JPS6033727A - チュ−ナ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチー−すおよびパー
ソナル無線の送信機や受信機、その他の通信機全般に用
いることができるチー−す装置に関するものである。

関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、希望する信号を受信するチー−す装置の
性能においては高い同調精度、安定性および信頼性の要
求が高まっている。一方、それら受信機、送信機や通信
機の製造コストの低減も大きな課題であり、特に合理化
が困難な高周波部の周波数選択回路について抜本的な技
術開発が必要とされている。

以下図面を参照にしながら従来のチー−す装置について
説明する。第１図は従来のチューナ装置の回路図であり
１，２．３は同調コイル、４，５゜６はトリマキャパシ
タ、７，８．９は電圧可変キャパシタンスダイオードで
あってそれぞれによって同調器１０，１１．１２を構成
していた。信号入力端子１３に大刀される信号は増巾器
１４で増ＴＩ］されて混合器１５に供給される。一方局
部発振信号は発振器１６で発振されて同じく混合器１５
に供給され、上記の増ｄ］信号と混合されて出力端子１
７に中間周波信号を出力し、そして電圧可変キャパシタ
ンスダイオード７１８１９には交流信号阻止用の抵抗１
Ｂ、１９．２０を介して直流電源２１の電圧をボテン／
オメータ２２で可変分圧される電圧が供給されていた。

更に、第２図は第１図における従来例の同調器１０．１
１．１２の従来部品構成図であり、２３は同調コイル、
２４はトリマキャパシタ、２５は電圧可変キャパシタン
スダイオードでありそれぞれは回路導体２６および２７
で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては■　インダ
クタ部品およびキャパシタ部品は他の高周波部品と比較
してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と薄
型化を阻害している。

■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、またフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であシ同調周波数の
変動が大きい。

■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそれぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続されている
ためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多く
発生して回路動作が不安定である。

■　同調器は独立した最小単位機能の個別部品の集合回
路であるだめ部品点数の削減や製造の合理化に限界があ
る。

更に ■　電圧可変キャパシタンスダイオードに対する制御電
圧が不安定であり、したがって同調精度が著しく劣化す
る。

■　制御系の構成技術として産業界の大勢傾向であるデ
ィジタル化とＬＳＩ化に対応することができず、発振装
置およびそれを用いる機器の高度な多機能制御を実現す
ることができない。

■　更に同調精度の劣化や同調周波数の変動によってト
ラッキングエラーが発生し、受信機の場合は感度を著し
く低下させる。また近接妨害信号のフィルタリング性能
を劣化させて相互変調妨害排除特性、イメージ妨害排除
特性およびスプリアス妨害排除特性を著しく悪化させる
。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャノ々シタ部品を一
体化構成した同調回路ブロックを実現すると共に一体化
構成した複数の同調回路ブロックを含むチー−す装置の
同調周波数をディジタル信号によって制御可能にするこ
とにあシ、それによって゛同調回路ブロックの形態を超
薄型で小型化し、更に機械的振動に対しても安定で、同
調周波数の同調精度を向上させ、同調周波数の温度依存
性が小さく、接続リードの悪影響をなくして高周波的に
安定で、捷だ部品点数を削減して製造工程の合理化を可
能にすることである。

発明の構成 本発明のチューナ装置は誘電体を介して対向設置される
かもしくは誘電体の表面で並設される電極それぞれのア
ース端子を互いに逆方向側となるように設定して上記そ
れぞれの電極のうち任意の片方電極の所要端子間に電圧
可変リアクタンス素子を接続してなる複数の同調部を設
置し、そのうち少なくとも１個以上の第１の同調部の電
圧可変リアクタンス素子にＤ−Ａコンバータよりなる第
１の制御部のアナログ出力電圧を供給し、まだ少なくと
も他の１個以上の第２の同調部の電圧可変リアクタンス
素子に可変分周器を含むＰＬＬ回路よりなる第２の制御
部の同調制御出力電圧を供給し、上記Ｄ−Ａコンバータ
および上記可変分周器それぞれに対する同調制御入力端
子を共通化するように構成したものであり、これにより
対向する電極において一方の電極が分布インダクタとし
て作用し、壕だこの電極と他方の電極が対向することに
よって先端オープンの分布定数回路を形成し、それによ
って発生する負リアクタンスによる分布キャパシタンス
を実現し、上記の分布インダクタと並列に作用させるこ
とを基本とする同調回路を複数個設置したチューナ装置
を構成し、この同調回路それぞれに接続する電圧可変リ
アクタンス素子の制御電圧としてＤ−Ａコンバータの出
力電圧もたｒ（Ｗ　Ｄ　Ｔ　Ｔ量敗小Ｈ舌田牛【１β山
出苧匡ム用Ｉ−アことによって同調制御信号であるディ
ジタルコードを設定して同調周波数を可変制御するよう
に作用させるものである。更に同調制御ディジタルコー
ドを任意に処理して同調制御ディジタルコードに対する
それぞれの同調器の同調周波数を任意に微調設定するよ
うに作用させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第３図は本発明の実施例におけるチューナ装置の主要部
を構成する第１の同調器の回路構成図を示すものである
。２８は分布インダクタとして作用する伝送路電極であ
り、２９は伝送路電極２８に対し誘電体（図示せず）を
介して対向設置され分布キャパシタを発生させる伝送路
電極である。

