JPS6032406A - 可変同調器 - Google Patents
可変同調器Info
- Publication number
- JPS6032406A JPS6032406A JP14154183A JP14154183A JPS6032406A JP S6032406 A JPS6032406 A JP S6032406A JP 14154183 A JP14154183 A JP 14154183A JP 14154183 A JP14154183 A JP 14154183A JP S6032406 A JPS6032406 A JP S6032406A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- electrode
- tuner
- terminal
- transmission line
- variable
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H5/00—One-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H5/02—One-port networks comprising only passive electrical elements as network components without voltage- or current-dependent elements
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機およびその他
通信機全般に用いることができる周波数同調器に関する
ものである。
通信機全般に用いることができる周波数同調器に関する
ものである。
従来例の構成とその問題点
近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、希望する電波を選択する周波数同調器の
性能においては高い安定性と信頼性が望でれている。一
方、それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減
も大きな課題であり特に合理化が困難な高周波部の同調
回路部品の抜本的な新技術開発が要求されている。
増加しており、希望する電波を選択する周波数同調器の
性能においては高い安定性と信頼性が望でれている。一
方、それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減
も大きな課題であり特に合理化が困難な高周波部の同調
回路部品の抜本的な新技術開発が要求されている。
以下図面を参照しながら従来の同調器に用いていた同調
回路部品について説明する。第1図は基本的な同調回路
であり、1は可変インダクタ、2は可変キヤパシタ%3
は電圧可変キヤパシタである。この同調回路は従来にお
いては第2図に示すような十幾4戒的1拝動gじを有す
る可変インダクタ6と可変ギヤパンタロが回路導体7a
、7bで電圧可変キャパシタ8と接続されていた0、史
に第3図は従来の平面インダクタ9を用いた同調器であ
るが。
回路部品について説明する。第1図は基本的な同調回路
であり、1は可変インダクタ、2は可変キヤパシタ%3
は電圧可変キヤパシタである。この同調回路は従来にお
いては第2図に示すような十幾4戒的1拝動gじを有す
る可変インダクタ6と可変ギヤパンタロが回路導体7a
、7bで電圧可変キャパシタ8と接続されていた0、史
に第3図は従来の平面インダクタ9を用いた同調器であ
るが。
これにおいても可変キャパシタ10および電圧可変イン
ダクタ11とは回路導体12a、12bで接続されてい
た。
ダクタ11とは回路導体12a、12bで接続されてい
た。
しかしながら、」二記のような構成においては。
■ [1変インダクタ部品およびiiJ変キャパシタγ
?l(品は他の高周波部品と比較してサイズが大きく。
?l(品は他の高周波部品と比較してサイズが大きく。
特に高さ寸法が機器の小型化、薄型化を阻害している。
■ 可変インダクタ部品内のフェライトコアは機械的振
動によってずれ易<、また透磁率の温度依存性が大きく
インダクタンス値が不安定であり同調周波数の変動が太
きい。
動によってずれ易<、また透磁率の温度依存性が大きく
インダクタンス値が不安定であり同調周波数の変動が太
きい。
■ 可変インダクタと可変キャノぐンタはそれぞれ別個
部品として存在し、導体の引き回し回路で接続されてい
るためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多
く発生して回路動作が不安定である。
部品として存在し、導体の引き回し回路で接続されてい
るためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多
く発生して回路動作が不安定である。
■ 独<y= +、た最小単位機能の別個部品の集合回
路であるため部品点数の削減や製造の合理化に限界があ
る。
路であるため部品点数の削減や製造の合理化に限界があ
る。
■ 可変ギヤパンク部品も機械的振動によってキャパ/
タンス値が不安定であり同調周波数の変動が太きい。
タンス値が不安定であり同調周波数の変動が太きい。
■ 平面インダクタを用いた場合でも各部品を接続する
回路導体を皆無にすることが不可能であり、特に平面イ
ンダクタと回路導体が近接して交差する部分がかならず
発生し、これが原因で同調回路の動作不安定状態を誘発
するQ等の問題点を有していた。
回路導体を皆無にすることが不可能であり、特に平面イ
ンダクタと回路導体が近接して交差する部分がかならず
発生し、これが原因で同調回路の動作不安定状態を誘発
するQ等の問題点を有していた。
発明の目的
本発明の目的は可変インダクタ部品と可変キヤパシタ部
品および電圧可変リアクタンス素子f 一体化した薄型
の同調器を簡単な構成で実現して同調器内のリード接続
回路導体を皆無にすることであり、同調器の形態全超薄
型化と小型化し、更に機械的振動に対しても同調が安定
で、同調周波数の温度依存性が小さく、同調回路の接続
リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、寸だ部品
点数を削減して製造工程の合理化を可能にする同調器を
提供することである。
品および電圧可変リアクタンス素子f 一体化した薄型
の同調器を簡単な構成で実現して同調器内のリード接続
回路導体を皆無にすることであり、同調器の形態全超薄
型化と小型化し、更に機械的振動に対しても同調が安定
で、同調周波数の温度依存性が小さく、同調回路の接続
リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、寸だ部品
点数を削減して製造工程の合理化を可能にする同調器を
提供することである。
発明の構成
本発明の同調器は誘電体全弁して任意の屈曲方向と屈曲
角を示す屈曲部を有する電極もしくはスパイラル形状電
極を対向設置し、それぞれの電極のアース端子が互いに
逆方向側となるように設定し、上記電極のうちいずれか
任意の電極に対してそのアース端子とその電極の任意位
置との間に電FF可変りアクタンス素子を接続するかも
しくは電圧可変リアクタンス素子がその電圧可変リアク
タンス素子が接続された電極もしくは他の電極と交差し
て橋絡接続されるように構成したものであり。
角を示す屈曲部を有する電極もしくはスパイラル形状電
極を対向設置し、それぞれの電極のアース端子が互いに
逆方向側となるように設定し、上記電極のうちいずれか
任意の電極に対してそのアース端子とその電極の任意位
置との間に電FF可変りアクタンス素子を接続するかも
しくは電圧可変リアクタンス素子がその電圧可変リアク
タンス素子が接続された電極もしくは他の電極と交差し
て橋絡接続されるように構成したものであり。
これにより一方の電極が分布インダクタとして作用し、
寸だこの電極と他方の電極が対向して先端オープンの分
布定数回路金形成し、その等測長さを動作させる周波数
波長のλ/4長さ未満に設定することVCよって、この
分布定数回路端に発生する負リアクタンスによる分布キ
ャパシタを実現し、−1=記の分布インダクタおよび電
圧可変キャパシタと川に並列に作用させること全基本と
するものである。そしてそれぞれの電極の一方もしくは
両方の任意の電極部位をカットするかもしくはアース端
子に設定することによって分布インダクタンスかもしく
は分布キャパシタンスf:調整して、電圧可変キャパシ
タの可変キャパシタンスと共に作用させることによって
同調器の同調周波数を変化させるものである。
寸だこの電極と他方の電極が対向して先端オープンの分
布定数回路金形成し、その等測長さを動作させる周波数
波長のλ/4長さ未満に設定することVCよって、この
分布定数回路端に発生する負リアクタンスによる分布キ
ャパシタを実現し、−1=記の分布インダクタおよび電
圧可変キャパシタと川に並列に作用させること全基本と
するものである。そしてそれぞれの電極の一方もしくは
両方の任意の電極部位をカットするかもしくはアース端
子に設定することによって分布インダクタンスかもしく
は分布キャパシタンスf:調整して、電圧可変キャパシ
タの可変キャパシタンスと共に作用させることによって
同調器の同調周波数を変化させるものである。
実施例の説明
以下本発明の実施例について図面全参照しながら説明す
る。
る。
第4図は本発明の同調器(電圧可変ギヤ・4/りの接続
については後述する。以下第6図ないし第13図におい
て同様。)の構成図を示すものである。第4図において
(fL)は表面図、(b)は側面図、(C)は裏面図を
示す。(以下、第6図ないし第13図において同様)第
4図それぞれにおいて65は誘電体基板であり、56は
インダクタ全形成する電極であり、67の電極と相まっ
て分布定数回路を形成しキャパシタを形成する電極であ
る。電極56の端子58はアース端子であり、端子59
はオープン端子である。一方、電極67においてはf1
11子60がアース端子であり、端子61がオープン端
子である。第4図(a)に示す■側、■側と第4図(C
)に示す■側、0側が対応しく以下、?!;5図ないし
第13図において同様)それぞれの電極56.57は同
一パターンで対向している。
については後述する。以下第6図ないし第13図におい
て同様。)の構成図を示すものである。第4図において
(fL)は表面図、(b)は側面図、(C)は裏面図を
示す。(以下、第6図ないし第13図において同様)第
4図それぞれにおいて65は誘電体基板であり、56は
