JPS6033725A - 同調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチューナおよびパー
ソナル無線の送信機や受信機、その他通信機全般に用い
ることができる同調装置に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、希望する電波を選択する同調装置の性能
においては高力同調精度、安定性および信頼性の要求が
高まっている。一方、それら受信機、送信機や通信機の
製造コストの低減も大きな課題であり、特に合理化が困
難な高周波部の周波数選択回路について抜本的な技術開
発が必要とされている。

以下図面を参照にしながら従来の同調装置について説明
する。第１図は従来の同調装置の回路図であり１は同調
コイル、２はトリマキャパシタ、３ば重圧ｉコＪ変キャ
パシタンスダイオードでありそれぞれによって同調回路
４を構成していた。電圧可変キャパシタンスダイオード
３には交流信号阻止用の抵抗５を介して直流電源６の電
圧がポテンシオメータ７によって可変分圧された電工が
供給されていた。

更に第２図は第１図における同調回路４に対する従来の
部品構成図であり８は同調コイル、９はトリマキャパシ
タ、１ｏは電圧可変キャパシタンスダイオードでありそ
れぞれは回路導体１１および１２で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては■　インダ
クタ部品およびキャパシタ部品は他の高周波部品と比較
してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と薄
型化を阻害している。

■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、またフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であり同調周波数の
変動が大きい。

■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそれぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続されている
ためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多く
発生して回路動作が不安定である。

路であるため部品点数の削減や製造の合理化に限界があ
る。

更に ■　市川可変キャパシタンスダイオードに対する制御電
圧が不安定であり、したがって同調精度が著しく劣化す
る。

■　制御系の構成技術として産業界の大勢傾向であるデ
ィジタル化とＬＳＩ化に対応することができず、同調装
置およびそれを用いる機器の高度な多機能制御を実現す
ることができない。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品を一体
化構成した同調回路ブロックを実現すると共にディジタ
ル信号によって一体化構成した同調回路ブロックを含む
同調器の同調周波数を制菌可能にすることにあり、それ
によって同調回路ブロックの形態を超薄型で小型化し、
更に機械的振動に対しても安定で、同調周波数の同調精
度を向リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、ま
だ部品点数を削減して製造工程“の合理化を可能に一ノ
ーることである。

発明の構成 本発明の同調装置は誘電体を介してもしくは誘電体の表
面で対向設置される電極それぞれのアース端子を互いに
逆方向側となるように設定して上記それぞれの電極のう
ち任意の片方電極のオープン端子に電圧可変リアクタン
ス素子を接続し、Ｄ−Ａコンバータよりなる制御部に同
調制御コードを入力すると共にその制御部のアナログ出
力電圧をＥ起電圧可変りアクタンス素子に供給するよう
に構成したものであり、これにより相対向する電極間で
一方の電極が分布インダクタとして作用し、またこの電
極と他方の電極が対向することによって先端オーブンの
分布定数回路を形成し、発生する負リアクタンスによる
分布キャパシタを実現し、上記の分布インダクタと並列
に作用させることを基本とする同調回路であり、この同
調回路に接続する電圧可変リアクタンスの制御電圧とし
てＤ−Ａコンバータの出力電圧を用いることによって同
調１１ｔｌｌ　ｍ信号であるディジタルコードを設定し
て同調周波数を可変制御するように作用させるものであ
る。

実施例の説明 次に本発明の同調装置に用いる同調器の動作原理を説明
する。

以上のように構成された本実施例の同調器について以下
その動作を説明する。

第３図（、）〜（ｑ）は本発明の同調器における動作を
説明するだめの等何回路である。第３図体）において、
電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆方向側に設定し
たそれぞれの伝送路電極２７０，２７１によって形成さ
れる伝送路に対して、電圧ｅを発生する信号源２７２が
伝送路電極２７０に接続されて信号を供給するものとす
る。そして、それによって伝送路電極２７０の先端にお
けるオープン端子には進行波電圧ｅＡが励起されるもの
とする。

