等価になる。そしてこの等価回路においては互い
に電位差を有しない平行伝送路が存在するのみである。

つまりこれは第６図（Ｃ）に示すように、等価的に単な
る一本の伝送路電極２８６が存在する場合と同一である
ことは明らかである。そして、信号源２８３およびアー
ス端子を第６図（ａ）　Ｋ示したようにもとの回路に等
個置換することにより第６図（ｄ）　Ｋ示すようになる
。

つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲
形状により発生する集中インダクタ成分それぞれより成
る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを形成するだ
けである。以上より明らかなように、インダクタと並列
にキャパシタを形成することができないので、ｌ」的と
する並列共振回路の同調器は実現することができない。

第７図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同調
器におけるものと同じもので形成した一般的なマイクロ
ストリップラインであるが、その伝送路電極と対向する
電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合の
動作を示すものである。第７図（＋ａ）において伝送路
電極２８γが充分に広いアース電極２８８と対向し、電
圧ｅを発生する信号源２８９によってドライブされ、伝
送路の先端におけるオーブン端子に定在波電圧ｅＡが励
起されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。

一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋを
有する定在波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、伝
送路電極２８７とアース電極２８８が対向する任意の部
分における電位差ＶはＶ＝ＫｅＡ−ＫｅＢ　・・・・・
（１７）で表わされる。しかし、アース電極２８８にお
ける定在波電圧ｅＢは一様にアース電位（零電位）であ
り ｅＢ＝ｏ　・・−・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差ＶはＶ＝Ｋｅ）、　−−−
−−−（１９） となる。これによって、伝送路電極２８７とアース電極
２８８の間に分布キャパシタを形可することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７はアース電極２８
８と近接して対向しているため、相互誘導作用によって
伝送路電極２８７における両先端がほとんどショート状
態になったものと等価になる。そのため伝送路電極２８
７におけるインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させる
ことになる。すなわち、このマイクロストリップライン
は第７図（ｂ）に示すように等価損失抵抗２９０を含む
集中定数インダクタ２９１および集中定数キャパシタ２
９２それぞれより成る並列共振回路を形成する。ここで
等価損失抵抗２９０は実際には相当大きな抵抗値を有す
るものになるため、共振回路における損失が非常に大き
くなる。従って、同調器としては明らかにＱ性能が非常
に低下したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。

第８図は従来において最も多く使用されているλ／４共
振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件お
よび伝送路の長さの設定と、更にアースの設定における
それぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示す
ものである。第２０図において平衡モード伝送路電極２
９３および２９４は、その電気長４が共振周波数におけ
るλ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされて
いる。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２９６によっ
て、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブされ
ているものとする。アース端子は平補信号源２９６の中
性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの端
子にアースを設定するものではない。この場合における
伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンスＸは
、伝送路の特性インピーダンスをＺＯとすると Ｘ＝Ｚ□ｔａｎ（７−−−−−−（２０）となる。ここ
で特性インピーダンスＺＯは第８式において示したもの
と同じものであり、またθについても第１０式において
示したものと同じものである。この共振器では伝送路の
電気長１’ｒβ＝λ／４　・・・・・・（２１） としているので θ＝π／２　・・・・・・（２２） である。従って第２０式における端子リアクタンスＸは Ｘ＝Ｚ□ｔａｎ−＝”　−−・−・−（２３）となり、
等価的に並列共振特性を得ることができるものである。

しかしながら、このλ／４共振器における構成を本発明
の同調器における構成と比較すると、まず伝送路の端子
条件についてみると本発明の同調器においてはオーブン
状態であるのに対して、従来のλ／４共振器においては
シ”！−ト状態であり、従って端子条件において全く異
なる構成であることが明らかである。更に伝送路の電気
長ｅの設定についてみると、本発明の同調器においては
同調周波数のλ／４以下に設定するものであり実際的に
はλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成するも
のであるが、従来のλ／４共振器においては厳密に共振
周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝送路の
電気長βの設定において根本的に異なる構成であること
も明らかである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の異いに起因して、両者において同一の同調周波数もし
くは共振周波数に設計しても、本発明の同調器において
は小型化することができるが、λ／４共振器においては
非常に長い伝送路を設ける必要があり大型化する不都合
があった。従来のλ／４共振器を小型化する目的で誘電
率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の長さを短
縮化したものもみられるが、それに用いる誘電率の高い
誘電体は一般に誘電体損失ｔａｎδが非常に大きく、従
って共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都合があ
った。史に、誘電率の高い誘電体における誘電率の温度
依存性は一般に大きく、従って共振周波数の安定性を確
保することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第９図は同調周波数の温度依存
性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第１
０図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表す
グラフである。

