JPS6032406A - 可変同調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機およびその他
通信機全般に用いることができる周波数同調器に関する
ものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、希望する電波を選択する周波数同調器の
性能においては高い安定性と信頼性が望でれている。一
方、それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減
も大きな課題であり特に合理化が困難な高周波部の同調
回路部品の抜本的な新技術開発が要求されている。

以下図面を参照しながら従来の同調器に用いていた同調
回路部品について説明する。第１図は基本的な同調回路
であり、１は可変インダクタ、２は可変キヤパシタ％３
は電圧可変キヤパシタである。この同調回路は従来にお
いては第２図に示すような十幾４戒的１拝動ｇじを有す
る可変インダクタ６と可変ギヤパンタロが回路導体７ａ
、７ｂで電圧可変キャパシタ８と接続されていた０、史
に第３図は従来の平面インダクタ９を用いた同調器であ
るが。

これにおいても可変キャパシタ１０および電圧可変イン
ダクタ１１とは回路導体１２ａ、１２ｂで接続されてい
た。

しかしながら、」二記のような構成においては。

■　［１変インダクタ部品およびｉｉＪ変キャパシタγ
？ｌ（品は他の高周波部品と比較してサイズが大きく。

特に高さ寸法が機器の小型化、薄型化を阻害している。

■　可変インダクタ部品内のフェライトコアは機械的振
動によってずれ易＜、また透磁率の温度依存性が大きく
インダクタンス値が不安定であり同調周波数の変動が太
きい。

■　可変インダクタと可変キャノぐンタはそれぞれ別個
部品として存在し、導体の引き回し回路で接続されてい
るためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多
く発生して回路動作が不安定である。

■　独＜ｙ＝　＋、た最小単位機能の別個部品の集合回
路であるため部品点数の削減や製造の合理化に限界があ
る。

■　可変ギヤパンク部品も機械的振動によってキャパ／
タンス値が不安定であり同調周波数の変動が太きい。

■　平面インダクタを用いた場合でも各部品を接続する
回路導体を皆無にすることが不可能であり、特に平面イ
ンダクタと回路導体が近接して交差する部分がかならず
発生し、これが原因で同調回路の動作不安定状態を誘発
するＱ等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的は可変インダクタ部品と可変キヤパシタ部
品および電圧可変リアクタンス素子ｆ　一体化した薄型
の同調器を簡単な構成で実現して同調器内のリード接続
回路導体を皆無にすることであり、同調器の形態全超薄
型化と小型化し、更に機械的振動に対しても同調が安定
で、同調周波数の温度依存性が小さく、同調回路の接続
リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、寸だ部品
点数を削減して製造工程の合理化を可能にする同調器を
提供することである。

発明の構成 本発明の同調器は誘電体全弁して任意の屈曲方向と屈曲
角を示す屈曲部を有する電極もしくはスパイラル形状電
極を対向設置し、それぞれの電極のアース端子が互いに
逆方向側となるように設定し、上記電極のうちいずれか
任意の電極に対してそのアース端子とその電極の任意位
置との間に電ＦＦ可変りアクタンス素子を接続するかも
しくは電圧可変リアクタンス素子がその電圧可変リアク
タンス素子が接続された電極もしくは他の電極と交差し
て橋絡接続されるように構成したものであり。

これにより一方の電極が分布インダクタとして作用し、
寸だこの電極と他方の電極が対向して先端オープンの分
布定数回路金形成し、その等測長さを動作させる周波数
波長のλ／４長さ未満に設定することＶＣよって、この
分布定数回路端に発生する負リアクタンスによる分布キ
ャパシタを実現し、−１＝記の分布インダクタおよび電
圧可変キャパシタと川に並列に作用させること全基本と
するものである。そしてそれぞれの電極の一方もしくは
両方の任意の電極部位をカットするかもしくはアース端
子に設定することによって分布インダクタンスかもしく
は分布キャパシタンスｆ：調整して、電圧可変キャパシ
タの可変キャパシタンスと共に作用させることによって
同調器の同調周波数を変化させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面全参照しながら説明す
る。

第４図は本発明の同調器（電圧可変ギヤ・４／りの接続
については後述する。以下第６図ないし第１３図におい
て同様。）の構成図を示すものである。第４図において
（ｆＬ）は表面図、（ｂ）は側面図、（Ｃ）は裏面図を
示す。（以下、第６図ないし第１３図において同様）第
４図それぞれにおいて６５は誘電体基板であり、５６は
インダクタ全形成する電極であり、６７の電極と相まっ
て分布定数回路を形成しキャパシタを形成する電極であ
る。電極５６の端子５８はアース端子であり、端子５９
はオープン端子である。一方、電極６７においてはｆ１
１１子６０がアース端子であり、端子６１がオープン端
子である。第４図（ａ）に示す■側、■側と第４図（Ｃ
）に示す■側、０側が対応しく以下、？！；５図ないし
第１３図において同様）それぞれの電極５６．５７は同
一パターンで対向している。