一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極２７０に近
接して対向設置もしくは並設されているので、相互誘導
作用によって電圧が誘起される。その伝送路電極２７１
の先端におけるオープン端子に誘起される進行波電圧を
ｅＢとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対し
て逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡお
よびＱＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝
送路電極２７０および２７１より成る伝送路において電
圧定在波を形成することになる。ここで伝送路電極２７
０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数を
Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１における電
圧分布係数は（１−Ｋ　）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差Ｖをめると Ｖ　＝　Ｋ　ｅｐ、（Ｉ　Ｋ　）　ＱＢ　・・・−・（
１）で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送　
。

終電極２７０および２７１が同じ電気長ｌであるとする
と ｅ　Ｂ　−−ｅＡ　・・・・（２） となり、それによって第１式における電位差■は■＝Ｋ
ｅＡ＋（１−Ｋ）ｅＡ −ｅＡ　・・・（３） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差■を発生さぜること
ができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極ｒｌＪ
　Ｗを有する−ものとしく電極の厚みは薄いものとする
）、さらに誘電率ε８を有する誘電体を介して間隔ｄ　
対向されているものとする。この場合における伝送路の
単位長当りに形成するキャパシタンスＣＯは であり、故に となる。

従って、第３図（ａ）　Ｋ示す伝送路は、第３図山）に
示すような単位長当りにおいて第６式で捷るＣ８の分布
キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。

また、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１
における電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は
、上記において述べたように互いだ逆位相関係にあるの
で、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動
作することになる。これによって第３図（ｃ）　Ｋ示す
ような、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源２７４によっ
て平衡モードで励起される伝送路電極２７５および２７
６によって形成される平衡モード伝送路と等価になる。

いうまでもなくその電気長は第３図（ａ）において示し
たもとの電気長ｌと同じである。さらに、この平衡モー
ド伝送路は第３図（ｄ）に示すように、伝送路の分布イ
ンダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生する集
中インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダク
タ２７７および２７８と分布キャパシタ２７３よりなる
分布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長ｌとの関係について説明する。

第４図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における単
位長当りの特性インピーダンスＺ○は、第４図（ｂ）に
示す等価回路で表わすことができる。その特性インピー
ダンスＺ○は一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第８式に示す特
性インピーダンスＺＱを用いる。第８式におけるキャパ
シタンスＣ○は第６式においてめた伝送路における単位
当りのキャパシタンスｃｏと同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンスＺ（）
　（ｄ、キャパシタンスＣＱの関数であり、それは捷だ
キャパシタＣｏに関与する誘電体の誘電率ε８゜伝送路
電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの
関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺＯで、その電気長がｌであり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の鼓１１子に発生する等価リ
アクタンスＸば Ｘ　＝　−Ｚ（）　ｃｏｔθ　−−（９）で表わすこと
ができる。ここで であり、特に θ＝０〜− ・・・　（１１） ０−π〜−π の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ・・・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。しだがっ
て伝送路の電気長ｌによってθが第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長ｌをλ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣｉ で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長での設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
帳について図に表わしたものが第６図である。第５図で
は、先端がオープン状態の伝送路において、その電気長
ｌの変化に従って端子に発生する等価リアクタンスＸが
変化する様子を表わしている。第５図から明らかなよう
に、伝送路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜４
λ／３などにおけるような場合には負の端子リアクタン
スを形成することが可能であり、すなわち等価的にキャ
パシタを形成することができる。さらに、負の端子リア
クタンスを発生させる条件において、伝送路の電気長ｅ
を任意に設定することによって、キャパシタンスＣを任
意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第５図（ｅ
）において示す集中定数キャパシタ２７９として等価的
に置換することができる。そして、伝送路に存在する分
布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発生
する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成さ
れるインダクタは、集中定数インダクタ２８０として等
価的に置換することができる。そして、仮想的な平衡信
号源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを、
もとの第３図（、）において示しだ状態と等価的と同じ
になるように置換すれば、第３図（１）に示すようにな
る。この第３図（ｆ）においてアース端子を共通化して
表わすと、明らかに最終的には第３図（ｑ）において示
すように、集中定数キャパシタ２７９および集中定数イ
ンダクタ２８０より成る並列共振回路と等価になり、同
’ＪＭ　２Ｇを実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路溝酸による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。そノ′シによって本発明による同調
器との差異を明確にすると共に、本発明における同調器
の新規性を明らかにする。