それぞれの伝送路電極２８と２９のアースは互いに逆方
向側に設定されることによってインダクタとキャパシタ
の並列回路３０を形成する。伝送路・、電極２９のオー
ブン端子３１には電圧可変キャパシタンスダイオード３
２が接続されて同調器３３を構成する。電圧可変キャパ
シタンスダイオード３２には交流信号阻止用の抵抗３４
を介してＤ−Ａコンバータ３６のアナログ出力電圧が供
給される。Ｄ−Ａコンバータ３６の入力端子３６には同
調制御用のディジタル信号フードが入力される。

第４図は本発明の実施例におけるチー−す装置の主要部
を構成する第２の同調器を含む発振回路部の回路構成図
を示すものである。３７は分布インダクタとして作用す
る伝送路電極であり、３８は伝送路電極３７に対し誘電
体（図示せず）を介して対向設置され分布キャパシタを
発生させる伝送路電極である。それぞれの伝送路電極３
７と３８のアースは互いに逆方向側に設定されることに
よってインダクタとキャパシタの並列回路３９を形成す
る。伝送路電極３８のオープン端子４ｏには電圧可変キ
ャパシタンスダイオード４１が接続されて同調器４２を
構成する。電圧可変キャパシタンスダイオード４１には
交流信号阻止用の抵抗４３を介してＰＬＬ回路４４のロ
ーパスフィルタ４５の出力電圧が供給される。一方、同
調器４２におけるインダクタとキャパシタの並列回路３
９の伝送路電極３８のオープン端子４０１′ｉ帰還増巾
器４６に接続されて発振回路を形成し７、帰還増巾器４
６の発振信号用カ一部１ＰＬＬ回路４４の固定分周器４
７に供給されて分周され、その分周出力は更に可変分周
器４８に供給されてディジタル同調制御信号の入力端子
４９に入力されるディジタルコードに従って可変分周さ
れる。その分周出力は水晶発振器５０の発振出力と位相
比較器６１で位相比較され、その位相比較検出信号はロ
ーパスフィルタ４５に供給される。

第５図は本発明の実施例におけるチー−す装置の構成回
路ブロック図を示すものである。５２゜５３は前記第８
図において説明した同調器３３と同じ同調器であり、更
に抵抗６４．５５およびＤ−Ａコンバータ５６，５７の
構成もそれぞれ前記第３図で説明した接続構成と同じで
ある。一方６８は前記第４図において説明した同調器４
２と同じものであり、更にＰＬＬ回路６９および帰還増
巾器６ｏの構成もそれぞれ前記第４図で説明した接続構
と同じである。入力端子６１に入力される信号は増１〕
器６２で増巾されて混合器６３に供給され、一方局部発
振信号は同調器５８、ＰＬＬ回路６９および帰還増巾器
６０よりなる発振部で発振されて同じく混合器６３に供
給され、上記の増巾信号と混合されて出力端子６４に中
間周波信号を出力する。そしてそれぞれの同調器５２　
、５３　。

５８の同調周波数はそれぞれのＤ−Ａコンバータ５６．
５７およびＰＬＬ回路５９の同調制御用の共通入力端子
６５に入力される同調制御ディジタル信号コードの設定
によって可変制御される。

第６図は本発明の他の実施例におけるチー−す装置の構
成回路ブロック図を示すものである。同調器５２．５３
．５８の構成とＤ−ＡコンバータＥ５６．５７とＰＬＬ
回路５９と帰還増巾器６ｏと増ｄＪ器６２と混合器６３
と抵抗５４．５５の接続構成は前記第６図において説明
したものと同じでアル。一方Ｄ−Ａコンバータ５６．５
７およびＰＬＬ回路５９にはラッチもしくはＲＡＭもし
くはＲＯＭよりなるディジタル信号処理器６６．６ロー
６７が前置されてその出力が供給される。このディジタ
ル信号処理器６５，６６．６７は共通入力端子６８に入
力される同調制御用のディジタル信号コードを記憶した
り別のコードのディジタル信号に変換するように作用す
る。ディジタル信号処理器６５，６６．６７を設置する
ことによってそれぞれの同調器５２，５３．５８の同調
周波数を所要値に設定調整することが可能となり、トラ
ッキング調整を全同調周波数帯域に渡って完全なものに
することができる。