第５図は本発明の他の実施例における同調器の構成図を
示すものである。誘電体基板６２に対する電極６３と電
極６４の設置構成は第４図で説明した実施例と同様であ
るが、電極６３の端子６５はオープン端子であり、端子
６６はアース端子である。一方電極６４の端子６７がア
ース端子であり、端子６８がオープン端子である。

第６図は本発明の他の実施例における同調器の構成図を
示すものである。誘電体基板６９の表面１＋１１１に電
極７０と電極７１を設置しそれぞれの電極が側面対向す
るように構成したものである。電極７ｏの端子７２はア
ース端子であり、端子７３はオープン端子である。一方
電極７１の端子７４がオープン端子であり、端子７６が
アース端子である。ここでそれぞれの電極７Ｑ、７１に
対する端子モードは第４図と第６図で説明したようにア
ース端子とオープン端子がそれぞれ逆方向側になるよう
にすれば任意に設定できる。（以下第７図〜第１３図に
おいて同様） 第７図は本発明の他の実施例における同調器の構成図を
示すものである。誘電体基板７６に対する電極７７と電
極７Ｂの設置構成および端子モードは第４図で説明した
実施例と同様であるが、電極７７と電極７８の面積が同
一でなく、またそれぞれの電極が部分的に対向するよう
に設置した構成である。

第８図ないし第１０図は本発明の他の実施例における同
調器の構成図を示すものである。第８図における誘電体
基板７９に対する電極８０と電極８１の設置構成および
端子モード、第９図における誘電体基板８２に対する電
極８３と電極８４の設置構成および端子モード、および
第１０図における誘電体基板８５に対する電極８６と電
極８７の設置構成および端子モードは第４図で説明した
実施例と同様であるが、それぞれの電極は少なくとも一
ケ所以上の任意の屈曲角と屈曲方向を示す屈曲部を有す
るものを用いる。

第１１図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板８８に対する電極８９と
電極９ｏの設置構成および端子モ−ドは第４図で説明し
た実施例と同様であるが。

それぞれの電極はス・２イラル形状を有するものを用い
る。

第１２図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板９１に対する電極９２と
電極９３の設置構成および端子モードは第４図で説明し
た実施例と同様であるが。

電極９３は電極９２の面積内に含唸れた範囲内でｉ′＜
１ｓ分的に対向設置するように設置しゾこ構成である。

第１３図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
金示すものである。誘電体基板９４に対する電極９５と
電極９６の設置構成および端子モードは第４図で説明し
た実施例と同様であるが、それぞれの電極９５．９６は
誘電体基板９４の内部に設けられている。

いうまでもなく第４図、第５図、第１２図、および第１
３図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は第８図
〜第１１図で説明した実施例の電極形状を有するものを
用いてもよい。

次Ｖこ本発明の同調器の動作原理を説明する。

第１４図（ａ）〜（ｇ）は本発明の同調器における動作
を説明するだめの等価回路である。第１４図（２Ｌ）に
おいて、電気長ｌを有し、互いにアース端子金逆方向側
に設定したそれぞれの伝送路電極２７ｏ。

２７１によって形成される伝送路に対して、電圧ｅを発
生する信号源２７２が伝送路電極２７０に接続されて信
号を供給するものとする。そして。

それによって伝送路電極２７０の先端におけるオープン
端子には進行波電圧６Ａ　が励起されるものとする。一
方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極２了○に近接
して対向設置もしくは、１１設されているので、相互誘
導作用によって電＋−Ｆが誘起される。その伝送路電極
２７１の先端におけるオープン端子に誘起される進行波
電圧定ｅＢ　とずろ。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢ　は励起する進行波電圧ｅムに対
して逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅム
およびｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、
伝送路電極２７０おＪ：び２７１より成る伝送路におい
て電圧定在波全形成することになる。ここで伝送路電極
２７０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係
数（、ｃ−Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１
における電圧分布係数は（１−Ｋ　）で表わすことがで
きる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差Ｖをめると Ｖ　＝−Ｋ　８Ａ−（１−Ｋ　）ｅＢ　叩・（１）で表
わすことができる。ここで、それぞれの伝送路電極２７
０および２７１が同じ電気長ｅであるとすると ｅＢ＝−ｅム　・・・・・・（２） となり、それによって第１式における電位差ＶはＶ−に
６Ａ　−１−（１−Ｋ）ｅム ーｅム　・・・・（３） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差ｖ１発生させること
ができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極ｒｌＪ
ｗ　を有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）
、さらに誘電率εｓ　ｆ；ｃ有する誘電体を介して間隔
ｄで対向されているものとする。この場合における伝送
路の単位長当りに形成するキャパシタンスｃｏ　は であり、故に となる。

従って、第１４図（８Ｌ）に示す伝送路は、第１４図（
ｂ）に示すようなｌｌ’ｌ、位長当りにおいで第６式で
するＣｏ　の分布キャパシタ２７３を含んだ伝送路とな
る。寸だ、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２
７１における電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布
）は、上記において述べたように互いに逆位相関係にあ
るので、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路とし
て動作することになる。これによって第１４図（０）に
示すような、平衡電圧ｅ／　を有する平衡信号源２７４
によって平衡モードで励起される伝送路電極２７５およ
び２７６によって形成される平衡モード伝送路と等価に
なる。いう壕でもなくその電気長は第１４図（ａ）にお
いて示したもとの電気長４と同じである。さらに、この
平衡モード伝送路は第１４図（ｄ）に示すように、伝送
路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形状により
発生する集中インダクタ成分それぞれによる総合的な分
布インダクタ２７γおよび２７８と分布キャパシタ２７
３よりなる分布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長ｌとの関係について説明する。