インダクタ全形成する電極であり、67の電極と相まっ
て分布定数回路を形成しキャパシタを形成する電極であ
る。電極56の端子58はアース端子であり、端子59
はオープン端子である。一方、電極67においてはf1
11子60がアース端子であり、端子61がオープン端
子である。第4図(a)に示す■側、■側と第4図(C
)に示す■側、0側が対応しく以下、?!;5図ないし
第13図において同様)それぞれの電極56.57は同
一パターンで対向している。
第5図は本発明の他の実施例における同調器の構成図を
示すものである。誘電体基板62に対する電極63と電
極64の設置構成は第4図で説明した実施例と同様であ
るが、電極63の端子65はオープン端子であり、端子
66はアース端子である。一方電極64の端子67がア
ース端子であり、端子68がオープン端子である。
示すものである。誘電体基板62に対する電極63と電
極64の設置構成は第4図で説明した実施例と同様であ
るが、電極63の端子65はオープン端子であり、端子
66はアース端子である。一方電極64の端子67がア
ース端子であり、端子68がオープン端子である。
第6図は本発明の他の実施例における同調器の構成図を
示すものである。誘電体基板69の表面1+111に電
極70と電極71を設置しそれぞれの電極が側面対向す
るように構成したものである。電極7oの端子72はア
ース端子であり、端子73はオープン端子である。一方
電極71の端子74がオープン端子であり、端子76が
アース端子である。ここでそれぞれの電極7Q、71に
対する端子モードは第4図と第6図で説明したようにア
ース端子とオープン端子がそれぞれ逆方向側になるよう
にすれば任意に設定できる。(以下第7図〜第13図に
おいて同様) 第7図は本発明の他の実施例における同調器の構成図を
示すものである。誘電体基板76に対する電極77と電
極7Bの設置構成および端子モードは第4図で説明した
実施例と同様であるが、電極77と電極78の面積が同
一でなく、またそれぞれの電極が部分的に対向するよう
に設置した構成である。
示すものである。誘電体基板69の表面1+111に電
極70と電極71を設置しそれぞれの電極が側面対向す
るように構成したものである。電極7oの端子72はア
ース端子であり、端子73はオープン端子である。一方
電極71の端子74がオープン端子であり、端子76が
アース端子である。ここでそれぞれの電極7Q、71に
対する端子モードは第4図と第6図で説明したようにア
ース端子とオープン端子がそれぞれ逆方向側になるよう
にすれば任意に設定できる。(以下第7図〜第13図に
おいて同様) 第7図は本発明の他の実施例における同調器の構成図を
示すものである。誘電体基板76に対する電極77と電
極7Bの設置構成および端子モードは第4図で説明した
実施例と同様であるが、電極77と電極78の面積が同
一でなく、またそれぞれの電極が部分的に対向するよう
に設置した構成である。
第8図ないし第10図は本発明の他の実施例における同
調器の構成図を示すものである。第8図における誘電体
基板79に対する電極80と電極81の設置構成および
端子モード、第9図における誘電体基板82に対する電
極83と電極84の設置構成および端子モード、および
第10図における誘電体基板85に対する電極86と電
極87の設置構成および端子モードは第4図で説明した
実施例と同様であるが、それぞれの電極は少なくとも一
ケ所以上の任意の屈曲角と屈曲方向を示す屈曲部を有す
るものを用いる。
調器の構成図を示すものである。第8図における誘電体
基板79に対する電極80と電極81の設置構成および
端子モード、第9図における誘電体基板82に対する電
極83と電極84の設置構成および端子モード、および
第10図における誘電体基板85に対する電極86と電
極87の設置構成および端子モードは第4図で説明した
実施例と同様であるが、それぞれの電極は少なくとも一
ケ所以上の任意の屈曲角と屈曲方向を示す屈曲部を有す
るものを用いる。
第11図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板88に対する電極89と
電極9oの設置構成および端子モ−ドは第4図で説明し
た実施例と同様であるが。
を示すものである。誘電体基板88に対する電極89と
電極9oの設置構成および端子モ−ドは第4図で説明し
た実施例と同様であるが。
それぞれの電極はス・2イラル形状を有するものを用い
る。
る。
第12図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板91に対する電極92と
電極93の設置構成および端子モードは第4図で説明し
た実施例と同様であるが。
を示すものである。誘電体基板91に対する電極92と
電極93の設置構成および端子モードは第4図で説明し
た実施例と同様であるが。
電極93は電極92の面積内に含唸れた範囲内でi′<
1s分的に対向設置するように設置しゾこ構成である。
1s分的に対向設置するように設置しゾこ構成である。
第13図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
金示すものである。誘電体基板94に対する電極95と
電極96の設置構成および端子モードは第4図で説明し
た実施例と同様であるが、それぞれの電極95.96は
誘電体基板94の内部に設けられている。
金示すものである。誘電体基板94に対する電極95と
電極96の設置構成および端子モードは第4図で説明し
た実施例と同様であるが、それぞれの電極95.96は
誘電体基板94の内部に設けられている。
いうまでもなく第4図、第5図、第12図、および第1
3図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は第8図
〜第11図で説明した実施例の電極形状を有するものを
用いてもよい。
3図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は第8図
〜第11図で説明した実施例の電極形状を有するものを
用いてもよい。
次Vこ本発明の同調器の動作原理を説明する。
第14図(a)〜(g)は本発明の同調器における動作
を説明するだめの等価回路である。第14図(2L)に
おいて、電気長lを有し、互いにアース端子金逆方向側
に設定したそれぞれの伝送路電極27o。
を説明するだめの等価回路である。第14図(2L)に
おいて、電気長lを有し、互いにアース端子金逆方向側
に設定したそれぞれの伝送路電極27o。
271によって形成される伝送路に対して、電圧eを発
生する信号源272が伝送路電極270に接続されて信
号を供給するものとする。そして。
生する信号源272が伝送路電極270に接続されて信
号を供給するものとする。そして。
それによって伝送路電極270の先端におけるオープン
端子には進行波電圧6A が励起されるものとする。一
方、伝送路電極271は上記の伝送路電極2了○に近接
して対向設置もしくは、11設されているので、相互誘
導作用によって電+−Fが誘起される。その伝送路電極
271の先端におけるオープン端子に誘起される進行波
電圧定eB とずろ。
端子には進行波電圧6A が励起されるものとする。一
方、伝送路電極271は上記の伝送路電極2了○に近接
して対向設置もしくは、11設されているので、相互誘
導作用によって電+−Fが誘起される。その伝送路電極
271の先端におけるオープン端子に誘起される進行波
電圧定eB とずろ。
ここで伝送路電極270および271においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧eB は励起する進行波電圧eムに対
して逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧eム
およびeBは伝送路の先端がオープン状態であるので、
伝送路電極270おJ:び271より成る伝送路におい
て電圧定在波全形成することになる。ここで伝送路電極
270における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係
数(、c−Kで表わすものとすると、伝送路電極271
における電圧分布係数は(1−K )で表わすことがで
きる。
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧eB は励起する進行波電圧eムに対
して逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧eム
およびeBは伝送路の先端がオープン状態であるので、
伝送路電極270おJ:び271より成る伝送路におい
て電圧定在波全形成することになる。ここで伝送路電極
270における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係
数(、c−Kで表わすものとすると、伝送路電極271
における電圧分布係数は(1−K )で表わすことがで
きる。
そこで次に、伝送路電極270および271において任
意の対向する部分において発生する電位差Vをめると V =−K 8A−(1−K )eB 叩・(1)で表
わすことができる。ここで、それぞれの伝送路電極27
0および271が同じ電気長eであるとすると eB=−eム ・・・・・・(2) となり、それによって第1式における電位差VはV−に
6A −1−(1−K)eム ーeム ・・・・(3) となる。すなわち伝送路電極270と271がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差v1発生させること
ができる。
意の対向する部分において発生する電位差Vをめると V =−K 8A−(1−K )eB 叩・(1)で表
わすことができる。ここで、それぞれの伝送路電極27
0および271が同じ電気長eであるとすると eB=−eム ・・・・・・(2) となり、それによって第1式における電位差VはV−に
6A −1−(1−K)eム ーeム ・・・・(3) となる。すなわち伝送路電極270と271がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差v1発生させること
ができる。
ここで伝送路電極270および271はその電極rlJ
w を有するものとしく電極の厚みは薄いものとする)
、さらに誘電率εs f;c有する誘電体を介して間隔
dで対向されているものとする。この場合における伝送
路の単位長当りに形成するキャパシタンスco は であり、故に となる。