第７図は本発明の他の実施例におけるチ＝−す装置の構
成回路ブロック図を示すものである。同調器ｓ２．ｓａ
、５ｓの構成は前記第６図において説明したものと同じ
であり、それらとＤ−Ａコンバータ５６，５７と増巾器
６２．混合器６３゜ＰＬＬ回路５９．帰還増巾器６０．
抵抗５４．５５およびディジタル信号処理器６５，６６
．６７の接続構成も前記第６図において説明したものと
同じである。一方ディジタル信号処理器６５，６６゜６
７にはシリアル形式ディジタル信号コードをパラレル形
式ディジタル信号コードに変換するコード変換器６８．
θ９，７０が前置されてその出力が供給される。このコ
ード変換器６８　、６９．７０を設置することによって
共通入力端子７１に入力される同調制御用のディジタル
信号は単線のラインを経由して伝送が可能となり、配線
がシンプルとなり省線化効果がある。

第８図ないし第１６図は前記第３図、第４図で説明した
同調器３３および同調器４２内のインダクタとキャパシ
タの並列回路３ｏおよび３９の実施例を示すものである
。第８図においてａは表面図、ｂは側面図、Ｃは裏面図
を示す。（以下第９図ないし第１５図において同様）第
８図において１００は誘電体基板であり、１０１と１０
２は分布定数回路を形成して分布インダクタと分布キャ
パシタを実現する電極である。電極１０１と１０２のア
ース端子の設定は第８図に示すように対向する電極相互
において任意の逆方向側となるようにする。（以下第９
図ないし第１５図において同様）第８図ａに示すＡ側、
Ｂと第８図Ｃに示すＡ側、ＢがそＪしそ７し対応する。

（以下第９図ないし第１５図において同様） 第９図においては誘電体基板１０３を介して１個所の屈
曲部を有する電極１０４と１０５がそれぞれ対向設置さ
れている。

第１ｏ図においては誘電体基板１０６を介して複数個所
の屈曲部を有する電極１０７と１０８がそれぞれ対向設
置されている。

第１１図においては誘電体基板１０９を介してメアンダ
形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向設置されてい
る。

第１２図においては誘電体基板１１２を介してスパイラ
ル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ対向設置されて
いる。

第１３図においては誘電体基板１１５の表面に電極１１
６と１１７がそ７′Ｌぞれ側方対向して設置されている
。

第１４図においては誘電体基板１１８の内部に電極１１
９と１２０がそれぞれ対向設置されている。

第１６図においては誘電体基板１２１の内部に電極１２
２が設置され、誘電体基板１２１の表面に電極１２３が
設置されそれぞれの電極１２２と１２３が対向している
。

以上第８図ないし第１５図の実施例において対向設置さ
れる電極それぞれは同一形状の全面完全対向としだが、
任意の片方電極が他方電極と比較して等測長さが異なっ
ていても、また相方電極が部分的に対向するようにして
も実現できる。また第１３図ないし第１６図における実
施例に用いる電極それぞれの形状は第９図ないし第１２
図に示す実施例で示しだものを用いても実現することが
できる。

以上それぞれの実施例において第８図に示すものは簡単
な電極パターンで構成することができ、第９図ないし第
１２図に示すものは小さい同調器の占有面積で比較的大
きな分布インダクタンスと分布キャパシタンスを形成す
ることができ従って比較的低い同調周波数の同調器を構
成することができ、第１３図に示すものは誘電体の片面
のみで電極を形成するので簡単に構成することができ、
第１４図および第１６図に示すものは多層基板に対応で
き、電極が内蔵されるだめ外部の要因によって同調器の
性能が影響を受けることが少なく安定なものを構成する
ことができる等の特徴を有している。

次に本発明のチー−す装置に用いる同調器の動作原理に
ついて説明する。

第１６図ａ　−ｑは本発明の同調器における動作を説明
するだめの等価回路である。第１６図ａにおいて、電気
長氾を有し、互いにアース端子を逆方向側に設定したそ
れぞれの伝送路電極２７０゜２７１によって形成される
伝送路に対して、電圧ｅを発生ずる信号源２７２が伝送
路電極２７０に接続されて信号を供給するものとする。