第１５図（ａ）　Ｋ示すような平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスＺｏハ、第１５図（
ｂ）に示す等価回路で表わすことができる。その特性イ
ンピーダンスＺｏ　は一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第８式に示ず特
１／１−インピータンスＺ。

を用いろ。第８式におけろギヤパンタンスＣｏ１ｒｉ第
６式においてめた伝送路における単位当りのキャパシタ
ンスｃｏ　と同じものである。すなわち伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスＺｏ　はキャパシタン
スｃｏ　の関数であり、それは甘たギヤバン、４２ｃｏ
　に関与する誘電体の誘電１法。。

伝送路電極の１１］Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設
置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路におけるｍ位長当りの特性インピ
ーダンスがＺｏ　で、その電気長がβであり、かつ先端
がオーブン状態である伝送路の端子に発生する等価リア
クタンスＸは Ｘ　＝−２０ｃｏｔ、０　・−・・・（９）で表わすこ
とができる。ここで であり、特に の場合にお−いて等価リアクタンスＸはＸ　＝＝−Ｏ・
・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長４によって０が第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長βをλ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｌの設定によって任意のキャパシタンスＯｆ
実現することができる。

以」二第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作
様態について図に表わしだものが第１６図である。第１
６図では、先端がオープン状態の伝送路において、その
電気長ｌの変化に従って端子に発生ずる等価リアクタン
スＸが変化する様−ｒ−ヲ表わしている。第１７図から
明らかなように、伝送路の電気長ｌがλ／４以下もしく
はλ／２〜４λ／３などにおけるような場合には負の端
子リアクタンスを形成することが可能であり、すなわち
等測的にキャパシタを形成することができる。さらに。

負の端子リアクタンスを発生させる条件において、伝送
路の電気長βを任意に設定することによって。

ギヤパンタンスＣ，ｆ：任意の値に実現することが可能
である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第１４図（
ｅ）において示す集中定数キャパシタ２７９として等価
的に置換することができる。そして、伝送路に存在する
分布インダクタ成分おＪ：び伝送路の屈曲形成によって
発生する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形
成されるインダクタは、集中定数インダクタ２８Ｑとし
て等価的に置換することができる。そして、仮想的な平
衡信号源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアース
を、もとの第１４図（ａ）において示した状態と等価的
と同じになるように置換すれば、第１４図（ｆ）に示す
ようＫなる。この第１４図（ｆ）においてアース端子を
共通化して表わすと、明らかに最終的には第１４図（ｇ
）において示すように、集中定数キャパシタ２７９およ
び集中定数インダクタ２８０より成る並列共振回路と等
価になり、同調器を実現することかできる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで１本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性全町らかにする。

第１７図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第１７図（＆）において伝送路
電極２８１および２８２よりなる先端オープンの伝送路
が、電圧ｅ５ｃｍ発生ずる信号源２８３によってドライ
ブされているものとする。それによって伝送路電極２８
１の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅムが励
起され、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極
２８２の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＢ
　が誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路
電極２８１および２８２のアース端子は互いに同方向側
に設定されているので、それぞれの定在波電圧６Ａとｅ
Ｂは互いに同位相となる。従がって、伝送路電極２８１
および２８２におけるそれぞれの電圧分布係数は同じＫ
ｉ有することになる。それによって伝送路電極が対向す
る任意の部分における電位差Ｖは Ｖ　＝＝　Ｋ　６Ａ　Ｋ　６Ｂ　・”　”’（１４）と
なる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１および２８
２の電気長が同じ長さであるとすると６１　＝　１ｌＢ
−−（１５） どなり、それによって第１４式における電位差ＶＶ　＝
　Ｋｅｙ　−Ｋｅｙ　＝　０　−＝　＝（１６）となる
。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が発
生しないことになる。第１７図（ａ）における信号源２
８３ｆ：伝送路端に置換設定したものが第１７図（１）
）であり、電圧ｅ′　を発生する不平衡信号源２８４を
設置したことと等価になる。そしてこの等何回路におい
ては互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみ
である。つ１りこれは第１７図（Ｃ）に示すように、等
価的に単なるー・本の伝送路電極２８５が存在する」場
合と同一であることは明らかである。そして、信号源２
８３およびアース端子を第１７図（ａ）に示したように
もとの回路に等価置換することにより第１７図（ｄ）に
示スヨウになる。つ１り伝送路の分布インダクタ成分お
よび伝送路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成
分それぞれより成る等価的な集中定数インダクタ２８６
のみを形成するだけである。以−Ｌより明らかなように
、インダクタと、１１列にキャパシタ全形成することが
できないので、目的とする並列共振回路の同調器は実現
することができない。