第９図および第１０図において、特性（Ａ）は本発明に
おける同調器の温度依存性であり、誘電体としてアルミ
ナセラミック制もしくは樹脂系プリント回路基板を使用
した場合の実験結果である。一方、特性（Ｂ）は第２図
において示すような、従来において最も多く用いられて
いた同調器における温度依存特性である。これらの実験
結果から、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調周波数は極めて安定で
あり、更に共振Ｑが高く、かつ安定であることが明らか
である。一方、従来の同調器においては、インダクタを
構成するフェライト制のコアにおける透樹率μとＱの根
本的な不安定性、およびコイル部分の膨張と収縮による
インダクタンスの変化がそれぞれ原因して、同調周波数
と共振ｑの安定性を確保することが困難であった。それ
によって、他の温度補償部品もしくは他の自動安定化補
償回路を付加して不安定性を補っていた。

次に本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第１１図ないし第１３図は本発明の実施例の動作原理を
示すものである。第１１図（ａ）は基本構成図を示すも
のであり１１は誘電体基板、１２は分布インダクタを形
成する電極、１３は電極１２と相まって分布キャパシタ
を形成する電極、１４は分布キャパシタの形成を制御す
るそれぞれのスイッチである。こｉ″Ｌを伝送回路で示
したものが第１１図（ｂ）であり、分布インダクタを形
成する伝送路１６Ｙｃ対して分布キーｙパシタ１６，１
７．１８が形成されるようにキャパシタ電極１９に接続
されているスイッチ２２がアースと導通状態になった例
である。ここで電極１９のうちスイッチ２３ないしスイ
ッチ２４が接続されている間の電極部分のボテンシアル
は電極１６と同一のボテンシアルにあるため分布キャパ
シタは形成されない。次にこれを分布定数回路で示した
ものが第１１図（Ｃ）であり、分布インダクタ２９に対
して分布キャパシタ３０，３１．３２がそれぞれ接続さ
れたものと等価である。これを集中定数等価回路で示し
たものが第１１図（ｄ）であり、インダクタ３３と可変
キャパシタ３４の並列共振回路を形成する。ここで第１
１図（Ｃ）に示す分布キャパシタ３０．３１　・３２各
々の形成様態について示したものが第１２図である。こ
の分布キャパシタ３０，３１．３２のキャパシタンス総
和は対向する電極の対向面積と誘電体基板の誘電率εお
よび厚みに依存するものであるが、対向する電極の伝送
路の等測長さをｌとして、この伝送路等価長さｌを使用
する誘電体の誘電率εによって定まる波長短縮率１／Ｊ
τを考慮した動作周波数におけるλ／４長よりも短いも
のに設計する。このλ／４長に対する伝送路等価長さｌ
の割合いを任意に設計することによりキャパシティブリ
アクタンスＸｃＯ値を任意に設計することが可能である
。このキャパシティブリアクタンスＸｃ　と動作周波数
ｆＯによってキャパシタンスＣ−１／２πｆ　ｏ　Ｘ　
ｃ　が得られる。このキャパシタンスＣを有するキャパ
シタが第１１図（Ｃ）に示すキャパシタ３０，３１．３
２のキャパシタンス総和と等価である。次に第１１図（
＋１）に示す可変キャパシタ３４のキャパシタンス変化
とそれによる同調周波数の変化について示したものが第
５図である。第１３図はアースと導通状態になるスイッ
チの選択すなわち対向する伝送路の有効長さ、全設定す
ることによって発生する分布キャパシタノ分布キャパシ
タンスＣ９分布インダクタンスＬおよび同調周波数ｆｏ
の変化関係を示している。