第６図は、伝送路電極として例えば本発明における同調
器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端子
が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の動
作を示すものである。第６図（ａ）において伝送路電極
２８１および２８２よシなる先端オープンの伝送路が、
電圧ｅを発生するｔ。

信号源２８３によってドライブされているものとする。

それによって伝送路電極２８１の先端におけるオープン
端子には定在波電圧ｅＡが励起され、それと対向設置も
しくは並設される伝送路電極２８２の先端におけるオー
プン端子には定在波電圧ｅＢが誘起されるものとする。

ここで、それぞれの伝送路電極２８１および２８２のア
ース端子は互いに同方向側に設定されているので、それ
ぞれの定在波電圧ｅＡとＱＢは互いに同位相となる。

従がって、伝送路電極２８１および２８２におけるそれ
ぞれの電圧分布係数は同じＫを有することになる。それ
によって伝送路電極が対向する任意の部分における電位
差Ｖは ｖ−ＫｅＡ−ＫｅＢ　・・・（１４） となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１および２
８２の電気長が同じ長さであるとｅｐ、　＝　ｅ　Ｂ　
−−−−（１５）となり、それによって第１４式におけ
る電位差■は Ｖ＝ＫｅＡ−ＫｅＡ＝Ｏ−（１６） となる。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位
差が発生しないことになる。第６図（ａ）における信号
源２８３を伝送路端に置換設定したものが第６図（ｂ）
であり、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４を設置
したことと等価に左る。そしてこの等価回路においては
互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみであ
る。つまりこれは第６図（Ｃ）に示すように、等価的に
単なる一本の伝送路電極２８５が存在する場合と同一で
あることは明らかである。そして、信号源２８３および
アース端子を第６図（−）に示したようにもとの回路に
等価置換することにより第６図（ｄ）に示すようになる
。

つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲
形状により発生する集中インダクタ成分それぞれより成
る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを形成するだ
けである。以上より明らかなように、インダクタと並列
にキャパシタを形成することができないので、目的とす
る並列共振回路の同１稠器は実現することができない。

第７図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同調
器におけるものと同じもので形成し／ζ一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第７図（ａ）において伝送路
電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、電
圧ｅを発生する信号源２８９によってドライブされ、伝
送路の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅＡが励
起されるものとし、その電圧分布係数にとする。

一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋを
有する定在波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、伝
送路電極２８７とアース電極２８８が対向する任意の部
分における電位差■はＶ　＝　ＫｅＡ−ＫｅＢ　−−（
１７）で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波型１１ｅＢは一様にアース電位（零電位）であ
り ｅ　Ｂ　＝　Ｏ・・・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差ＶばＶ　＝　Ｋ　ｅ　Ａ−
・−・（１９） となる。これによって、伝送路電極２８７とアース電極
２８８の間に分布キャパシタを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７はアース電極２８
８と近接して対向しているため、相互誘導作用によって
伝送路電極２８７における画先端がほとんどンヨート状
態になったものと等価になる。そのため伝送路電極２８
７におけるインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させる
ことになる。すなわち、このマイクロストリップライン
は第７図中）に示すように等価損失抵抗２９０を含む集
中定数インダクタ２９１および集中定数キャパシタ２９
２それぞれより成る並列共振回路を形成する。ここで等
価損失抵抗２９０は実際には相当大きな抵抗値を有する
ものになるため、共振回路における損失が非常に大きく
なる。従って、同調器としては明らかにＱ性能が非常に
低下したものしか実現できず、実際的知は実用に適する
ものではない。

第８図は従来において最も多く使用されているλ／４共
振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件お
よび伝送路の長さの設定と、更にアースの設定における
それぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示す
ものである。第８図におりて平衡モード伝送路電極２９
３および２９４法　その電気長ｌが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされてい
る。