そして、それによって伝送路電極２７０の先端における
オープン端子には進行波電圧ｅＡが励起されるものとす
る。一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極２７０
に近接して対向設置もしくは並設されているので、相互
誘導作用によって電圧が誘起される。その伝送路電極２
７１の先端におけるオープン端子に誘起される進行波電
圧をｅＢとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１．においてはそれ
ぞれのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘
起される進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対
して逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡ
およびｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので伝
送路電極２７０および２７１よ構成る伝送路において電
圧定在波を形成することとなる。ここで伝送路電［２７
０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数を
Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１における電
圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差■をめると Ｖ　＝Ｋ　ｅｐ、−（１−Ｋ　）　ｅＢ　−−（りで表
わすことができる。ここで、それぞれの伝送路電極２了
０および２７１が同じ電気長君であるとすると ８ＢニーｅＡ　・・・・・・・　（２）となり、それに
よって第１式における電位差■はＶ　＝　Ｋ　ｅＡ＋　
（１−Ｋ　）　ｅＡ−＝ｅＡ　・　・・・　・　・（３
） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差■を発生さぜること
ができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極１］Ｗ
を有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）、さ
らに誘電率ε８を有する誘電体を介して間隔ｄ　対向さ
れているものとする。この場合における伝送路の単位長
当りに形成するキャパシタンスｃｏは であり、故に ＣＯ−ε。ε８丁　・・・・・（６） となる。

従って、第１６図（、）に示す伝送路は、第１６図すに
示すような単位長当シにおいて第６式でまるｃｏの分布
キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。また、それぞ
れの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１における電圧
定在波分布（もしくは電流定在波分布）は、上記におい
て述べたように互いに逆位相関係にあるので、この伝送
路は等測的に平衡モードの伝送路として動作することに
なる。これによって第１６図（Ｃ）に示すような、平衡
電圧ｅ′を有する平衡信号源２７４によって平衡モード
で励起される伝送路電極２７５および２７６によって形
成される平衡モード伝送路と等価になる。いうまでもな
くその電気長は第１６図（ａ）において示したもとの電
気長２と同じである。さらにこの平衡モード伝送路は第
１６図（ｄ）に示すように、伝送路の分布インダクタ成
分および伝送路の屈曲形状により発生する集中インダク
タ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ２７７お
よび２７８と分布キャパシタ２７３よりなる分布定数回
路と＠宿１１に＝表ノっ七ｒ？）−シバ１り衣　ス　へ
次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長２との関係について説明する。

第１７図ｄに示すような平衡モード伝送路における単位
長当りの特性インピーダンスＺｏは、第１６図すに示す
等価回路で表わすことができる。その特性インピーダン
スＺｏは一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のだめ以下第８式に示す特
性インピーダンスＺ○を用いる。第８式におけるキャパ
シタンスＣ○は第６式においてめた伝送路における単位
当りのキャパシタンスｃｏと同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピータンスＺｏは
キャパシタンスｃｏの関数であり、それはまたキャパシ
タＣｎに関与する誘電体の誘雷出ε８、伝送路電極の巾
Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数でも
ある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺｏで、その電気長がぶてあり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンスＸは Ｘ　＝　−Ｚ　（）　ｃ　ｏ　ｔθ　・・・・・・（９
）で表わすことができる。ここで θ＝２π−・・　・　・（１ｏ） λ であり、特に θ＝０〜− ・・　・・（１１） θ＝π〜−π の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０　・・　・・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。しだがっ
て伝送路の電気長ρによってθが第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長ｌをλ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスｃは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長βの設定によって任意のキヤ・くシタンスＣ
を実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第１８図である。ｉ１７
図では、先端がオープン状態の伝送路において、その電
気長μの変化に従って端子に発生する等価リアクタンス
Ｘが変化する様子を表わしている。第１８図から明らか
なように、伝送路の電気長λがλ／４以下もしくはλ／
２〜４λ／３などにおけるような場合には負の端子リア
クタンスを形成することが可能であり、すなわち等価的
にキャパシタを形成することができる。さらに、負の端
子リアクタンスを発生させる条件において、伝送路の電
気長ｌを任意に設定することによって、キャパシタンス
Ｃを任意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第１６図ｅ
において示す集中定数キャパシタ２７９として等価的に
置換することができる。そして、伝送路に存在する分布
インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発生す
る集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成され
るインダクタは、集中定数インダクタ２８０として等価
的に置換することができる。そして、仮想的な平衡信号
源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを、も
との第１６図ａにおいて示した状態と等価的と同じにな
るように置換すれば、第１６図ｆに示すようになる。こ
の第１６図ｆにおいてアース端子を共通化して表わすと
、明らかに最終的には第１６図ｑにおいて示すように、
集中定数キャパシタ２７９および集中定数インダクタ２
８０よ構成る並列共振回路と等価になり、同調器を実現
することかできる。