アースと導通状態になるスイッチを選択して分布キャパ
シタを形成する伝送路の有効長さを増加することによっ
て分布キャパシタンスＣは増加する。

しかし分布インダクタンスＬは不変であり、したがって
同調周波数は漸次低下する。このように第１１図（ａ）
におけるスイッチ１４のうち導通状態にするものを選択
することによって同調周波数を可変することができる。

ここで第１１図（ａ）におけるスイッチ１４のうち選択
して導通状態にする順序は任意である。また電極１３に
接続されるスイッチ１４それぞれの設置位置と設置個数
は任意に設定できる。

第１４図と第１６図は上記の動作原理に基づきディジタ
ル制御信号によって直接に同調周波数を可変する実施例
の構成図である。第１４図において誘電体基板３６を介
して分布インダクタを形成する電極３６と分布キャパシ
タを形成する電極３７がそれぞれ対向設置され、雷鈑３
アの所助蔗分それぞれがリングカウンタ３８のそれぞれ
の出力端子３９に接続される。このリングカウンタ３８
は入力端子４ｏに人力されるディジタル制御信号すなわ
ちシリアル人力パルス信号ニよっテ個々のカウンタ要素
の状態が推移し、出刃端子３９のうちの１個とアースと
の導通位置を可変すると共にその状態を保持するように
なるものである。

したがって入力端子４０に入力されるディジタル信号に
よってキャパシタ電極３７の有効伝送路長さが設定され
て分布キャパシタンスが決定される。

これによってディジタル入力信号を任意に制御すること
によって同調周波数を任意に上下可変することが可能と
なる。第１６図において誘電体基板４２全介して分布イ
ンダクタを形成する電極４３と分布キャパシタを形成す
る電極４４がそれぞれ対向設置され、電極４４０所要部
分それぞれは２進−８進デコーダ４６のそれぞれの出方
端子４６に接続される。この２進−８進カウンタ４６は
入力端子４７に入力されるディジタル制御信号すなワチ
ハラレル人力バルス信号群によって個々のヂコーダ要素
の状態が一義的に定まり、出力端子４６とアースとの導
通状態もしくは非導通状態が決定されると共に保持する
ようになるものである。

したがって入力端子４７に入力するノクルス信号を任意
に制御することによって同調周波数を任意に上下可変す
ることが可能である。

第１６図ないし第２５図は本発明のチューナ装置を構成
する同調器のインダクタ部とキャノ；シタ部の実施例の
構成図を示すものである。

第１６図において（ｉａ）は表面図、（ｂ）は側面図、
（Ｃ）は裏面図を示す。（以下、第１７図ないし第２５
図において同様）第１６図それぞれにおいて６６は誘電
体基板であり、６６はインダクタを形成する電極であり
、６７は電極６６と相まって分布定数回路を形成しキャ
パシタを実現する電極である。

電極６６の端子６８は了−入端子であり、端子６９はオ
ープン端子である。一方電極５７においては端子６０の
それぞれがリングカウンタもしくは２進−８進デコーダ
の出力端子に接続されるアース端子であり端子６１がオ
ープン端子である。

第１６図（ａ）に示す■側、■側と第１６図（Ｃ）　Ｋ
示す■側、０側が対応している。（以下、第１７図ない
し第１５図において同様） 第１７図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板６２に対する電極６３と
電極θ４の設置構成は第１６図で説明した実施例と同様
であるが電極６３の端子６５はオープン端子であり、端
子６６はアース端子である。一方電極６４の端子６７が
リングカウンタもしくは２進−８進デコーダの出力端子
に接続されるアース端子であり、端子６８がオープン端
子である。