第１８図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリノゾラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第１８図（ＩＬ）において伝
送路電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向（
ッ、電圧ｅを発生する信号源２８９によってドライブさ
れ、伝送路の先グ）１１におけるオープン端子に定在波
電圧ｅムが励起されるものとし、その電圧分布係数をＫ
とする。一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布
係Ｉ！Ｊ、Ｋ（ｉｌ−有する定在波電圧ｅＢ　が発生す
るものと仮定すると、伝送路電極２８７とアース電極２
８８が対向する電位の部分における電位差Ｖはｙ　ニア
：Ｋｅ、　−ＫｅＢ　−−（１７）で表わされる。しか
し、アース電極２８８における定在波電圧ｅＢ　は一様
にアース電位（零電位）であり ＱＢ＝＝Ｑ　・・・・・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電イ〜シ差Ｖはｖ　：　Ｋ　６Ａ
　−＝（１９） となる。これによって、伝送路電極２８７とアース電極
２８８の間に分布ギヤバイトを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７はアース電極２８
８と近接して対向しているゾζめ、相互訪導作用にＪ：
って伝送路電極２８７における両先端がほとんどンヨー
ト状態になっだものど等価になる。そのｌこめ伝送路電
極２８７　ＶＣおけるインタフタ成分のＱ性能を著しく
劣化さぜるととになる。すなわち、このマイクロヌトリ
ノプラインは第１８図（ｂ）　＆こ示ずように等価損失
抵抗２９　Ｏｆ：含む集中定数インダクタ２９１および
集中定数キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回
路を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際には相
当大きな抵抗値を有するものになるため、共振回路にお
けるＪＪ１失が非常に大きくなる。従って。

同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下したものし
か実現できず、実際的には実用に適するものではない。

第１９図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第１９図において平衡モード伝送路電極
２９３および２９４は、その電気長４が共振周波数にお
けるλ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされ
ている。そして電圧ｅｆ発生する平衡信号源２９５によ
って、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブさ
れているものとする。アース端子は平衡信号源２９５の
中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの
端子にアースを設定するものではない。この場合におけ
る伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンスＸ
は。

伝送路の特性インピーダンス５ｃＺｏ　とするとＸ＝Ｚ
ｏｔａｎθ　・＝　−（２ｏ） となる。ここで特性インピーダンスＺｏは第８式におい
て示したものと同じものであり、寸だ０についても第１
０式において示したものと同じものである。この共振器
では伝送路の電気長ｅｆ：ｌ−λ／４　−・・・・（２
１） としているので θ＝π／２　・・・・（２２） である。従って第２０式における端子リアクタンスＸは Ｘ　＝＝　ＺＯｈｎ　−−＝　ｏｏ　−−（２３）とな
り、等価的に並列共振特性を得ることができるものであ
る。しかしながら、このλ／４共振器における構成を本
発明の同調器における構成と比１佼すると、捷ず伝送路
の端子条件についてみると本発明の同調器においてはオ
ープン状態であるのに対して、従来のλ／４共振器にお
いてはンヨート状態であり、従って端子条件において全
く異なる構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長４の設定についてみると１本発明の同調器におい
ては同調周波数のλ／４以下に設定するものであり実際
的にばλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成す
るものであるが、従来のλ／４共振器においては厳密に
共振周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝送
路の電気長ｌの設定において根本的に異なる構成である
ことも明らかである。壕だ、＋１４成（Ｃおける伝送路
の電気長召の５′己いに起因して、両者において同一の
回読１周波数もしくニ１、共振周波数に設８１シても、
本発明の同調器においては小型化することができるが、
λ／４共振器においては非常に長い伝送路を設けろ必要
があり大型化する不都合があった。従来のλ／４共振器
を小型化する目的で誘電率の非常に大きな誘電体全介在
させて伝送路の長さを短縮化したものもみられるが、そ
れに用いる誘電率の高い誘電体は一般に誘電体損失−δ
が非常に大きく、従って共振器としてのＱ性能が著しく
低下ずろ不都合があった。更に、誘電率の高い誘電体に
おける誘電率の温度依存性は一般に太きく、従って共振
周波数の安定性全確保することが困難である不都合もあ
った。

次に、本発明の同調器における性能の優秀ｖ１−全明ら
かにするために、従来の同調器における性能と比較した
実験結果を示して説明する。第２０図は同調周波数の７
１１７１度依存性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。そして第２１図は共振Ｑの温度依存特性を測定した
実験結果を表すグラフである。第２０図および第２１図
において、特性（Ａ）は本発明における同調器の温度依
存性てあり、誘電体としてアルミナセラミック拐もしく
は樹脂系プリント回路基板を使用した場合の実験結果で
ある。

一方、特性ＣＢ）は第２図において示すような、従来に
おいて最も多く用いられていた同調器における温度依存
特性１−である。これらの実験結果から、本発明の同調
器においては一般的な誘電体を用いて構成したものでも
その同調周波数は極めて安定であり、更にＪ（振Ｑが高
く、かつ安定であることが明らかである。一方、従来の
同調器においては、インダクタを構成するフェライト材
のコアにおけろ透磁率１ｉとＱの根本的な不安定ケ１：
％およびコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
の変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑの安定
性を確保することが困難であった。それによって、他の
温度補償部品もしくは他の自動安定化補償回路４（τｊ
加して不安定性を補っていた。