w を有するものとしく電極の厚みは薄いものとする)
、さらに誘電率εs f;c有する誘電体を介して間隔
dで対向されているものとする。この場合における伝送
路の単位長当りに形成するキャパシタンスco は であり、故に となる。
従って、第14図(8L)に示す伝送路は、第14図(
b)に示すようなll’l、位長当りにおいで第6式で
するCo の分布キャパシタ273を含んだ伝送路とな
る。寸だ、それぞれの伝送路電極270と伝送路電極2
71における電圧定在波分布(もしくは電流定在波分布
)は、上記において述べたように互いに逆位相関係にあ
るので、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路とし
て動作することになる。これによって第14図(0)に
示すような、平衡電圧e/ を有する平衡信号源274
によって平衡モードで励起される伝送路電極275およ
び276によって形成される平衡モード伝送路と等価に
なる。いう壕でもなくその電気長は第14図(a)にお
いて示したもとの電気長4と同じである。さらに、この
平衡モード伝送路は第14図(d)に示すように、伝送
路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形状により
発生する集中インダクタ成分それぞれによる総合的な分
布インダクタ27γおよび278と分布キャパシタ27
3よりなる分布定数回路と等価に表わすことができる。
b)に示すようなll’l、位長当りにおいで第6式で
するCo の分布キャパシタ273を含んだ伝送路とな
る。寸だ、それぞれの伝送路電極270と伝送路電極2
71における電圧定在波分布(もしくは電流定在波分布
)は、上記において述べたように互いに逆位相関係にあ
るので、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路とし
て動作することになる。これによって第14図(0)に
示すような、平衡電圧e/ を有する平衡信号源274
によって平衡モードで励起される伝送路電極275およ
び276によって形成される平衡モード伝送路と等価に
なる。いう壕でもなくその電気長は第14図(a)にお
いて示したもとの電気長4と同じである。さらに、この
平衡モード伝送路は第14図(d)に示すように、伝送
路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形状により
発生する集中インダクタ成分それぞれによる総合的な分
布インダクタ27γおよび278と分布キャパシタ27
3よりなる分布定数回路と等価に表わすことができる。
次に、この分布キャパシタ273の形成における伝送路
の電気長lとの関係について説明する。
の電気長lとの関係について説明する。
第15図(a) K示すような平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスZoハ、第15図(
b)に示す等価回路で表わすことができる。その特性イ
ンピーダンスZo は一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第8式に示ず特
1/1−インピータンスZ。
る単位長当りの特性インピーダンスZoハ、第15図(
b)に示す等価回路で表わすことができる。その特性イ
ンピーダンスZo は一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第8式に示ず特
1/1−インピータンスZ。
を用いろ。第8式におけろギヤパンタンスCo1ri第
6式においてめた伝送路における単位当りのキャパシタ
ンスco と同じものである。すなわち伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスZo はキャパシタン
スco の関数であり、それは甘たギヤバン、42co
に関与する誘電体の誘電1法。。
6式においてめた伝送路における単位当りのキャパシタ
ンスco と同じものである。すなわち伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスZo はキャパシタン
スco の関数であり、それは甘たギヤバン、42co
に関与する誘電体の誘電1法。。
伝送路電極の11]Wおよびそれぞれの伝送路電極の設
置間隔dの関数でもある。
置間隔dの関数でもある。
以上のように、伝送路におけるm位長当りの特性インピ
ーダンスがZo で、その電気長がβであり、かつ先端
がオーブン状態である伝送路の端子に発生する等価リア
クタンスXは X =−20cot、0 ・−・・・(9)で表わすこ
とができる。ここで であり、特に の場合にお−いて等価リアクタンスXはX ==−O・
・・・(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長4によって0が第11式に該当する場
合、すなわち例えば電気長βをλ/4以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスCは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長lの設定によって任意のキャパシタンスOf
実現することができる。
ーダンスがZo で、その電気長がβであり、かつ先端
がオーブン状態である伝送路の端子に発生する等価リア
クタンスXは X =−20cot、0 ・−・・・(9)で表わすこ
とができる。ここで であり、特に の場合にお−いて等価リアクタンスXはX ==−O・
・・・(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長4によって0が第11式に該当する場
合、すなわち例えば電気長βをλ/4以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスCは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長lの設定によって任意のキャパシタンスOf
実現することができる。
以」二第9式〜第13式において説明した伝送路の動作
様態について図に表わしだものが第16図である。第1
6図では、先端がオープン状態の伝送路において、その
電気長lの変化に従って端子に発生ずる等価リアクタン
スXが変化する様−r−ヲ表わしている。第17図から
明らかなように、伝送路の電気長lがλ/4以下もしく
はλ/2〜4λ/3などにおけるような場合には負の端
子リアクタンスを形成することが可能であり、すなわち
等測的にキャパシタを形成することができる。さらに。
様態について図に表わしだものが第16図である。第1
6図では、先端がオープン状態の伝送路において、その
電気長lの変化に従って端子に発生ずる等価リアクタン
スXが変化する様−r−ヲ表わしている。第17図から
明らかなように、伝送路の電気長lがλ/4以下もしく
はλ/2〜4λ/3などにおけるような場合には負の端
子リアクタンスを形成することが可能であり、すなわち
等測的にキャパシタを形成することができる。さらに。
負の端子リアクタンスを発生させる条件において、伝送
路の電気長βを任意に設定することによって。
路の電気長βを任意に設定することによって。
ギヤパンタンスC,f:任意の値に実現することが可能
である。
である。
このようにして形成されるキャパシタCは、第14図(
e)において示す集中定数キャパシタ279として等価
的に置換することができる。そして、伝送路に存在する
分布インダクタ成分おJ:び伝送路の屈曲形成によって
発生する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形
成されるインダクタは、集中定数インダクタ28Qとし
て等価的に置換することができる。そして、仮想的な平
衡信号源274およびそれぞれの伝送路におけるアース
を、もとの第14図(a)において示した状態と等価的
と同じになるように置換すれば、第14図(f)に示す
ようKなる。この第14図(f)においてアース端子を
共通化して表わすと、明らかに最終的には第14図(g
)において示すように、集中定数キャパシタ279およ
び集中定数インダクタ280より成る並列共振回路と等
価になり、同調器を実現することかできる。
e)において示す集中定数キャパシタ279として等価
的に置換することができる。そして、伝送路に存在する
分布インダクタ成分おJ:び伝送路の屈曲形成によって
発生する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形
成されるインダクタは、集中定数インダクタ28Qとし
て等価的に置換することができる。そして、仮想的な平
衡信号源274およびそれぞれの伝送路におけるアース
を、もとの第14図(a)において示した状態と等価的
と同じになるように置換すれば、第14図(f)に示す
ようKなる。この第14図(f)においてアース端子を
共通化して表わすと、明らかに最終的には第14図(g
)において示すように、集中定数キャパシタ279およ
び集中定数インダクタ280より成る並列共振回路と等
価になり、同調器を実現することかできる。
以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。
そこで1本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性全町らかにする。
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性全町らかにする。
第17図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第17図(&)において伝送路
電極281および282よりなる先端オープンの伝送路
が、電圧e5cm発生ずる信号源283によってドライ
ブされているものとする。それによって伝送路電極28
1の先端におけるオープン端子には定在波電圧eムが励
起され、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極
282の先端におけるオープン端子には定在波電圧eB
が誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路
電極281および282のアース端子は互いに同方向側
に設定されているので、それぞれの定在波電圧6Aとe
Bは互いに同位相となる。従がって、伝送路電極281