第１８図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板６９０表面側と電極７０
と電極７１を設置しそれぞれの電極が側面対向するよう
にｔｆ／？成したものである。電４眞７０の端子７２は
アース端子であり端子７３はオープン端子である。一方
電極７１の端子７４がオープン端子であり端子７６がリ
ングカウンタもしくは２進−８進デコーダの出力端子に
接続されるアース端子である。ここでそれぞれの電極７
０゜７１に対する端子モードは第１６図と第１７図で説
明したようにアース端子とオープン端子がそれぞれ逆方
向側になるようにすれば任意に設定できる。（以下、第
１９図〜第２６図において同様）第１９図は本発明の他
の実施例における同調器の構成図を示すものである。誘
電体基板７６に対する電極７了と電極子８の設置構成お
よび端子モードは第１６図で説明した実施例と同様であ
るが、電極７７と電極７８の面積が同一でなく、またそ
れぞれの電極が部分的に対向するように設置した構成で
ある。

第２０図〜第２２図は本発明の他の実施例における同調
器の構成図を示すものである。第２ｏ図における誘電体
基板７９に対する電極８０と電極８１の設置構成および
端子モード、第２１図における誘電体基板８２に対する
電極８３と電極８４の設置構成および端子モード、およ
び第２２図における誘電体基板８５に対する電極８６と
電極８７の設置構成および端子モードは第１６図で説明
した実施例と同様であるが、それぞれの電極は少なくと
も一ケ所以上の任意の屈曲角と屈曲方向を示す力１）曲
部を有するものを用いる。

第２３図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板８８に対する電極と電極
９０の設置構成および端子モードは第１６図で説明した
実施例と同様であるが、それぞれの電極はスパイラル形
状を有するものを用いる。

第２４図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板９１に対する電極９２と
電極９３の設置構成および端子モードは第１６図で説明
した実施例と同様であるが、電極９３は電極９２０面積
内に含まれた範囲内で部分的に対向設置するように設置
した構成である。

第２６図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板９４Ｖｃ対する電極９６
と電極９６の設置構成および端子モードは第１６図で説
明した実施例と同様であるが、それぞれの電極９５．９
６は誘電体基板９４の内部に設けられている。

いうまでもなく第１６図、第１７図、第２４図および第
２５図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は第２
０図〜第２３図で説明した実施例の電極形状を有するも
のを用いてもよい。

」二記の実施例においてはキャパシタ電極の端子数をそ
れぞれ３端子としたが、この端子数は同調周波数の所要
の分解能に応じて任意に設定することができる。

上記第１４図および第１６図に示す本発明のチューナ装
置の実施例においてはスイッチ素子群として設置したリ
ングカウンタもしくは２進−８進デコーダの中のスイッ
チ要素のスイッチング機能を直接用いたが、一方このリ
ングカウンタもしくは２進−８進デコーダをスイッチン
グ制御器として用いて更に制御されるスイッチ素子群と
してスイッチングダイオード、トランジスタ、ＦＥＴも
しくはりレースイソチなどを用いてもよい。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は、誘電体を介
して対向設置する任意の形状の電極それぞれのうち任意
の一方の電極の片側端をアース端子とし、他方の電極に
おいて等間隔位置もしくは任意の間隔位置それぞれにス
イッチ素子を設置してそれぞれのスイッチ素子の他方端
をアースに接続するようにし、それらスイッチ素子群の
うちから任意の１個宛を選択してＯＮ状態にすることに
より同調周波数を可変するように構成したものであり、
更にそれらスイッチ素子群のスイッチング制御器として
リングカウンタもしくは２進−８進デコーダを用いて構
成するようにしているので■　従来の電圧可変キャパシ
タ（バリキャップ）や機械式バリコンなどを用いなくて
も可変同調器が実現できる。