以上のように構成された同調器の同調周波数の調整につ
いて第１１図に示す実施例全代表してその動作全説明す
る。まずインダクタは第１１図（＆）に示すスパイラル
形状電極８９によって形成されろ。次にキャパシタは第
１１図（ｉａ）ないしくＣ）に示すスパイラル形状電極
８９と９０の間に存在する誘電体８８によって発生する
分布ギヤバノタンスにＪ：って形成される。次に第２２
図にこの同調器の動作等価回路を示して説明する。第２
２図（ａ）の１００はインダクタを形成するスパイラル
形状電極と等価な伝送路であり、１０１は１００のイン
ダクタ形成電極と共に作用して分布キャパシタ１０２’
ｉ形成させるスパイラル形状電極と等価な伝送路である
。ここでスパイラル形状電極ＩＱ１のアースポイントは
インダクタを形成するスパイラル形状電極１００のアー
スポイントと仁１、逆方向側に設定されているため、第
２２図（ｂ）に示すようにスパイラル形状電極１０１の
インダクテイブ成分は杓消されてアース面１０３と等価
になりインダクタのスパイラル形状電極１０４と対向し
て分布キャパシタ１０６を形成する。これを分布定数回
路で示したのが第２２図（Ｃ）であり、分布インダクタ
１０６と分布キャパシタ１０７による分布定数回路を形
成する。ここでアースとなる分布キャパシタ電極１０８
の任意の電極部位１０９てカットすることにより、また
分布インダクタ１０６の任意の電極部位１１０でカット
することによって分布ギヤパ／タンス１０７と分布イン
ダクタンス１０６のそれぞれの値を任意に変化させるこ
とが白ＪＡＮ比である。

第２２図（ｄ）はこれ全集中定数等価回路で示したもの
で可変インダクタ１１１と可変キャパシタ１１２の並列
共振回路を形成することになる。

この同調器のインダクタが有するインダクタンスはスパ
イラル形状電極の捲回数もしくは電極長さに」：って任
意に設計することができる。一方、分布キャパシタのキ
ャパシタンスは対向スるスパイラル形状電極の対向面積
と誘電体の誘電率とおよび厚みによって任意に設語する
ことができる。

この分布キャパシタンスの形成についで第２３図と共に
説明する。対向するスパイラル形状電極の伝送路等価長
さを４とし、この伝送路等価長さ４は使用する誘電体の
誘電率εによって定寸る波長’ｌ’Ｊ、縮率１×５−を
考慮した動作周波数におけるλ／４長よりも短いものに
設計する。このλ／４長に対する伝送路等価長さｌの割
合を任意に設ａ１することによりギヤパフティブリアク
タンスＸｃ　の値を任意に設計することが可能である。

このギヤパ／ディプリアクタンスｘｃ　と動作周波数ｆ
。によってキャパシタンス０　＝　１／２πｆｏＸｃが
？ｊＪられる。今との伝送路等価長さ４を伝送路等価長
さｅ′　にｔ＋ｊ縮するとキャパシティブリアクタンス
Ｘｃ　はキャパシティブリアクタンスｘｃ′に変化する
。このキャパシティブリアクタンスｘｃ′　と動作周波
数ｆ。によってキャパシタンスＣ’＝１／２πｆｏＸｃ
’　が得うレ、ｃ’＜ｃとなってキャパシタンスを可変
できる。このキャパシタンスｃｌ有するキャパシタが第
２２図（ｄ）に示す可変ギャバイト１１２ど等価である
。

ここでアースとなるキャパシタ電極全形成するスパイラ
ル形状電極〔第１１図（Ｃ）におけるスパイラル形状電
極９０）の長さは、以上の説明においてインダクタ電極
全形成するスパイラル形状′１シ極〔第１１図（２Ｌ）
におけるスパイラル形状電極８９コと同じ長さとしたが
、第７図の実施例に４つ・いて説明したようにインダク
タ電極長さよりも短い範囲で任意の長さに設計しても良
く、寸／こインダクタ電極と対向する任意の位置に形成
しても所要の目的は達成できる。

第２４図、第２６図、第２６図、第２７図に第１１図に
示す実施例を代表して可変ギャノζンタとｉ＋Ｊ変イン
ダクタの調整可変の様子金示す。第２４図、第２５図は
ギャバイト電極のカットによって可変キャパシタを調整
するモードの説明図であり、第２４図に示すようにオー
ブン端子を起点とするカット位置１での電極長さを電極
カット量ｄとし、それに対する分布キャパシタンスＣ２
分布インダクタンスＬ、および自己共振周波数ｆ。の関
係は第２６図のようになる。すなわち、電極カット量ｄ
の増大に対して分布キャパシタンスＣは減少するが分布
インダクタンスＬは不変である。それにしたがって自己
共振周波数ｆ。は高くなる。一方、第２６図、第２７図
はインダクタ電極のカットによってｒｉＪ変インダクタ
とＴＩ変キギヤ々ンタを同時に調整ずろモードの説明図
であり、第２６図に示すようにオーブン端子を起点とす
るカット位置１ての電極長さを同じく電極カット量ｄと
し、それに対する分布インダグ４５９ギヤキャノくシタ
Ｃ１および自己共振周波数ｆ。の関係は第２７図のよう
（なる。すなわち電極カット量ｄの増大に対して分布イ
ンダクタンスＬと分布キャパシタンスＣは共に減少し、
それにしたがって自己共振周波数ｆ。