以上において説明した構成と動作によシ、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしたものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性を明らかにする。

第１９図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第１９図ａにおいて伝送路電極
２８１および２８２よりなる先端オーブンの伝送路が、
電圧ｅを発生する信号源２８３によってドライブされて
いるものとする。それによって伝送路電極２８１の先端
におけるオープン端子には定在波電圧ｅＡが励起され、
それと対向設置もしくは並設される伝送路電極２８２の
先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＢが誘起さ
れるものとする。ここで、それぞれの伝送路電極２８１
および２８２のアース端子は互いに同方向側に設定され
ているので、それぞれの定在波電圧ｅＡとｅＢは互いに
同位相となる。従がって、伝送路電極２８１および２８
２におけるそれぞれの電圧分布係数は同じＫを有するこ
とになる。それによって伝送路電極が対向する任意の部
分における電位差Ｖは ｖ−ＫｅＡ−ＫｅＢ　・・　・・・・（１４）となる。

ここで、それぞれの伝送路電極２８１および２８２の電
気長が同じ長さであるとするとｅＡ−ｅＢ・・・（１５
） となり、それによって第１４式における電位差Ｖは ■＝ＫｅＡ−ＫｅＡ＝ｏ　・・・・・・・（１６）とな
る。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が
発生しないことになる。第１９図ａにおける信号源２８
３を伝送路端に置換設定したものが第１９図すであシ、
電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４を設置したこと
と等価になる。そしてこの等価回路においては互いに電
位差を有しない平行伝送路が存在するのみである。つ捷
りこれは第１９図Ｃに示すように、等価的に単なる一本
の伝送路電極２８６が存在する場合と同一であることは
明らかである。そして、信号源２８３およびアース端子
を第１９図ａに示しだようにもとの回路に等価置換する
ことにより第１９図ｄに示すようになる。つまり伝送路
の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発
生ずる集中インダクタ成分それぞれより成る等価的な集
中定数インダクタ２８６のみを形成するだけである。以
上よりツ」らかなように、インダクタと並列にキャパシ
タを形成することができないので、目的とする並列共振
回路の同調器は実現することができない。

第２０図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第２０図ａにおいて伝送路電
極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、電圧
ｅを発生する信号源２８９によってドライブされ、伝送
路の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅＡが励起
されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。一方、
アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋを有する
定在波電圧ＱＢが発生するものと仮定すると、伝送路電
極２８７とアース電極２８８が対向する任意の部分にお
ける電位差■はＶ＝＝ＫｅＡ−ＫｅＢ　・＋　・・＋＋
・（１７）で表わされる。しかし、アース電極２８８に
おける定在波電圧ｅＢは一様にアース電位（零電位）で
あり ８　Ｂ　＝　Ｏ・・・・・・・（１８）となる。従って
アース電極２８８には電圧分布係数も存在しない。その
結果、電位差Ｖは■＝ＫｅＡ　・・　・・　（１９） となる。これによって、伝送路電極２８７とアース電極
２８８の間に分布キャパシタを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７はアース電極２８
８と近接して対向しているため、相互誘導作用によって
伝送路電極２８７における画先端がほとんどショート状
態になったものと等価になる。そのため伝送路電極２８
７におけるインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させる
ことになる。すなわち、このマイクロストリップライン
は第２０図すに示すように等価損失抵抗２９０を含む集
中定数インダクタ２９１および集中定数キャパシタ２９
２それぞれより成る並列共振回路を形成する。ここで等
価損失抵抗２９０は実際には相当大きな抵抗値を有する
ものになるため、共振回路における損失が非常に大きく
なる。従って、同調器としては明らかにＱ性能が非常に
低下したものしか実現できず、実際的には実用に適する
ものではない。