■　同調周波数をディジタル信号で直接に可変制御する
ことができる。

■　従来のＤ−Ａ変換器（ディジタル信号−直流電圧変
換）を用いないので同調精度が向上する。

■　インダクタと可変キャパシタを一体化することが可
能であり、超薄型で小型の同調器が実現できる。

■　機械的可動部が皆無であるため、振動による同調周
波数のずれを極めて小さくすることができる。

■　コア入りのインダクタや電圧可変キャパシタ（ハリ
キャップ）を用いないので同調周波数の温度依存性を極
めて小さくすることができる。

■　インダクタと可変キャパシタがリードレスで接続さ
れるためリードインダクタンスやストレーキャパシタの
発生がなく、従って同調状態が極めて安定になる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図１・ま従来の同調器の回路図、第２図は従来の同
調器の構成図、第３図（ａ）〜（ｇ）、第４図（ａ）、
Φ）。 第６図は本発明のチューナ装置に用いる同調器の動作原
理を示す説明図、第６図（ａ）〜（ｄ）、第７図（ａ）
。 （ｂ）、第８図は従来の同調器における動作原理を示す
説明図、第９図、第１０図は本発明と従来の同調器の温
度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第１１図
ないし第１３図は本発明の実施例における動作原理の説
明図、第１４図および第１５図は本発明の実施例におけ
るチューナ装置の構成回路図、第１６図ないし第２６図
は本発明の実施例におけるチューナ装置のイングクタ部
と可変キャパシタ部の構成図であり、それぞれにおいて
（ａｃｉｄ表面図、（ｂ）は側面図および（Ｃ）Ｖｉ裏
面図である。 １１．３５，４２，５５，６２，６９，７６゜７９．８
２，８５．８Ｂ、９１．９４・・・・・・誘電体基板、
１２，１５，３６，４３，６６．６３゜７０　、　了７
　、８０　、８３　、８６　、８９　、９２　。 ９６・・・・・・インダクタを形成する電極、１３，１
９゜ないし２Ｂ、３７，４４，５７，６４，７１　。 ７８．８１．８４．８７・・・・・・可変キャパシタを
形成する電極、３８・・・・・・リングカウンタ、４６
・・・・・・２進−８進デコーダ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第　２　図 ｂ 第３図 ゝ２７９ 第４図 第５図 −二一伝送路電気長尤 第６図 第７図 第８図 第９図 温良（０Ｃ） 第１０図 温度（０Ｃ） 第１１図 第１２図 一伝送路長さ 第１３図 眉矧云送路及さ１ 第１４図 第１６ＵＡ 第１９図 （α）　（ｂ）　（の 第２０図 （ＣＬ）　（ｂ）　（Ｃ） 第２２図 （α）（ｂ）（Ｃ） ＠２３図 （（１）　（ｂ）　（Ｃ） 甫２４図 （α）（ｂ）　（Ｃ） 第２５図 （α）　（ｂ）　（Ｃ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体の
   表面で並設する任意の形状の電極それぞれにおいて任意
   の片方の電極における片側端をアースに接続する端子と
   し、また他方の電極における任意の間隔位置それぞれに
   スイッチ素子を設置すると共にそれぞれのスイッチ素子
   における他方端をアースに接続するようにし、それらス
   イッチ素子において任意の１個宛を選択的にＯＮ状態に
   することによシ同調周波数を可変することを特徴とした
   チューナ装置。 （２）スイッチ素子として、もしくはスイッチ素子の０
   Ｎ−ＯＦＦ状態を制御する制御器としてリングカウンタ
   を用いた特許請求の範囲第１項記載のチューナ装置。 （３）スイッチ素子として、もしくはスイッチ素子の０
   Ｎ−ＯＦＦ状態を制御する制御器として２進−８進デコ
   ーダを用いた特許請求の範囲第１項記載のチューナ装置
   。 （４）電極として少なくとも一個所以上の任意の屈曲角
   もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す屈曲部を有
   するものを用いた特許請求の範囲第１項ないし第３項の
   いずれかに記載のチューナ装置。 （６）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項ないし第３項のいずれかに記載の
   チューナ装置。 （６）一方の電極における長さを他方の電極における長
   さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向設
   置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第６
   項のいずれかに記載のチューナ装置。 （７）　誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは
   任意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した
   特許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれかに記載の
   チューナ装置。 （８）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内周
   部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極を設
   置した特許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに
   記載のチューナ装置。 （９）電極それぞれにおいてアースに接続される端子を
   、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲第
   １項ないし第８項のいずれかに記載のチューナ装置。