および282におけるそれぞれの電圧分布係数は同じK
i有することになる。それによって伝送路電極が対向す
る任意の部分における電位差Vは V == K 6A K 6B ・” ”’(14)と
なる。ここで、それぞれの伝送路電極281および28
2の電気長が同じ長さであるとすると61 = 1lB
−−(15) どなり、それによって第14式における電位差VV =
Key −Key = 0 −= =(16)となる
。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が発
生しないことになる。第17図(a)における信号源2
83f:伝送路端に置換設定したものが第17図(1)
)であり、電圧e′ を発生する不平衡信号源284を
設置したことと等価になる。そしてこの等何回路におい
ては互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみ
である。つ1りこれは第17図(C)に示すように、等
価的に単なるー・本の伝送路電極285が存在する」場
合と同一であることは明らかである。そして、信号源2
83およびアース端子を第17図(a)に示したように
もとの回路に等価置換することにより第17図(d)に
示スヨウになる。つ1り伝送路の分布インダクタ成分お
よび伝送路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成
分それぞれより成る等価的な集中定数インダクタ286
のみを形成するだけである。以−Lより明らかなように
、インダクタと、11列にキャパシタ全形成することが
できないので、目的とする並列共振回路の同調器は実現
することができない。
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第17図(&)において伝送路
電極281および282よりなる先端オープンの伝送路
が、電圧e5cm発生ずる信号源283によってドライ
ブされているものとする。それによって伝送路電極28
1の先端におけるオープン端子には定在波電圧eムが励
起され、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極
282の先端におけるオープン端子には定在波電圧eB
が誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路
電極281および282のアース端子は互いに同方向側
に設定されているので、それぞれの定在波電圧6Aとe
Bは互いに同位相となる。従がって、伝送路電極281
および282におけるそれぞれの電圧分布係数は同じK
i有することになる。それによって伝送路電極が対向す
る任意の部分における電位差Vは V == K 6A K 6B ・” ”’(14)と
なる。ここで、それぞれの伝送路電極281および28
2の電気長が同じ長さであるとすると61 = 1lB
−−(15) どなり、それによって第14式における電位差VV =
Key −Key = 0 −= =(16)となる
。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が発
生しないことになる。第17図(a)における信号源2
83f:伝送路端に置換設定したものが第17図(1)
)であり、電圧e′ を発生する不平衡信号源284を
設置したことと等価になる。そしてこの等何回路におい
ては互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみ
である。つ1りこれは第17図(C)に示すように、等
価的に単なるー・本の伝送路電極285が存在する」場
合と同一であることは明らかである。そして、信号源2
83およびアース端子を第17図(a)に示したように
もとの回路に等価置換することにより第17図(d)に
示スヨウになる。つ1り伝送路の分布インダクタ成分お
よび伝送路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成
分それぞれより成る等価的な集中定数インダクタ286
のみを形成するだけである。以−Lより明らかなように
、インダクタと、11列にキャパシタ全形成することが
できないので、目的とする並列共振回路の同調器は実現
することができない。
第18図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリノゾラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第18図(IL)において伝
送路電極287が充分に広いアース電極288と対向(
ッ、電圧eを発生する信号源289によってドライブさ
れ、伝送路の先グ)11におけるオープン端子に定在波
電圧eムが励起されるものとし、その電圧分布係数をK
とする。一方、アース電極288には仮想的に電圧分布
係I!J、K(il−有する定在波電圧eB が発生す
るものと仮定すると、伝送路電極287とアース電極2
88が対向する電位の部分における電位差Vはy ニア
:Ke、 −KeB −−(17)で表わされる。しか
し、アース電極288における定在波電圧eB は一様
にアース電位(零電位)であり QB==Q ・・・・・・(18) となる。従ってアース電極288には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電イ〜シ差Vはv : K 6A
−=(19) となる。これによって、伝送路電極287とアース電極
288の間に分布ギヤバイトを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極287はアース電極28
8と近接して対向しているゾζめ、相互訪導作用にJ:
って伝送路電極287における両先端がほとんどンヨー
ト状態になっだものど等価になる。そのlこめ伝送路電
極287 VCおけるインタフタ成分のQ性能を著しく
劣化さぜるととになる。すなわち、このマイクロヌトリ
ノプラインは第18図(b) &こ示ずように等価損失
抵抗29 Of:含む集中定数インダクタ291および
集中定数キヤパシタ292それぞれより成る並列共振回
路を形成する。ここで等価損失抵抗290は実際には相
当大きな抵抗値を有するものになるため、共振回路にお
けるJJ1失が非常に大きくなる。従って。
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリノゾラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第18図(IL)において伝
送路電極287が充分に広いアース電極288と対向(
ッ、電圧eを発生する信号源289によってドライブさ
れ、伝送路の先グ)11におけるオープン端子に定在波
電圧eムが励起されるものとし、その電圧分布係数をK
とする。一方、アース電極288には仮想的に電圧分布
係I!J、K(il−有する定在波電圧eB が発生す
るものと仮定すると、伝送路電極287とアース電極2
88が対向する電位の部分における電位差Vはy ニア
:Ke、 −KeB −−(17)で表わされる。しか
し、アース電極288における定在波電圧eB は一様
にアース電位(零電位)であり QB==Q ・・・・・・(18) となる。従ってアース電極288には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電イ〜シ差Vはv : K 6A
−=(19) となる。これによって、伝送路電極287とアース電極
288の間に分布ギヤバイトを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極287はアース電極28
8と近接して対向しているゾζめ、相互訪導作用にJ:
って伝送路電極287における両先端がほとんどンヨー
ト状態になっだものど等価になる。そのlこめ伝送路電
極287 VCおけるインタフタ成分のQ性能を著しく
劣化さぜるととになる。すなわち、このマイクロヌトリ
ノプラインは第18図(b) &こ示ずように等価損失
抵抗29 Of:含む集中定数インダクタ291および
集中定数キヤパシタ292それぞれより成る並列共振回
路を形成する。ここで等価損失抵抗290は実際には相
当大きな抵抗値を有するものになるため、共振回路にお
けるJJ1失が非常に大きくなる。従って。
同調器としては明らかにQ性能が非常に低下したものし
か実現できず、実際的には実用に適するものではない。
か実現できず、実際的には実用に適するものではない。
第19図は従来において最も多く使用されているλ/4
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第19図において平衡モード伝送路電極
293および294は、その電気長4が共振周波数にお
けるλ/4に等しく設定され、かつ先端がショートされ
ている。そして電圧ef発生する平衡信号源295によ
って、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブさ
れているものとする。アース端子は平衡信号源295の
中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの
端子にアースを設定するものではない。この場合におけ
る伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンスX
は。
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第19図において平衡モード伝送路電極
293および294は、その電気長4が共振周波数にお
けるλ/4に等しく設定され、かつ先端がショートされ
ている。そして電圧ef発生する平衡信号源295によ
って、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブさ
れているものとする。アース端子は平衡信号源295の
中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの
端子にアースを設定するものではない。この場合におけ
る伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンスX
は。
伝送路の特性インピーダンス5cZo とするとX=Z
otanθ ・= −(2o) となる。ここで特性インピーダンスZoは第8式におい
て示したものと同じものであり、寸だ0についても第1