第２０図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第２゜図において平衡モード伝送路電極
２９３および２９４は、その電気長りが共振周波数にお
けるλ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされ
ている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２９５によ
って、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブさ
れているものとする。アース端子は平衡信号源２９５の
中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの
端子にアースを設定するものではない。この場合におけ
る伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンスＸ
は、伝送路の特性インピーダンスをＺ。とするとＸ　＝
　ＺＯｔ　ａｎθ　−＝（２０）となる。ここで特性イ
ンピーダンスＺｏは第８式において示したものと同じも
のであシ、″またθについても第１０式において示した
ものと同じものである。この共振器では伝送路の電気長
ｌを２二λ／４　・・・・・・（２１） としているので θ二π／２　・・・・・・（２２） である。従って第２ｏ式における端子リアクタンスＸは Ｘ＝Ｚ　ｔａｎ　−＝ｏｏ　・−（２３）２ となり、等価的に並列共振特性を得ることができるもの
である。しかしながら、このλ／４共振器における構成
を本発明の同調器における構成と比較すると、まず伝送
路の端子条件についてみると本発明の同調器においては
オープン状態であるのに対して、従来のλ／４共振器に
おいてはショート状態であり、従って端子条件において
全く異なる構成であることが明らかである。更に伝送路
の電気長りの設定についてみると、本発明の同調器にお
いては同調周波数のλ／４以下に設定するものであり実
際的にはλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成
するものであるが、従来のλ／４共振器においては厳密
に共振周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝
送路の電気長２の設定において根本的に異なる構成であ
ることも明らかである。また、構成における伝送路の電
気長！の異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同調器に
おいては小型化することができるが、λ／４共振器にお
いては非常に長い伝送路を設ける必要があり大型化する
不都合があった。従来のλ／４共振器を小型化する目的
で誘電率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の長
さを短縮化したものもみられるが、それに用いる誘電率
の高い誘電体は一般に誘電体損失ｔａｎδが非常に大き
く、従って共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があった。更に、誘電率の高い誘電体における誘電率
の温度依存性は一般に大きく、従って共振周波数の安定
性を確保することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能は同調周波数の
温度依存性を測定した実験結果を表すグラフである。そ
して第２３１図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験
結果を表すグラフである。第２２図および第２３図にお
いて、特性Ａは本発明における同調器の温度依存性であ
り、誘電体としてアルミナセラミック材もしくは樹脂系
プリント回路基板を使用した場合の実験結果である。一
方、特性Ｂは第２図において示すような、従来において
最も多く用いられていた同調器における温度依存特性で
ある。これらの実験結果から、本発明の同調器において
は一般的な誘電体を用いて構成したものでもその同調周
波数は極めて安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定
であることが明らかである。一方、従来の同調器におい
ては、インダクタを構成するフェライト材のコアにおけ
る透磁率μとＱの根本的な不安定性、およびコイル部分
の膨張と収縮によるインダクタンスの変化がそれぞれ原
因して、同調周波数と共振Ｑの安定性を確保することが
困難であった。それによって、路を付加して安定性を補
っていた。

以上のように構成された本実施例のチー−す装置に用い
る同調器について以下その動作を説明する。第２４図に
同調器の動作等価回路を示す。第２４図ａにおいて誘電
体（図示せず）を介して対向設置される電極１２４と１
２５のアースは互いに逆方向側に設定されると共に電極
１２４のオーブン端子１２６には電圧可変キャパシタン
ス素子１２７が接続されるようにして基本回路を形成す
る。今ここでオーブン端子１２６に交流信号を印加する
と電極１２４と電極１２６のアース端子が互いに逆方向
に設定されているためそれぞれの電極１２４と１２５に
ドライブされる交流電流は互いに逆位相となり、これに
よって電極１２４と１２５の間には分布キャパシタンス
を発生させることができる。この様子を示しだのが第２
４図すであり分布キャパシタ１２８が形成されると共に
第２４図ａに示す電極１２６のインダクティブ成分が打
消されてアース面１２９と等価になる。電極１２４には
分布インダクタンスが存在して第２４図Ｃに示すように
分布インダクタ１３０を形成すると共に分布キャパシタ
１２８とにより分布定数回路を構成する。これを集中定
数回路に等価変換するとインダクタ１３１とキャパシタ
１３２および電圧可変キャパシタンス素子１２７それぞ
れの並列共振回路を構成するようになる。そして電圧ｉ
Ｕ変キャパシタンス素子１２７０制御端子１３３に印加
する同調制御電圧を変化させることによってこの同調器
の同調周波数を可変制御することができる。