そして電圧ｅを発生する平衡信号源２９５によって、そ
れぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブされている
ものとする。アース端子は平衡信号源２９６の中性点に
設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの端子にア
ースを設定するものではない。この場合における伝送路
の端子に発生する等価的な端子リアクタンスＸは、伝送
路の特性インピーダンスをＺｏとすると Ｘ　＝　Ｚ（、ｔａｎθ　−＝−（２０）となる。ここ
で特性インピーダンスＺ○は第８式においで示したもの
と同じものであり、まだθについても第１０式において
示したものと同じものである。この共振器では伝送路の
電気長４をｅ−λ／４　・・・・（２１） としているので θ＝π／２　・・−・・（２２） である。従って第２ｏ式における端子リアクタンスＸは Ｘ＝Ｚ（）ｔａｎ−＝ＯＯ・−・申（２３）となり、等
価的に並列共振特性を得ることができるものである。し
かしながら、とのλ／４共振器における構成を本発明の
同調器における構成と比較すると、まず伝送路の端子条
件についてみると本発明の同調器においてはオープン状
態であるのに対して、従来のλ／４共振器においてはン
ヨート状態であり、従って端子条件において全く異なる
構成であることが明らかである。更に伝送路の電気長ｌ
の設定についてみると、本発明の同調器においては同調
周波数のλ／４以下に設定するものであり実際的てはλ
／１６程度の非常に短いものに設定して構成するもので
あるが、従来のλ／４共振器においては厳密に共振周波
数のλ／４　に設定するものであり、従って伝送路の電
気長ｌの設定において根本的に異なる構成であることも
明らかである。まだ、構成における伝送路の電気長ｌの
異いに起因して、両者において同一の同調周波数もしく
は共振周波数に設計しても、本発明の同調器においては
小型化することができるが、λ／４共振器においては非
常に長い伝送路を設ける必要があり大型化する不都合が
あった。従来のλ／４共１辰器を小型化する目的で誘眠
率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の長さを短
縮化したものもみられるが、それに用いる誘電率の高い
誘電体は一般に誘電体損失ｔａｎδが非常に大きく、従
って共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都合があ
った。更に、誘電率の高い誘電体における誘電率の温度
依存性は一般に犬きく、従って共振周波数の安定性を確
保することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第９図は同調周波数の温度依存
性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第１
０図は共振Ｑの諦度依存特性を測定した実験結果を表す
グラフである。

第９図および第１０図において、特性（Ａ）は本発明に
おける同調器の温度依存性であり、誘電体としてアルミ
ナセラミック材もしくは樹脂系プリント回路基板を使用
した場合の実験結果である。一方、特１ａｉ（Ｂ）は第
２図において示すような、従来において最も多く用いら
れていた同％　ｉ５における温度依存特性である。これ
らの実験結果から、本発明の同調器においては一般的な
誘電体を用いて構成したものでもその同調周波数は極め
て安定であり、更に共ＩＨＱが高く、かつ安定であるこ
とが明らかである。一方、従来の同調器においては、イ
ンダクタを構成するフェライト材のコアにおける透磁率
μとＱの根本的な不安定性、およびコイル部分の膨張と
収縮によるインダクタンスの変化がそれぞれ原因して、
同調周波数と共振Ｑの安定性を確保することが困難であ
った。それによって、他の温度補償部品もしくは他の自
動安定化補償回路を付加して不安定性を補っていた。

次に本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第１１図は本発明の実施例における同調装置の構成回路
図を示すものである。１３は分布インダクタとして作用
する伝送路電極であり、１４は伝送路電極１３に対し誘
電体（図示せず）を介して対向設置され分布キャパシタ
を発生させる伝送路電極である。それぞｆＬの伝送路電
極１３と１４のアースは互いだ逆方向側に設定されるこ
とによってインダクタとキャパシタの並列回路１５を形
成する。伝送路電極１３のオープン端子１３ａ　には直
圧可変キャパシタンスダイオード１６が接続されて同調
器１７を構成する。電圧可変キャパシタを介してＤ−Ａ
コンバータ１９のアナログ出力電圧が供給される。Ｄ−
Ａコンバータ１９０入カ端子２０には同調制卸用のディ
ジタル信号コードが入力さえしる。