0式において示したものと同じものである。この共振器
では伝送路の電気長ef:l−λ/4 −・・・・(2
1) としているので θ=π/2 ・・・・(22) である。従って第20式における端子リアクタンスXは X == ZOhn −−= oo −−(23)とな
り、等価的に並列共振特性を得ることができるものであ
る。しかしながら、このλ/4共振器における構成を本
発明の同調器における構成と比1佼すると、捷ず伝送路
の端子条件についてみると本発明の同調器においてはオ
ープン状態であるのに対して、従来のλ/4共振器にお
いてはンヨート状態であり、従って端子条件において全
く異なる構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長4の設定についてみると1本発明の同調器におい
ては同調周波数のλ/4以下に設定するものであり実際
的にばλ/16程度の非常に短いものに設定して構成す
るものであるが、従来のλ/4共振器においては厳密に
共振周波数のλ/4に設定するものであり、従って伝送
路の電気長lの設定において根本的に異なる構成である
ことも明らかである。壕だ、+14成(Cおける伝送路
の電気長召の5′己いに起因して、両者において同一の
回読1周波数もしくニ1、共振周波数に設81シても、
本発明の同調器においては小型化することができるが、
λ/4共振器においては非常に長い伝送路を設けろ必要
があり大型化する不都合があった。従来のλ/4共振器
を小型化する目的で誘電率の非常に大きな誘電体全介在
させて伝送路の長さを短縮化したものもみられるが、そ
れに用いる誘電率の高い誘電体は一般に誘電体損失−δ
が非常に大きく、従って共振器としてのQ性能が著しく
低下ずろ不都合があった。更に、誘電率の高い誘電体に
おける誘電率の温度依存性は一般に太きく、従って共振
周波数の安定性全確保することが困難である不都合もあ
った。
otanθ ・= −(2o) となる。ここで特性インピーダンスZoは第8式におい
て示したものと同じものであり、寸だ0についても第1
0式において示したものと同じものである。この共振器
では伝送路の電気長ef:l−λ/4 −・・・・(2
1) としているので θ=π/2 ・・・・(22) である。従って第20式における端子リアクタンスXは X == ZOhn −−= oo −−(23)とな
り、等価的に並列共振特性を得ることができるものであ
る。しかしながら、このλ/4共振器における構成を本
発明の同調器における構成と比1佼すると、捷ず伝送路
の端子条件についてみると本発明の同調器においてはオ
ープン状態であるのに対して、従来のλ/4共振器にお
いてはンヨート状態であり、従って端子条件において全
く異なる構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長4の設定についてみると1本発明の同調器におい
ては同調周波数のλ/4以下に設定するものであり実際
的にばλ/16程度の非常に短いものに設定して構成す
るものであるが、従来のλ/4共振器においては厳密に
共振周波数のλ/4に設定するものであり、従って伝送
路の電気長lの設定において根本的に異なる構成である
ことも明らかである。壕だ、+14成(Cおける伝送路
の電気長召の5′己いに起因して、両者において同一の
回読1周波数もしくニ1、共振周波数に設81シても、
本発明の同調器においては小型化することができるが、
λ/4共振器においては非常に長い伝送路を設けろ必要
があり大型化する不都合があった。従来のλ/4共振器
を小型化する目的で誘電率の非常に大きな誘電体全介在
させて伝送路の長さを短縮化したものもみられるが、そ
れに用いる誘電率の高い誘電体は一般に誘電体損失−δ
が非常に大きく、従って共振器としてのQ性能が著しく
低下ずろ不都合があった。更に、誘電率の高い誘電体に
おける誘電率の温度依存性は一般に太きく、従って共振
周波数の安定性全確保することが困難である不都合もあ
った。
次に、本発明の同調器における性能の優秀v1−全明ら
かにするために、従来の同調器における性能と比較した
実験結果を示して説明する。第20図は同調周波数の7
1171度依存性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。そして第21図は共振Qの温度依存特性を測定した
実験結果を表すグラフである。第20図および第21図
において、特性(A)は本発明における同調器の温度依
存性てあり、誘電体としてアルミナセラミック拐もしく
は樹脂系プリント回路基板を使用した場合の実験結果で
ある。
かにするために、従来の同調器における性能と比較した
実験結果を示して説明する。第20図は同調周波数の7
1171度依存性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。そして第21図は共振Qの温度依存特性を測定した
実験結果を表すグラフである。第20図および第21図
において、特性(A)は本発明における同調器の温度依
存性てあり、誘電体としてアルミナセラミック拐もしく
は樹脂系プリント回路基板を使用した場合の実験結果で
ある。
一方、特性CB)は第2図において示すような、従来に
おいて最も多く用いられていた同調器における温度依存
特性1−である。これらの実験結果から、本発明の同調
器においては一般的な誘電体を用いて構成したものでも
その同調周波数は極めて安定であり、更にJ(振Qが高
く、かつ安定であることが明らかである。一方、従来の
同調器においては、インダクタを構成するフェライト材
のコアにおけろ透磁率1iとQの根本的な不安定ケ1:
%およびコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
の変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Qの安定
性を確保することが困難であった。それによって、他の
温度補償部品もしくは他の自動安定化補償回路4(τj
加して不安定性を補っていた。
おいて最も多く用いられていた同調器における温度依存
特性1−である。これらの実験結果から、本発明の同調
器においては一般的な誘電体を用いて構成したものでも
その同調周波数は極めて安定であり、更にJ(振Qが高
く、かつ安定であることが明らかである。一方、従来の
同調器においては、インダクタを構成するフェライト材
のコアにおけろ透磁率1iとQの根本的な不安定ケ1:
%およびコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
の変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Qの安定
性を確保することが困難であった。それによって、他の
温度補償部品もしくは他の自動安定化補償回路4(τj
加して不安定性を補っていた。
以上のように構成された同調器の同調周波数の調整につ
いて第11図に示す実施例全代表してその動作全説明す
る。まずインダクタは第11図(&)に示すスパイラル
形状電極89によって形成されろ。次にキャパシタは第
11図(ia)ないしくC)に示すスパイラル形状電極
89と90の間に存在する誘電体88によって発生する
分布ギヤバノタンスにJ:って形成される。次に第22
図にこの同調器の動作等価回路を示して説明する。第2
2図(a)の100はインダクタを形成するスパイラル
形状電極と等価な伝送路であり、101は100のイン
ダクタ形成電極と共に作用して分布キャパシタ102’
i形成させるスパイラル形状電極と等価な伝送路である
。ここでスパイラル形状電極IQ1のアースポイントは
インダクタを形成するスパイラル形状電極100のアー
スポイントと仁1、逆方向側に設定されているため、第
22図(b)に示すようにスパイラル形状電極101の
インダクテイブ成分は杓消されてアース面103と等価
になりインダクタのスパイラル形状電極104と対向し
て分布キャパシタ106を形成する。これを分布定数回
路で示したのが第22図(C)であり、分布インダクタ
106と分布キャパシタ107による分布定数回路を形
成する。ここでアースとなる分布キャパシタ電極108
の任意の電極部位109てカットすることにより、また
分布インダクタ106の任意の電極部位110でカット
することによって分布ギヤパ/タンス107と分布イン
ダクタンス106のそれぞれの値を任意に変化させるこ
とが白JAN比である。
いて第11図に示す実施例全代表してその動作全説明す
る。まずインダクタは第11図(&)に示すスパイラル
形状電極89によって形成されろ。次にキャパシタは第
11図(ia)ないしくC)に示すスパイラル形状電極
89と90の間に存在する誘電体88によって発生する
分布ギヤバノタンスにJ:って形成される。次に第22
図にこの同調器の動作等価回路を示して説明する。第2
2図(a)の100はインダクタを形成するスパイラル
形状電極と等価な伝送路であり、101は100のイン
ダクタ形成電極と共に作用して分布キャパシタ102’
i形成させるスパイラル形状電極と等価な伝送路である
。ここでスパイラル形状電極IQ1のアースポイントは
インダクタを形成するスパイラル形状電極100のアー
スポイントと仁1、逆方向側に設定されているため、第
22図(b)に示すようにスパイラル形状電極101の
インダクテイブ成分は杓消されてアース面103と等価
になりインダクタのスパイラル形状電極104と対向し
て分布キャパシタ106を形成する。これを分布定数回
路で示したのが第22図(C)であり、分布インダクタ
106と分布キャパシタ107による分布定数回路を形
成する。ここでアースとなる分布キャパシタ電極108
の任意の電極部位109てカットすることにより、また
分布インダクタ106の任意の電極部位110でカット
することによって分布ギヤパ/タンス107と分布イン
ダクタンス106のそれぞれの値を任意に変化させるこ
とが白JAN比である。
第22図(d)はこれ全集中定数等価回路で示したもの
で可変インダクタ111と可変キャパシタ112の並列
共振回路を形成することになる。
で可変インダクタ111と可変キャパシタ112の並列
共振回路を形成することになる。
この同調器のインダクタが有するインダクタンスはスパ
イラル形状電極の捲回数もしくは電極長さに」:って任
意に設計することができる。一方、分布キャパシタのキ
ャパシタンスは対向スるスパイラル形状電極の対向面積
と誘電体の誘電率とおよび厚みによって任意に設語する
ことができる。