第３図および第４図に示すように構成された同調器を含
む本発明の実施例におけるチー−す装置の動作について
第７図に示すものを代表して以下に説明する。入力端子
７１に供給されるシリアル形式ディジタル信号コードに
よる同調制御信号はコード変換器６８，６９．７０によ
ってパラレル形式ディジタル信号コードに変換されてデ
ィジタル信号処理器６５，６６．６７に入力される。こ
のディジタル信号処理器６５．６６．６７としてラッチ
を用いた場合はそれに入力されるディジタル信号コード
はそのままで一時記憶され、ＲＡＭもしくはＲＯＭを用
いた場合はあらかじめ書込まれた記憶内容に従ってディ
ジタル信号コードは任意に変換される。そのいずれかに
よって処理されたディジタル信号コード［Ｄ−Ａコンバ
ータ５６゜５７に供給さ九でそのディジタル信号コード
に応じ／ζアナログ出力電圧を得ると共にそのアナログ
出力電圧は第３図における電圧可変キャパシタンス素子
３２に供給され、一方そのディジタル信号はＰＬＬ回路
６９に含まれる可変分周器（第４図に示す可変分周器４
８）にも供給されてそのディジタル信号コードに応じた
アナログ出力電圧をローパスフィルタ（第４図に示すロ
ーパスフィルタ４６）から得ると共にそのアナログ出力
電圧は第４図における可変キャパシタンス素子４１に供
給される。このようにして入力端子７１に入力するシリ
アル形式ディジタル信号コードを変化させることにより
、それに対応させてそれぞれの同調器５２．５３．５８
の同調周波数を可変設定するとＪ−％；−’ｒｓｉｈ入
−」ギ一θ）イ山笛ｇＩｉＳＱｎｍｋ１６＋１Ｗ＋、ｒ
、−ト２１−−一す装置はＤ−Ａコンバータ５６．６７
とＰＬＬ回路６９の共通入力端子６６にパラレル形式デ
ィジタル信号コードを直接供給するものであり、また第
６図の実施例におけるチューナ装置はディジタル信号処
理器６５．６６．６７の共通入力端子６８にパラレル形
式ディジタル信号を直接供給するものである。第５図な
いし第７図に示す実施例のチー−す装置はいずれもディ
ジタル信号コードによってそれぞれの同調器５２，６３
．５８の同調周波数を可変設定するように動作するもの
である。ここで第５図ないし第７図の実施例のチー−す
装置における同調器の電極１４（第３図）および電極３
７（第４図）の所要部分をカット（図示せず）すること
によってインダクタとキャパシタの並列回路３０（第３
図）および並列回路３９（第４図）に発生する分布キャ
パシタのキャパシタンスをＩＪＪ’変設定することが可
能であり同調周波数帯を任意に設定することができる。

このように同調制御用ディジタル信号として設定され得
る種々のコードにおいて、全てのディジタル信号コード
に対してそれぞれの同調器の同調周波数の設定精度を向
上させることができると共にそれぞれの同調器間におけ
る同調周波数の関連性を高精度に確保することができる
。

上記それぞれの実施例におけるチューナ装置の同調器の
構成においては電圧可変キャパシタンス素子を電極の光
端オープン端子に接続しだが、電極の任意の部位端子に
接続しても所要目的は達成することができる。なお上記
それぞれの実施例における同調器の電極としては金属導
体、印刷導体もしくは薄膜導体を使用することができ、
また誘電体基板としてはアルミナセラミック、プラスチ
ック、テフロン、ガラス、マイカ等を使用することがで
きる。

またディジタル信号処理器とコード変換器はそれぞれの
同調器における任意の個数のものに対して共通化して（
図示せず）設置しても所要の目的全達成することが可能
で、回路構成を合理化することができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介して対向するかもしくは誘電体の表面で並設する電
極で同調部を形成し、付加する電圧可変リアクタンス素
子の同調制御電圧をゲインタル信号コードによって可変
すると共にディジタル信号処理器とコード変換器によっ
てそのディジタル信はコードを任意に変換処理するよう
に構成しているので ■　簡単な構成で同調器のインダクタ部品とキャパシタ
部品を一体化構成することができる。

■　超薄型で小型の同調器を実現することができる。

■　同調器のインダクタとキャパシタがリードレスで接
続されるのでリードインダクタやストレーキャパシタの
影響がなく、従ってチューナ装置の動作が極めて安定に
なり同調精度が向上する。

■　同調器の部品点数を削減することが可能であり、製
造の合理化やコストダウンが実現できる。

■　ディジタル信号コードによる同調制御方式と安定な
り−Ａコンバータの変換機能と確実なＰＬＬ回路の周波
数ロック機能によって非常に安定な同調制御電圧を得る
ことが可能であり、チューナ装置の同調精度を著しく向
上させることができる。