は高くなる。

ここで電極をカットする方法としてはレーザカッター、
サンドプラスター等の調整時において同調周波数に影響
を与えない非接触カット手段を用いると良い。

次に以上のように構成された実施例の同調器の同調周波
数を調整する別の方法について第１１図に示す実施例を
代表して以下その動作を説明する。

第２８図（ａ）の１１３はインダクタを形成するスパイ
ラル形状電極と等価な伝送路であり、１１４は１１３の
インダクタ形成電極と共に作用して分布キャパシタ１１
５全形成さぜるスパイラル形状電極と等価な伝送路であ
る。ここで、伝」４路電極１１４のアースポイントは任
意の電極部位１１６に設定されるため第２８図（ｂ）に
示すＪ：うにアースポイント１１７から電極１１４のア
ース側に至る対向部のインダクデイブ成分は打消されて
アース即１１８と等価になりインダクタを形成する伝送
路電極１１９と対向して分布ギヤノくシタ１２０を形成
する。これを分布定数回路で示したのが第２８図（Ｃ）
であり、分布インダクタ１２１と分布ギヤノく７タ１２
２による分布定数回路を形成する。ここでアースとなる
分布ギヤノぐツタ電極１２３の電極４１２４　ｋ任意に
調整することにより分布キャン２ンタ１２２の値全任意
に可変することが可能である。第２８図（（１）はこれ
を集中定数等価回路で示したもので、インダクタ１２５
と可変ギヤノよシタ１２６の並列共振回路を形成するこ
とになる。まブこ第２９図にこの同調器の別の動作等価
回路を示して説明する。第２９図（２Ｌ）の１２７はイ
ンダクタを形成する伝送路電極であり、任意の電極部位
１２８をアース端子とし、１２９は電極１２７と共に作
用して分布ギヤノ々ンタ１３０’ｉｚ形成する伝送路電
極である。これは第２９図（ｂ）に示すようにインダク
タとしてはアース端子ｆ：１３１とする伝送路１３２の
みが富力することになり、伝送路１３２と対向する部分
のアース電極１３３との間の分布キャパシタ１３４のみ
が形成される。これを分布定数回路で示したのが第２９
図（Ｃ）であり。

分布インダクタ１３５と分布キャパシタ１３６による分
布定数回路を形成する。ここでアースとなる分布インダ
クタ電極１３６の電極端１３８を任意に調整することに
より、分布インダクタ１３５および分布キャパシタ１３
６の値を任意に同時に可変することが可能となる。第２
９図（ｄ）はこれを集中定数等価回路で示したもので、
可変インダクタ１３９と可変キャパシタ１４０の並列共
振回路を形成することになる。

第３０図、第３１図、第３２図、第３３図に第１１図に
示す実施例を代表して可変ギヤバ７夕と可変インダクタ
の調整可変の様子を示す。第３０図、第３１図はギヤバ
ンク電極のアース端子位置の調整によって可変ギヤパン
タ金調整するモードの説明図であり、第３０図に示すよ
うにオープン端子１４１を起点とするアース端子位置育
ての電極長さ全電極有効長ｄとし、それに対する分布ギ
ヤパンタンスＣ２分布インダクタンスＬ、および自己共
振周波数ｆ。の関係は第３１図のようになる。すなわち
、電極有効長ｄの増大に対して分布キャパシタンスＣは
増大するが分布インダクタンスＬは不変である。それに
したがって自己共振周波数ｆ。ｉ１ｉ低くなる。一方、
第３２図、第３３図はインダクタ電極のアース端子位置
の調整によってｉｉＪ’変インダクタと可変キャパシタ
を同時に調整するモードの説明図であり、第３２図に示
すようにオーブン端子１４２を起点とするアース端子位
置１での電極長さを同じく電極有効長ｄとし、それに対
する分布インダクタ５．分布キャパシタＣ１および自己
共振周波数ｆｏ　の関係は第３３図のようになる。すな
わち電極有効長ｄの増大に対して分布インダクタンスＬ
と分布キャパシタンスＣはＪ（に増太し、それにしたが
って自己共振周波数ｆ。

は低くなる。

以上に説明した構成と動作により所要の目的を達成する
ものであるが、その構成形態の有効性を他の電極構成に
した場合と簡単に比較する。可変インダクタを形成する
スパイラル形状電極は上記の説明のものと同様として、
まず可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状とせずに全面アース電極とした場合は可変
インダクタのＱ性能が著しく低下して実用性はなくなる
。