イラル形状電極の捲回数もしくは電極長さに」:って任
意に設計することができる。一方、分布キャパシタのキ
ャパシタンスは対向スるスパイラル形状電極の対向面積
と誘電体の誘電率とおよび厚みによって任意に設語する
ことができる。
この分布キャパシタンスの形成についで第23図と共に
説明する。対向するスパイラル形状電極の伝送路等価長
さを4とし、この伝送路等価長さ4は使用する誘電体の
誘電率εによって定寸る波長’l’J、縮率1×5−を
考慮した動作周波数におけるλ/4長よりも短いものに
設計する。このλ/4長に対する伝送路等価長さlの割
合を任意に設a1することによりギヤパフティブリアク
タンスXc の値を任意に設計することが可能である。
説明する。対向するスパイラル形状電極の伝送路等価長
さを4とし、この伝送路等価長さ4は使用する誘電体の
誘電率εによって定寸る波長’l’J、縮率1×5−を
考慮した動作周波数におけるλ/4長よりも短いものに
設計する。このλ/4長に対する伝送路等価長さlの割
合を任意に設a1することによりギヤパフティブリアク
タンスXc の値を任意に設計することが可能である。
このギヤパ/ディプリアクタンスxc と動作周波数f
。によってキャパシタンス0 = 1/2πfoXcが
?jJられる。今との伝送路等価長さ4を伝送路等価長
さe′ にt+j縮するとキャパシティブリアクタンス
Xc はキャパシティブリアクタンスxc′に変化する
。このキャパシティブリアクタンスxc′ と動作周波
数f。によってキャパシタンスC’=1/2πfoXc
’ が得うレ、c’<cとなってキャパシタンスを可変
できる。このキャパシタンスcl有するキャパシタが第
22図(d)に示す可変ギャバイト112ど等価である
。
。によってキャパシタンス0 = 1/2πfoXcが
?jJられる。今との伝送路等価長さ4を伝送路等価長
さe′ にt+j縮するとキャパシティブリアクタンス
Xc はキャパシティブリアクタンスxc′に変化する
。このキャパシティブリアクタンスxc′ と動作周波
数f。によってキャパシタンスC’=1/2πfoXc
’ が得うレ、c’<cとなってキャパシタンスを可変
できる。このキャパシタンスcl有するキャパシタが第
22図(d)に示す可変ギャバイト112ど等価である
。
ここでアースとなるキャパシタ電極全形成するスパイラ
ル形状電極〔第11図(C)におけるスパイラル形状電
極90)の長さは、以上の説明においてインダクタ電極
全形成するスパイラル形状′1シ極〔第11図(2L)
におけるスパイラル形状電極89コと同じ長さとしたが
、第7図の実施例に4つ・いて説明したようにインダク
タ電極長さよりも短い範囲で任意の長さに設計しても良
く、寸/こインダクタ電極と対向する任意の位置に形成
しても所要の目的は達成できる。
ル形状電極〔第11図(C)におけるスパイラル形状電
極90)の長さは、以上の説明においてインダクタ電極
全形成するスパイラル形状′1シ極〔第11図(2L)
におけるスパイラル形状電極89コと同じ長さとしたが
、第7図の実施例に4つ・いて説明したようにインダク
タ電極長さよりも短い範囲で任意の長さに設計しても良
く、寸/こインダクタ電極と対向する任意の位置に形成
しても所要の目的は達成できる。
第24図、第26図、第26図、第27図に第11図に
示す実施例を代表して可変ギャノζンタとi+J変イン
ダクタの調整可変の様子金示す。第24図、第25図は
ギャバイト電極のカットによって可変キャパシタを調整
するモードの説明図であり、第24図に示すようにオー
ブン端子を起点とするカット位置1での電極長さを電極
カット量dとし、それに対する分布キャパシタンスC2
分布インダクタンスL、および自己共振周波数f。の関
係は第26図のようになる。すなわち、電極カット量d
の増大に対して分布キャパシタンスCは減少するが分布
インダクタンスLは不変である。それにしたがって自己
共振周波数f。は高くなる。一方、第26図、第27図
はインダクタ電極のカットによってriJ変インダクタ
とTI変キギヤ々ンタを同時に調整ずろモードの説明図
であり、第26図に示すようにオーブン端子を起点とす
るカット位置1ての電極長さを同じく電極カット量dと
し、それに対する分布インダグ459ギヤキャノくシタ
C1および自己共振周波数f。の関係は第27図のよう
(なる。すなわち電極カット量dの増大に対して分布イ
ンダクタンスLと分布キャパシタンスCは共に減少し、
それにしたがって自己共振周波数f。
示す実施例を代表して可変ギャノζンタとi+J変イン
ダクタの調整可変の様子金示す。第24図、第25図は
ギャバイト電極のカットによって可変キャパシタを調整
するモードの説明図であり、第24図に示すようにオー
ブン端子を起点とするカット位置1での電極長さを電極
カット量dとし、それに対する分布キャパシタンスC2
分布インダクタンスL、および自己共振周波数f。の関
係は第26図のようになる。すなわち、電極カット量d
の増大に対して分布キャパシタンスCは減少するが分布
インダクタンスLは不変である。それにしたがって自己
共振周波数f。は高くなる。一方、第26図、第27図
はインダクタ電極のカットによってriJ変インダクタ
とTI変キギヤ々ンタを同時に調整ずろモードの説明図
であり、第26図に示すようにオーブン端子を起点とす
るカット位置1ての電極長さを同じく電極カット量dと
し、それに対する分布インダグ459ギヤキャノくシタ
C1および自己共振周波数f。の関係は第27図のよう
(なる。すなわち電極カット量dの増大に対して分布イ
ンダクタンスLと分布キャパシタンスCは共に減少し、
それにしたがって自己共振周波数f。
は高くなる。
ここで電極をカットする方法としてはレーザカッター、
サンドプラスター等の調整時において同調周波数に影響
を与えない非接触カット手段を用いると良い。
サンドプラスター等の調整時において同調周波数に影響
を与えない非接触カット手段を用いると良い。
次に以上のように構成された実施例の同調器の同調周波
数を調整する別の方法について第11図に示す実施例を
代表して以下その動作を説明する。
数を調整する別の方法について第11図に示す実施例を
代表して以下その動作を説明する。
第28図(a)の113はインダクタを形成するスパイ
ラル形状電極と等価な伝送路であり、114は113の
インダクタ形成電極と共に作用して分布キャパシタ11
5全形成さぜるスパイラル形状電極と等価な伝送路であ
る。ここで、伝」4路電極114のアースポイントは任
意の電極部位116に設定されるため第28図(b)に
示すJ:うにアースポイント117から電極114のア
ース側に至る対向部のインダクデイブ成分は打消されて
アース即118と等価になりインダクタを形成する伝送
路電極119と対向して分布ギヤノくシタ120を形成
する。これを分布定数回路で示したのが第28図(C)
であり、分布インダクタ121と分布ギヤノく7タ12
2による分布定数回路を形成する。ここでアースとなる
分布ギヤノぐツタ電極123の電極4124 k任意に
調整することにより分布キャン2ンタ122の値全任意
に可変することが可能である。第28図((1)はこれ
を集中定数等価回路で示したもので、インダクタ125
と可変ギヤノよシタ126の並列共振回路を形成するこ
とになる。まブこ第29図にこの同調器の別の動作等価
回路を示して説明する。第29図(2L)の127はイ
ンダクタを形成する伝送路電極であり、任意の電極部位
128をアース端子とし、129は電極127と共に作
用して分布ギヤノ々ンタ130’iz形成する伝送路電
極である。これは第29図(b)に示すようにインダク
タとしてはアース端子f:131とする伝送路132の
みが富力することになり、伝送路132と対向する部分
のアース電極133との間の分布キャパシタ134のみ
が形成される。これを分布定数回路で示したのが第29
図(C)であり。
ラル形状電極と等価な伝送路であり、114は113の
インダクタ形成電極と共に作用して分布キャパシタ11
5全形成さぜるスパイラル形状電極と等価な伝送路であ
る。ここで、伝」4路電極114のアースポイントは任
意の電極部位116に設定されるため第28図(b)に
示すJ:うにアースポイント117から電極114のア
ース側に至る対向部のインダクデイブ成分は打消されて
アース即118と等価になりインダクタを形成する伝送
路電極119と対向して分布ギヤノくシタ120を形成
する。これを分布定数回路で示したのが第28図(C)
であり、分布インダクタ121と分布ギヤノく7タ12
2による分布定数回路を形成する。ここでアースとなる
分布ギヤノぐツタ電極123の電極4124 k任意に
調整することにより分布キャン2ンタ122の値全任意
に可変することが可能である。第28図((1)はこれ
を集中定数等価回路で示したもので、インダクタ125
と可変ギヤノよシタ126の並列共振回路を形成するこ
とになる。まブこ第29図にこの同調器の別の動作等価
回路を示して説明する。第29図(2L)の127はイ
ンダクタを形成する伝送路電極であり、任意の電極部位
128をアース端子とし、129は電極127と共に作
用して分布ギヤノ々ンタ130’iz形成する伝送路電
極である。これは第29図(b)に示すようにインダク
タとしてはアース端子f:131とする伝送路132の
みが富力することになり、伝送路132と対向する部分
のアース電極133との間の分布キャパシタ134のみ
が形成される。これを分布定数回路で示したのが第29
図(C)であり。
分布インダクタ135と分布キャパシタ136による分
布定数回路を形成する。ここでアースとなる分布インダ
クタ電極136の電極端138を任意に調整することに
より、分布インダクタ135および分布キャパシタ13
6の値を任意に同時に可変することが可能となる。第2
9図(d)はこれを集中定数等価回路で示したもので、
可変インダクタ139と可変キャパシタ140の並列共
振回路を形成することになる。
布定数回路を形成する。ここでアースとなる分布インダ
クタ電極136の電極端138を任意に調整することに
より、分布インダクタ135および分布キャパシタ13
6の値を任意に同時に可変することが可能となる。第2
9図(d)はこれを集中定数等価回路で示したもので、
可変インダクタ139と可変キャパシタ140の並列共
振回路を形成することになる。
第30図、第31図、第32図、第33図に第11図に
示す実施例を代表して可変ギヤバ7夕と可変インダクタ
の調整可変の様子を示す。第30図、第31図はギヤバ
ンク電極のアース端子位置の調整によって可変ギヤパン
タ金調整するモードの説明図であり、第30図に示すよ