第１２図は本発明の他の実施例における同調装置の１１
４成回路図を示すものである。１７は前記第１１図にお
いて説明したものと同じ同調器であり、ＷｌｌＣｍ抗１
８およびＤ−Ａコンバータ１９の接続構成も前記第１１
図にお−で説明したものと同じである。一方Ｄ−Ａコン
バータの入力端子２０にはラッチもしくはＲＡＭもしく
はＲＯＭよりなるディジタル信号処理器２１の出力が供
給される。

このディジタル信号処理器２１は入力端子２２に入力さ
り、る同調制卸用のディジタル１言号コードを記憶した
り別のディジタル信号コードに変換するように作用する
。

第１３図は本発明の他の実施列における同調装置の構成
回路図を示すものである。１７なりし２２は前記第１２
図において説明したものと同じ構成子２２にはコード変
換器２３の出力が供給される。

このコード変換器２３は入力端子２４に入力される同調
制御用のシリアル形式ディジタル信号コードをパラレル
形式ディジタル信号コードに変換するように作用する。

第１４図ないし第２１図は前記第１１図ないし第１３図
で説明したインダクタとキャパシタの並列回路１５の実
施例を示すものである。第１４図において（、）は表面
図、（ｂ）ｉ−１：側面図、（Ｃ）は裏面図を示す。（
以下第１６図ないし第２１図において同様）第１４図に
おいて１００は誘電体基板であり、１０１と１０２は分
布定数回路を形成して分布インダクタと分布キャパシタ
を実現する電極である。

電極１０１と１０２のアース端子の設定は第１４図に示
すように対向する電極相互において任意の逆方向側とな
るようにする。（以下第１６図ないし第２１図において
同様）第１４図（、）に示すＡ側。

Ｂと第１１図（Ｃ）に示すＡ側、Ｂがそれぞれ対応する
。（以下第１６図ないし第２１図において同様）第１５
図においては誘電体基板１０３を介して１個所の屈曲部
を有する電極１０４と１０５がそれぞれ対向設置されて
いる。

第１６図においては誘電体基板１０６を介して複数個所
の屈曲部を有する電極１０７と１０８がそれぞれ対向設
置されている。

第１７図においては誘電体基板１０９を介してメアンダ
形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向設置されてい
る。

第１８図においては誘電体基板１１２を介してスパイラ
ル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ対向設置されて
いる。

第１９図においては誘電体基板１１５の表面に電極１１
６と１１７がそれぞ′ＦＬｉｔ−ＩＩＩ方対向して設置
されている。

第２０図においては誘電体基板１１８の内部に電極１１
９と１２０がそれぞれ対向設置されている。

第２１図においては誘電体基板１２１の内部に電極１２
２が設置され、誘電体基板１２１０表面に電極１２３が
設置されそれぞれの電極１２２と１２３が対向している
。

以上第１４図ないし第２１図の実施例において対向設置
される電極それぞれは同一形状の全面完全対向としだが
、任意の片方電極が他方成極と比較して等測長さが異な
っていても、また相方電極が部分的に対向するようにし
ても実現できる。また第１９図ないし第２１図における
実施例に用いる電極それぞれの形状は第１５図ないし第
１８図に示す実施例で示したものを用いても実現するこ
とができる。

以上のように構成された本実施例の同調装置に用いる同
調器について以下その動作を説明する。

第２２図に同調器の動作等価回路を示す。第２２図（ａ
）において誘電体（図示せず）を介して対向設置される
電極１２４と１２５のアースは互いに逆方向側に設定さ
れると共に電極１２４のオープン端子１２６には電圧可
変キャパシタンス素子１２了が接続されるようにして基
本回路を形成する。今ここでオープン端子１２６に交流
信号を印加する動向に設定されているためそれぞれの電
極１２４と１２５にドライブされる交流電流は互いだ逆
位相となり、これによって′電極１２４と１２５の間に
は分布キャパシタンスを発生させることができる。この
様子を示しだのが第２２図（ｂ）であり分布キャパシタ
１２８が形成されると共に第２２図（ａ）に示す電極１
２５のインダクティブ成分が打消されてアース面１２９
と等価になる。電極１２４には分布インダクタンスが存
在して第２２図（Ｃ）　Ｋ示すように分布インダクタ１
３０を形成すると共に分布キャパシタ１２８とにより分
布定数回路を構成する。これを集中定数回路に等価変換
するとインダクタ１３１とキャパシタ１３２および電圧
可変キャパシタンス素子１２７それぞれの並列共振回路
を構成するようになる。そして電圧可変キャパ／タンス
素子１２７０制御端子１３３に印加する同調側脚を圧を
変化させることによってこの同調器の同調周波数を可変
制菌することができる。