次に可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状としてもアースポイントを可変インダクタ
を形成するスパイラル形状電極と同方向側に設定すると
、両者は単一の可変インダクタとしで作用するのみで分
布ギヤバンタンスヲ形成することは不可能となり所要の
目的は達成できない。

以上のように本実施例の特徴としてインダクタ電極をキ
ャパシタ電極と共用したこと、およびアースとなるキャ
パシタ電極のインダクタンス成分を打消したことにより
可変インダクタと可変・１′ヤパシタの一体化を実現し
ている。

次に本発明の実施例の同調器の全体について第１１図に
示す実施例の同調益金代表してそれに電圧可変キャパシ
タを接続する方法について図面を参照しながら説明する
。

第３４図は本発明の一実施例における同調器全体の構成
について示す（対向設置する電極は図示ぜす、以下第３
５図においでも同様。）ものである。誘電体基板１４３
に設置されたスパイラル形状電極１４４（インダクタを
形成するものもしくはキャパシタを形成するものいずれ
でもよい。以下第３５図においても同様。）のアース端
子１４５とスパイラル形状電極１４４の任意の電極部位
１４６との間に電圧可変キャパシタ１４７のアノードが
それぞれ接続される。１４８は電圧可変キＡ・バッタ１
４７の共通カソードとなる電圧制萌ｊグ１，１子である
。

第３６図は本発明の他の実施例における同調器全体の構
成を示すものである。誘電体基板１４９に設置されたス
パイラル形状電極１５０のアース端子１６１とオープン
端子１５２０間に電圧ｎ］変キャパシタ１６３のアノー
ドがそれぞれ接続されろ。１６４は電圧可変キャパシタ
１５３の共通カソードとなる電圧制（財）端子である。

第３４図、第３６図におけろ実施例の同調益金、体の構
成についてはいうまでもなく可変インダクタと可変キャ
パシタおよび電圧可変キャパシタはそれぞれリード接続
回路導体を皆無かもしくは極短小経路で接続することを
実現している。

第３４図、第３６図の実施例においては電圧可変キャパ
シタ１４７，１５３としてツインタイプのものを用いた
が、いう壕でもなくノングルタイブのものを用いた場合
でも電圧制（財）端子となるカソードとそれが接続され
る可変インダクタもしくは８Ｊ変ギヤパシタとなる電極
の間に直流電圧阻止用のキャパシタを設置して接続する
（図示ぜず）ようにすればよい。

発明の効果 以上の説明から明らかなように本発明はギヤバイト電極
と共用したインダクタ電極を誘電体を介してイングクタ
成分全打消したアースとなるギヤバイト電極と対向設置
したそれぞれの電極のうち一方もしくは両方の電極の任
意の電極部位金カットもしくはアース端子位置に設定す
ることによって可変インダクタと可変キャパシタを形成
し、更−・Ｋ対向設置するいずれかの電極のアース端子
と任意の電極部位の間に直接もしくは極短い経路で電［
［可変キャパシタを接続するように構成しているので （１：）　１ｉｉｉインダクタとｎ３変キヤ・くンタお
よび’７［（Ｅ可変キャパシタそれぞれを接続リード回
路導体を皆無にしてかもしくは極短い経路で接続するこ
とができる。

それにより ■　同調器内に不要なレジスタンス成分が介入すること
がなくなり、同調Ｑｔ内向上ることができる。

更に ■　リードインダクタンスやストレーキＮ〕くンタの影
響がなくなり同調器の回路動作が極めて安定になる。

一方 ■　簡単な構成で同調器全体を超薄型、小型の一体化モ
ジュールとして形成できるかもしくは誘電体回路基板中
に組み込んで一体形成できる。

（５）調整後の同調器は機械的可動部が皆無となるため
機械的振動による同調周波数のずれを極めて小さくでき
る。

■　同調器の電極が他の回路要素の回路と同時に一括形
成することが可能であり、部品点数が削減でき％才だ製
造の合理化やコストダウンが実現できる。

■　同調器の同調周波数調整に電極カット法を用いる場
合には非接触調整手段を用いることができるので、同調
周波数に影響を与えずに調整処理ができる。

■　丑だアース端子位置調整法を用いる場合には電極の
非破壊調整手段を用いることができるので同調器の同調
周波数をくり返し−に下調整処理ができる。

という優れた効果が得られる。

さらに同調器内の可変インダクタンスと可変キャパシタ
ンスのそれぞれの初期値の設計は電極・ζターンの簡単
なアートワークに依存し、同調装置の設計の自由度が向
上すると共に定数の修正対応砿、容易である。