うにオープン端子141を起点とするアース端子位置育
ての電極長さ全電極有効長dとし、それに対する分布ギ
ヤパンタンスC2分布インダクタンスL、および自己共
振周波数f。の関係は第31図のようになる。すなわち
、電極有効長dの増大に対して分布キャパシタンスCは
増大するが分布インダクタンスLは不変である。それに
したがって自己共振周波数f。i1i低くなる。一方、
第32図、第33図はインダクタ電極のアース端子位置
の調整によってiiJ’変インダクタと可変キャパシタ
を同時に調整するモードの説明図であり、第32図に示
すようにオーブン端子142を起点とするアース端子位
置1での電極長さを同じく電極有効長dとし、それに対
する分布インダクタ5.分布キャパシタC1および自己
共振周波数fo の関係は第33図のようになる。すな
わち電極有効長dの増大に対して分布インダクタンスL
と分布キャパシタンスCはJ(に増太し、それにしたが
って自己共振周波数f。
示す実施例を代表して可変ギヤバ7夕と可変インダクタ
の調整可変の様子を示す。第30図、第31図はギヤバ
ンク電極のアース端子位置の調整によって可変ギヤパン
タ金調整するモードの説明図であり、第30図に示すよ
うにオープン端子141を起点とするアース端子位置育
ての電極長さ全電極有効長dとし、それに対する分布ギ
ヤパンタンスC2分布インダクタンスL、および自己共
振周波数f。の関係は第31図のようになる。すなわち
、電極有効長dの増大に対して分布キャパシタンスCは
増大するが分布インダクタンスLは不変である。それに
したがって自己共振周波数f。i1i低くなる。一方、
第32図、第33図はインダクタ電極のアース端子位置
の調整によってiiJ’変インダクタと可変キャパシタ
を同時に調整するモードの説明図であり、第32図に示
すようにオーブン端子142を起点とするアース端子位
置1での電極長さを同じく電極有効長dとし、それに対
する分布インダクタ5.分布キャパシタC1および自己
共振周波数fo の関係は第33図のようになる。すな
わち電極有効長dの増大に対して分布インダクタンスL
と分布キャパシタンスCはJ(に増太し、それにしたが
って自己共振周波数f。
は低くなる。
以上に説明した構成と動作により所要の目的を達成する
ものであるが、その構成形態の有効性を他の電極構成に
した場合と簡単に比較する。可変インダクタを形成する
スパイラル形状電極は上記の説明のものと同様として、
まず可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状とせずに全面アース電極とした場合は可変
インダクタのQ性能が著しく低下して実用性はなくなる
。
ものであるが、その構成形態の有効性を他の電極構成に
した場合と簡単に比較する。可変インダクタを形成する
スパイラル形状電極は上記の説明のものと同様として、
まず可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状とせずに全面アース電極とした場合は可変
インダクタのQ性能が著しく低下して実用性はなくなる
。
次に可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状としてもアースポイントを可変インダクタ
を形成するスパイラル形状電極と同方向側に設定すると
、両者は単一の可変インダクタとしで作用するのみで分
布ギヤバンタンスヲ形成することは不可能となり所要の
目的は達成できない。
パイラル形状としてもアースポイントを可変インダクタ
を形成するスパイラル形状電極と同方向側に設定すると
、両者は単一の可変インダクタとしで作用するのみで分
布ギヤバンタンスヲ形成することは不可能となり所要の
目的は達成できない。
以上のように本実施例の特徴としてインダクタ電極をキ
ャパシタ電極と共用したこと、およびアースとなるキャ
パシタ電極のインダクタンス成分を打消したことにより
可変インダクタと可変・1′ヤパシタの一体化を実現し
ている。
ャパシタ電極と共用したこと、およびアースとなるキャ
パシタ電極のインダクタンス成分を打消したことにより
可変インダクタと可変・1′ヤパシタの一体化を実現し
ている。
次に本発明の実施例の同調器の全体について第11図に
示す実施例の同調益金代表してそれに電圧可変キャパシ
タを接続する方法について図面を参照しながら説明する
。
示す実施例の同調益金代表してそれに電圧可変キャパシ
タを接続する方法について図面を参照しながら説明する
。
第34図は本発明の一実施例における同調器全体の構成
について示す(対向設置する電極は図示ぜす、以下第3
5図においでも同様。)ものである。誘電体基板143
に設置されたスパイラル形状電極144(インダクタを
形成するものもしくはキャパシタを形成するものいずれ
でもよい。以下第35図においても同様。)のアース端
子145とスパイラル形状電極144の任意の電極部位
146との間に電圧可変キャパシタ147のアノードが
それぞれ接続される。148は電圧可変キA・バッタ1
47の共通カソードとなる電圧制萌jグ1,1子である
。
について示す(対向設置する電極は図示ぜす、以下第3
5図においでも同様。)ものである。誘電体基板143
に設置されたスパイラル形状電極144(インダクタを
形成するものもしくはキャパシタを形成するものいずれ
でもよい。以下第35図においても同様。)のアース端
子145とスパイラル形状電極144の任意の電極部位
146との間に電圧可変キャパシタ147のアノードが
それぞれ接続される。148は電圧可変キA・バッタ1
47の共通カソードとなる電圧制萌jグ1,1子である
。
第36図は本発明の他の実施例における同調器全体の構
成を示すものである。誘電体基板149に設置されたス
パイラル形状電極150のアース端子161とオープン
端子1520間に電圧n]変キャパシタ163のアノー
ドがそれぞれ接続されろ。164は電圧可変キャパシタ
153の共通カソードとなる電圧制(財)端子である。
成を示すものである。誘電体基板149に設置されたス
パイラル形状電極150のアース端子161とオープン
端子1520間に電圧n]変キャパシタ163のアノー
ドがそれぞれ接続されろ。164は電圧可変キャパシタ
153の共通カソードとなる電圧制(財)端子である。
第34図、第36図におけろ実施例の同調益金、体の構
成についてはいうまでもなく可変インダクタと可変キャ
パシタおよび電圧可変キャパシタはそれぞれリード接続
回路導体を皆無かもしくは極短小経路で接続することを
実現している。
成についてはいうまでもなく可変インダクタと可変キャ
パシタおよび電圧可変キャパシタはそれぞれリード接続
回路導体を皆無かもしくは極短小経路で接続することを
実現している。
第34図、第36図の実施例においては電圧可変キャパ
シタ147,153としてツインタイプのものを用いた
が、いう壕でもなくノングルタイブのものを用いた場合
でも電圧制(財)端子となるカソードとそれが接続され
る可変インダクタもしくは8J変ギヤパシタとなる電極
の間に直流電圧阻止用のキャパシタを設置して接続する
(図示ぜず)ようにすればよい。
シタ147,153としてツインタイプのものを用いた
が、いう壕でもなくノングルタイブのものを用いた場合
でも電圧制(財)端子となるカソードとそれが接続され
る可変インダクタもしくは8J変ギヤパシタとなる電極
の間に直流電圧阻止用のキャパシタを設置して接続する
(図示ぜず)ようにすればよい。
発明の効果
以上の説明から明らかなように本発明はギヤバイト電極
と共用したインダクタ電極を誘電体を介してイングクタ
成分全打消したアースとなるギヤバイト電極と対向設置
したそれぞれの電極のうち一方もしくは両方の電極の任
意の電極部位金カットもしくはアース端子位置に設定す
ることによって可変インダクタと可変キャパシタを形成
し、更−・K対向設置するいずれかの電極のアース端子
と任意の電極部位の間に直接もしくは極短い経路で電[
[可変キャパシタを接続するように構成しているので (1:) 1iiiインダクタとn3変キヤ・くンタお
よび’7[(E可変キャパシタそれぞれを接続リード回
路導体を皆無にしてかもしくは極短い経路で接続するこ
とができる。
と共用したインダクタ電極を誘電体を介してイングクタ
成分全打消したアースとなるギヤバイト電極と対向設置
したそれぞれの電極のうち一方もしくは両方の電極の任
意の電極部位金カットもしくはアース端子位置に設定す
ることによって可変インダクタと可変キャパシタを形成
し、更−・K対向設置するいずれかの電極のアース端子
と任意の電極部位の間に直接もしくは極短い経路で電[
[可変キャパシタを接続するように構成しているので (1:) 1iiiインダクタとn3変キヤ・くンタお
よび’7[(E可変キャパシタそれぞれを接続リード回
路導体を皆無にしてかもしくは極短い経路で接続するこ
とができる。
それにより
■ 同調器内に不要なレジスタンス成分が介入すること
がなくなり、同調Qt内向上ることができる。
がなくなり、同調Qt内向上ることができる。
更に
■ リードインダクタンスやストレーキN〕くンタの影
響がなくなり同調器の回路動作が極めて安定になる。
響がなくなり同調器の回路動作が極めて安定になる。
一方
■ 簡単な構成で同調器全体を超薄型、小型の一体化モ
ジュールとして形成できるかもしくは誘電体回路基板中
に組み込んで一体形成できる。
ジュールとして形成できるかもしくは誘電体回路基板中
に組み込んで一体形成できる。
(5)調整後の同調器は機械的可動部が皆無となるため
機械的振動による同調周波数のずれを極めて小さくでき
る。
機械的振動による同調周波数のずれを極めて小さくでき
る。
■ 同調器の電極が他の回路要素の回路と同時に一括形
成することが可能であり、部品点数が削減でき%才だ製
造の合理化やコストダウンが実現できる。
成することが可能であり、部品点数が削減でき%才だ製
造の合理化やコストダウンが実現できる。
■ 同調器の同調周波数調整に電極カット法を用いる場
合には非接触調整手段を用いることができるので、同調
周波数に影響を与えずに調整処理ができる。
合には非接触調整手段を用いることができるので、同調
周波数に影響を与えずに調整処理ができる。
■ 丑だアース端子位置調整法を用いる場合には電極の
非破壊調整手段を用いることができるので同調器の同調
周波数をくり返し−に下調整処理ができる。
非破壊調整手段を用いることができるので同調器の同調
周波数をくり返し−に下調整処理ができる。
という優れた効果が得られる。
さらに同調器内の可変インダクタンスと可変キャパシタ