以上のように構成された同調器を含む本発明のｒＪフ＋
Ｊ、−７７−１＋　Ｉ＋−ｂ　＋↓マ１５　ａＷ　Ｔｈ
　部Ｍ　、４ムｌ１ｒ−＋ｆハｌ−イ竺り。Ｋ７１に示
すものを代表して以下に説明する。入力端子２４に供給
されるシリアル形式ディジタル信号コードによる同調制
御信号はコード変換器２３によってパラレル形式ディジ
タル信号コードに変換させてディジタル信号処理器２１
に入力される。このディジタル信号処理器２１としてラ
ッチを用いた場合はそれに入力されるディジタル信号コ
ードはそのままで一時記憶され、ＲＡＭもしくはＲＯｌ
ｖｌＩを用いた場合はあらかじめ書込捷れた記憶内容に
従ってディジタル信号コードは任意に変換される。

そのいずれかによって処理されたディジタル信号コード
はＤ−Ａコンバータに供給されてそのディジタル信号コ
ードに応じたアナログ出力電圧を得ると共にそのアナロ
グ出力電圧は電圧可変キャパシタンス素子１６に供給さ
れる。このようにして入力端子２４に入力するシリアル
形式ディジタル信号コードを変化させることにより、そ
れに対応させて同調器１７の同調周波数を可変設定する
ことができる。第１１図の実施例における同調装置はＤ
−Ａコンバータ１９の入力端子２Ｑに直接パラレル形式
ディジタル信号コードを供給するものであり、また第１
２図の実施例における同調装置はディジタル信号処理器
２１の入力端子２２に直接パラレル形式ディジタル信号
コードを供給するものである。第１１図ないし第１３図
に示す実施例の同調装置はいずれもディジタル信号コー
ドによって同、凋器１７の同調周波数を可変設定するよ
うに動作するものである。ここで第１１図ないし第１３
図の実施例の同調装置における同調器の電極１４の所要
部分をカットすることによって分布キャパシタンスを可
変設定することが可能で同調周波数帯を任意に設定でき
る。

」１記それぞれの実施例における同調装置の同調器の構
成においては電圧可変キャパシタンス素子を電極の先端
オープン端子に接続しだが、電極の任意の部位端子に接
続しても所要目的は達成することができる。なお上記そ
れぞれの実施例における一゛稠器の電極としては金属導
体、印刷導体、もしくは薄膜導体を吏用することができ
、また誘電体基板としてはアルミナセラミック、グラス
チック、テフロン、ガラス、マイカ等を使用することが
できる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介した対向電極によって同調部を形成すると共に電圧
可変りアクタンス素子の制御電圧をディジタル信号コー
ドによって可変するように構成しているので ■　簡単な構成で同調器のインダクタ部品とキャパシタ
部品を一体化構成することができる。

■　超薄型で小型の同調器を実現することができる。

■　同調器のインダクタとキャパシタカリ−トレスで接
続されるのでリードインダクタやストレーキャパシタの
影響がなく、従って同調装置の動作が極めて安定になり
同調精度が向上する。

■　同調器の部品点数を削減することが可能であり、製
造の合理化やコストダウンが実現できる。

■　ディジタル信号コードによる同調制御方式と安定な
り−Ａコンバータの変換機能によって非常に安定な同調
制御電圧を得ることが可能であり、同調装置の同調精度
を著しく向上させることができる。