才だ同調器の電極導体の一部は多層回路基板の中間層に
も形成可能であり、同調装置の実装設計における白山度
金折び（することができる。

４、図面の簡？１′Ｊ−な１ｉ５２明 第１同第１本的な同調器の回路図、第２図は従″Ａ（の
同調器の構成図、第３図は他の従来の同調器の構成図、
第４図ないし第１３図は実施例におけろ同調器の構成図
でありそれぞれにおいて（ａ）は表面図、（ｂ）は側面
図および（０）は裏面図、第１４図＜ｓ−＞〜（ｇ）２
第１５図（＆）ｊ　（ｂ）および第１６図は同同調器の
動作原理を示す説明図、第１７図（＆）〜（ｄ）、第１
８図（ａ）Ｉ　（ｂ）、第１９図は従来の同調器におけ
る動作原理を示す説明図、第２０図、第２１図は本発明
の同調装置に用いる同調器と、従来の同調器の温度変化
に対する同調周波数ど共振Ｑの！１冒生国、第２２図（
２Ｌ）〜（ｄ）は本発明の同調装置に用いる同調器の同
調周波数調整法を説明するだめの等価回路図、第２３図
は同同調器の伝送路長とりアクタンスの関係を示す特性
図、第２４図〜第２７図は同同調器の可変キャパシタと
可変インダクタの調整可変の様子を示す説明図、第２８
図（ａ）〜（ｄ）、第２９図ｅ）〜（ｄ）は同同調器の
他の同調周波数調整法を説明するだめの等価回路図、第
３０図〜第３３図は同同調器の可変キャパシタと可変イ
ンダクタの調整可変の様子を示す説明図、第３４図、第
３５図−１それぞれ本発明の実施例における同調器の斜
視図である。

５５＋　ら２，６９，７６．７９，８２，８６゜８Ｂ、
９Ｌ　９４１　１４３，１４９−・・誘電体基板、５６
１５７＋　６３　＋　６４　ＨγＱ、７１，７７゜７８
．８０，８１．８３＋　８４．８６，８７，８９゜９０
．９２，９３，９５，９６，１４４，１６０・・・・・
・可変インダクタ用もしくは可変キャパシタ用電極、１
４７，１５３・・・・電圧ｒｊＪ変ギヤパンク。

代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 ’／ｂ 第３図 ２ｂ 第４図 （（１）　（ｂ）　＜Ｃ） 第５図 （の　Ｃｂ）　（Ｃ，） （ａン　＜ｂ）　（Ｃ；） 第７図 ＣＱ）　（ｂ）　（Ｃ） 第８図 （Ｑ）　（＋））　Ｃｅ−） 第９図 （α）　（ｂ）　（の ｆｆｌｌｏ図 ＣＱ）　（ｂ）　、（Ｃ） 第１１図 第１２図 （（１）　Ｃｂ）　（Ｃ） （α）　、　（ｂ）　（Ｃ） 第１４図 第１４図 ン７９ 第１５図 第１６図 □伝医路霞菟長ｆ １１ｉ１７図 ＠ＩＢ図 ９２ 第１９図 （／−Ｋ）　２’／４ ＠２０図 第２１図 第２２図 第２３図 第２４図 第２５図 第２６図 第２７図 第２８図 第２９図 （Ｃ）　（ｄ） 第３０図 ４１ 第３１図 →ｔ、独肩効長ｄ 第３２図 第３３図 一電棟舷長ｄ　′

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）、誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体
   の表面で並設するそれぞれの電極においてアースに接続
   される端子が互いに逆方向側となるように設定され、上
   記それぞれの電極におけるいずれか任意の片（１１１１
   の電極に対してアースに接続される端子と上記任意の片
   側の電極における任意の位置との間に可変リアクタンス
   素子を接続したこと全特徴とする同調器。 （２）　＋１変りアクタンス素子がその可変リアクタン
   ス素子が接続された電極もしくは他の電極と交差して橋
   絡接続される特許請求の範囲第１項記載の同調器。 （３）電極どじで少なくとも一個所以上の任意の屈曲角
   もしくは屈曲率および任意の屈曲方向金子ずＪｌ）（曲
   部を有するものを用いた特許請求の範囲第１項ないし第
   ２項のいずれかに記載の同調器。 （４）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項ないし第２項のいずれかに記載の
   同調器。 （＋５）一方の電極における長さを他方のｉｔｕ極にお
   ける長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で
   対向設置もしくは並設させた特８′１請求の範囲第１項
   ないし第４項のいずれかに記載の同調器。 （６）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第５項のいずれかに記載の同
   調器。 （７）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体におけろ内周
   部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極全設
   置した特許請求の範囲 し第６項のいずれかに記載の同ｉＵ．’．］　８７。 （８）電極それぞれにおいてアースに接続される端子を
   ，アースと接続せずに共通端子とし／ζ特許請求の範囲
   第１項ないし第７項のいずれかに記載の同調器。 （９）　ｆＥ意の片方もしくは両方の電極における任意
   の電極部分を切開して可変同調周波数範囲を任意に設定
   器（財）する特許請求の範囲第１項ないし第８項のいず
   れかに記載の同調器。 （１ｏ）任意の片方もしくは両方の電極における任意の
   電極部位をアースに接続する端子に設定して（１１）非
   接触切開手段により電極を任意に切開する’ｌ’！１’
   　Ｎ’ｌ’　請求の範囲第９項に記載の同調器。 （１２）可変リアクタンス素子として電圧可変ギヤパン
   タンスダイオードを用いた特許請求の範囲第１項ないし
   第１１項のいずれかに記載の同調器。