ンスのそれぞれの初期値の設計は電極・ζターンの簡単
なアートワークに依存し、同調装置の設計の自由度が向
上すると共に定数の修正対応砿、容易である。
ンスのそれぞれの初期値の設計は電極・ζターンの簡単
なアートワークに依存し、同調装置の設計の自由度が向
上すると共に定数の修正対応砿、容易である。
才だ同調器の電極導体の一部は多層回路基板の中間層に
も形成可能であり、同調装置の実装設計における白山度
金折び(することができる。
も形成可能であり、同調装置の実装設計における白山度
金折び(することができる。
4、図面の簡?1′J−な1i52明
第1同第1本的な同調器の回路図、第2図は従″A(の
同調器の構成図、第3図は他の従来の同調器の構成図、
第4図ないし第13図は実施例におけろ同調器の構成図
でありそれぞれにおいて(a)は表面図、(b)は側面
図および(0)は裏面図、第14図<s−>〜(g)2
第15図(&)j (b)および第16図は同同調器の
動作原理を示す説明図、第17図(&)〜(d)、第1
8図(a)I (b)、第19図は従来の同調器におけ
る動作原理を示す説明図、第20図、第21図は本発明
の同調装置に用いる同調器と、従来の同調器の温度変化
に対する同調周波数ど共振Qの!1冒生国、第22図(
2L)〜(d)は本発明の同調装置に用いる同調器の同
調周波数調整法を説明するだめの等価回路図、第23図
は同同調器の伝送路長とりアクタンスの関係を示す特性
図、第24図〜第27図は同同調器の可変キャパシタと
可変インダクタの調整可変の様子を示す説明図、第28
図(a)〜(d)、第29図e)〜(d)は同同調器の
他の同調周波数調整法を説明するだめの等価回路図、第
30図〜第33図は同同調器の可変キャパシタと可変イ
ンダクタの調整可変の様子を示す説明図、第34図、第
35図−1それぞれ本発明の実施例における同調器の斜
視図である。
同調器の構成図、第3図は他の従来の同調器の構成図、
第4図ないし第13図は実施例におけろ同調器の構成図
でありそれぞれにおいて(a)は表面図、(b)は側面
図および(0)は裏面図、第14図<s−>〜(g)2
第15図(&)j (b)および第16図は同同調器の
動作原理を示す説明図、第17図(&)〜(d)、第1
8図(a)I (b)、第19図は従来の同調器におけ
る動作原理を示す説明図、第20図、第21図は本発明
の同調装置に用いる同調器と、従来の同調器の温度変化
に対する同調周波数ど共振Qの!1冒生国、第22図(
2L)〜(d)は本発明の同調装置に用いる同調器の同
調周波数調整法を説明するだめの等価回路図、第23図
は同同調器の伝送路長とりアクタンスの関係を示す特性
図、第24図〜第27図は同同調器の可変キャパシタと
可変インダクタの調整可変の様子を示す説明図、第28
図(a)〜(d)、第29図e)〜(d)は同同調器の
他の同調周波数調整法を説明するだめの等価回路図、第
30図〜第33図は同同調器の可変キャパシタと可変イ
ンダクタの調整可変の様子を示す説明図、第34図、第
35図−1それぞれ本発明の実施例における同調器の斜
視図である。
55+ ら2,69,76.79,82,86゜8B、
9L 941 143,149−・・誘電体基板、56
157+ 63 + 64 HγQ、71,77゜78
.80,81.83+ 84.86,87,89゜90
.92,93,95,96,144,160・・・・・
・可変インダクタ用もしくは可変キャパシタ用電極、1
47,153・・・・電圧rjJ変ギヤパンク。
9L 941 143,149−・・誘電体基板、56
157+ 63 + 64 HγQ、71,77゜78
.80,81.83+ 84.86,87,89゜90
.92,93,95,96,144,160・・・・・
・可変インダクタ用もしくは可変キャパシタ用電極、1
47,153・・・・電圧rjJ変ギヤパンク。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第1
図 第2図 ’/b 第3図 2b 第4図 ((1) (b) <C) 第5図 (の Cb) (C,) (aン <b) (C;) 第7図 CQ) (b) (C) 第8図 (Q) (+)) Ce−) 第9図 (α) (b) (の ffllo図 CQ) (b) 、(C) 第11図 第12図 ((1) Cb) (C) (α) 、 (b) (C) 第14図 第14図 ン79 第15図 第16図 □伝医路霞菟長f 11i17図 @IB図 92 第19図 (/−K) 2’/4 @20図 第21図 第22図 第23図 第24図 第25図 第26図 第27図 第28図 第29図 (C) (d) 第30図 41 第31図 →t、独肩効長d 第32図 第33図 一電棟舷長d ′
図 第2図 ’/b 第3図 2b 第4図 ((1) (b) <C) 第5図 (の Cb) (C,) (aン <b) (C;) 第7図 CQ) (b) (C) 第8図 (Q) (+)) Ce−) 第9図 (α) (b) (の ffllo図 CQ) (b) 、(C) 第11図 第12図 ((1) Cb) (C) (α) 、 (b) (C) 第14図 第14図 ン79 第15図 第16図 □伝医路霞菟長f 11i17図 @IB図 92 第19図 (/−K) 2’/4 @20図 第21図 第22図 第23図 第24図 第25図 第26図 第27図 第28図 第29図 (C) (d) 第30図 41 第31図 →t、独肩効長d 第32図 第33図 一電棟舷長d ′
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 (1)、誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体
の表面で並設するそれぞれの電極においてアースに接続
される端子が互いに逆方向側となるように設定され、上
記それぞれの電極におけるいずれか任意の片(1111
の電極に対してアースに接続される端子と上記任意の片
側の電極における任意の位置との間に可変リアクタンス
素子を接続したこと全特徴とする同調器。 (2) +1変りアクタンス素子がその可変リアクタン
ス素子が接続された電極もしくは他の電極と交差して橋
絡接続される特許請求の範囲第1項記載の同調器。 (3)電極どじで少なくとも一個所以上の任意の屈曲角
もしくは屈曲率および任意の屈曲方向金子ずJl)(曲
部を有するものを用いた特許請求の範囲第1項ないし第
2項のいずれかに記載の同調器。 (4)電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
特許請求の範囲第1項ないし第2項のいずれかに記載の
同調器。 (+5)一方の電極における長さを他方のitu極にお
ける長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で
対向設置もしくは並設させた特8′1請求の範囲第1項
ないし第4項のいずれかに記載の同調器。 (6)誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
許請求の範囲第1項ないし第5項のいずれかに記載の同
調器。 (7)円筒形状もしくは角筒形状の誘電体におけろ内周
部および/もしくは外周部においてそれぞれの電極全設
置した特許請求の範囲 し第6項のいずれかに記載の同iU.’.] 87。 (8)電極それぞれにおいてアースに接続される端子を
,アースと接続せずに共通端子とし/ζ特許請求の範囲
第1項ないし第7項のいずれかに記載の同調器。 (9) fE意の片方もしくは両方の電極における任意
の電極部分を切開して可変同調周波数範囲を任意に設定
器(財)する特許請求の範囲第1項ないし第8項のいず
れかに記載の同調器。 (1o)任意の片方もしくは両方の電極における任意の
電極部位をアースに接続する端子に設定して(11)非
接触切開手段により電極を任意に切開する’l’!1’
N’l’ 請求の範囲第9項に記載の同調器。 (12)可変リアクタンス素子として電圧可変ギヤパン
タンスダイオードを用いた特許請求の範囲第1項ないし
第11項のいずれかに記載の同調器。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14154183A JPS6032406A (ja) | 1983-08-02 | 1983-08-02 | 可変同調器 |
US06/627,727 US4614925A (en) | 1983-07-05 | 1984-07-03 | Resonator filters on dielectric substrates |
DE8484304606T DE3474890D1 (en) | 1983-07-05 | 1984-07-05 | Resonator filters on dielectric substrates |
EP84304606A EP0132088B1 (en) | 1983-07-05 | 1984-07-05 | Resonator filters on dielectric substrates |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14154183A JPS6032406A (ja) | 1983-08-02 | 1983-08-02 | 可変同調器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6032406A true JPS6032406A (ja) | 1985-02-19 |
JPH0582763B2 JPH0582763B2 (ja) | 1993-11-22 |
Family
ID=15294366
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14154183A Granted JPS6032406A (ja) | 1983-07-05 | 1983-08-02 | 可変同調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6032406A (ja) |
-
1983
- 1983-08-02 JP JP14154183A patent/JPS6032406A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0582763B2 (ja) | 1993-11-22 |
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