■　コンピュータ応用の多機能ティジタル制御系に接続
することが可能であり、同調装置卦よびそれを用いる機
器の高度な多機能制御化を実現することができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の同調器の回路図、第２図は従来の同調装
置に用る同調器の構成図、第３図（ａ）〜（ｑ）。 第４図（ａ）　、　（ｂ）　、第５図は本発明の同調装
置に用いる同調器の動作原理を示す説明図、第６図（ａ
）〜（ｄ）。 第７図（、）　、　（ｂ）　、第８図は従来の同調と葺
における動作原理を示す説明図、第９図、第１０図は本
発明と従来の同調器の温度変化に対する同調周波数と共
振Ｑの特性図、第１１図ないし第１３図は本発図ないし
＠２１図は本発明の実施例における同調装置に用いる同
調器の構成図でありそれぞれにおいて（ａ）は表面図、
（ｂ）は側面図、（Ｃ）は裏面図、第２２図は本発明の
実施例における同調装置に用いる同調器の動作原理説明
図である。 １３．１４，１０１．１０２，１０４，１０５゜１０７
．１０８，１１０，１１１．１１３，１１４゜１１６．
１１７，１１９，１２０，１２２，１２３゜１２４．１
２５・・・・・電極、１６，１２７・・・・電圧可変キ
ャパシタンス素子、１９・・・・Ｄ−Ａコンバータ、２
１　・・ディジタル信号処理器、２３−・・・・コード
変換器。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第３図 第３陸 ７７ （ｄ ８０ 第４図 第５図 □傳路電気長１ 第７図 第８図 第９図 °１ 温ａ（０Ｃ） 第１２図 第１４図 （α）　（ｂ）　（Ｃ） 東１５図 ｆ５１７図 （の　（ｂ）　（Ｃ） 第１８図 （の　（ｂ）（の 第１９図 （α）（ｂ）（の 第２０図 （α）（ｂ）　（の 第２１図 （α）　（１））　（の

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置されるかもしくは誘電体
   の表面で並設される電極それぞれのアースに接続される
   端子を互いに逆方向側となるように設定し、上記それぞ
   れの電極のうち任意の片方電極のオープン端子に電圧可
   変リアクタンス素子を接続シ、更にＤ−Ａコンバータよ
   りなる制御部に同調制御コードを入力すると共にその制
   御部のアナログ出力電圧を上記電圧可変リアクタンス素
   子に供給することを特徴とする同調装置。 （２）　制御部としてＤ−Ａコンバータにラッチを前置
   した特許請求の範囲第１項記載の同調装置。 （３）制御部としてＤ−ＡコンバータにＲＡＭもしくは
   ＲＯＭを前置した特許請求の範囲第１項記載の同調装置
   。 （４）更に制御部にシリアル入力コードをパラレル出力
   コードに変換するコード変換器を前置しだ特（５）電極
   として少なくとも一個所以上の任意の屈曲角もしくは屈
   曲率および任意の屈曲方向を示す屈曲部を有するものを
   用いた特許請求の範囲第１項ないし第４項のめずれかだ
   記載の同調装置。 （６）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載の
   同調装置。 （７）　一方の電極における長さを他方の電極における
   長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向
   設置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第
   ６項のいずれかに記載の同調装置。 （８）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに記載の同
   調装置。 （９）　円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内
   周部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第８項、のいずれ
   かに記載の同調装置。 （１０）電極それぞれにおいてアースに接続される端子
   を、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲
   第１項ないし第９項のいずれかに記載の同調装置。 （１１）電圧可変リアクタンス素子を接続しない他方の
   電極における所要部分を任意に切開して可変同調周波数
   範囲を任意に設定制御する特許請求の範囲第１項ないし
   第１ｏ項のいずれかに記載の同調装置。 （１２）非接触切開手段により電極を任意に切開する特
   許請求の範囲第１１項記載の同調装置。 （１３）電圧可変りアクタンス素子を接続しな込他方の
   電極における所要部位をアースに接続する端子に設定し
   て可変同調周波数範囲を任意に設定制御する特許請求の
   範囲第１項ないし第１２項のいずれかに記載の同調装置
   。