■　コア　ヒｓ−−タ応用の多機能ディジタル制御系に
接続することが可能であり、チー−す装置の高度な多機
能制御化を実現することができる。

■　ディジタル信号処理器によるディジタル信号コード
の任意変換や同調器の電極カットによって同調器の設定
調整を極めて微調できるので、チューナ装置のトラッキ
ングエラーを皆無にすることが可能となる。

■　それによってチー−す装置の調整不備による感度低
下を皆無にすることができる。またフィルタリング性能
の安定な再現が可能となり、近接妨害信号による相互変
調妨害、イメージ妨害およびスプリアス妨害などの抑圧
性能を長期という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のチューナ装置の回路図、第２図は従来の
チー−す装置に用いる同調器の構成斜視図、第３図およ
び第４図は本発明の実施例におけるチューナ装置に用い
る同調器主要部の構成回路図、第５図ないし第７図は本
発明の実施例におけるチー−す装置の構成回路図、第８
図ないし第１５図は本発明のチューナ装置に用いる同調
器の構成図でありそれぞれにおいてａは表面図、ｂは側
面図、Ｃ１１ｉ裏面図、第１６図ａ”””ｌ　＋第１７
図ａ。 ｂ、第１８図は本発明のチューナ装置に用いる同調器の
動作原理を示す説明図、第１９図ａ〜ｄ。 第２０図ａ、ｂ、第２１図は従来の同調器における動作
原理を示す説明図、第２２図、第２３図は本発明と従来
の同調器の温度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性
図、第２４図は本発明の実施例におけるチー、−装置に
用いる同調器の動作原理説明図である。 １０５．１０７，１０８，１１０，１１１　．１１３１
１４，１１６，１１７，１１９，１２０，１２２１２３
　、１２４　、１２６・・・・・−電極、３２，４１゜
１２７−・・・電圧可変キャパシタンス素子、３３゜４
２．３７，５２，５３．６８・・・・同調器、３６５６
．６７・・・・Ｄ−Ａコンバータ、６６　、６６　。 ６７・・・・・ディジタル信号処理器、６Ｂ、６９．７
（・・・コード変換器、６２・・−・・増巾器、６３・
・・・混合器、５９・・・・・ＰＬＬ回路、６０・・・
・・帰還増巾器代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男
　ほか１名第　１　図 ） 第２図 第３図 第４図 ｉ　５図 第６図 第７図 第　８　図 （α）　（１）　）　（Ｃ） 第９図 （α）　＜ｂ＞　＜ｃ） 第１０図 ＜（１，＞　ＣＦ））　ＣＣ） ａ、＞　１１図 （α）　ＣＤ）　（Ｏ） 第１２図 （α）　φ）（Ｃ） ＠１４図 （α）　ｔｂ）　ｃｃ　＞ 第１５図 （α）　（ｂ）　（Ｃ７〉 第１６図 （ ７Ｑ ｆｆ１１７１う１ 第１８図 −４’Ａ送貞Ｐ電気長り 第１９図 第２０し１ Ｑ２ 第２１図 （ｔ−Ｋ）　２’／ダ 第２２図 冒 （ 遍友（０Ｃ） 第２３図 うＷＬ度（’Ｃ） 第２４し１　（α） ＜ｂ） （Ｃ） （ＣＬ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置されるかもしくは誘電体
   の表面で並設される電極それぞれのアースに接続される
   端子を互いに逆方向側となるように設定し、上記それぞ
   れの電極のうち任意の片方電極の所要端子間に電圧可変
   リアクタンス素子を接続してなる複数の同調部を設置し
   、そのうち少なくとも１個以上の第１の同調部の電圧可
   変リアクタンス素子にＤ−Ａコンバータよりなる第１の
   制御部のアナログ出力電圧を供給し、また少なくとも他
   の１個以上の第２の同調部の電圧可変リアクタンス素子
   に可変分周器を含むＰＬＬ回路よりなる第２の制御部の
   同調制御出力電圧を供給し、上記Ｄ−Ａコンバータおよ
   び上記可変分周器それぞれに対する同調制御入力端子を
   共通化したことを特徴とするチー−す装置。 （２）第１の制御部および／もしくは第２の制御部それ
   ぞれにランチもしくはＲＡＭもしくはＲＯＭよりなるデ
   ィジタル信号処理器を前置した特許請求の範囲第１項記
   載のチューナ装置。 （３）第１の制御部および／もしくは第２の制御部それ
   ぞれにシリアル形式ディジタル信号コードをパラレル形
   式ディジタル信号コードに変換するコード変換器を前置
   した特許請求の範囲第１項記載のチューナ装置。 （４）それぞれのディジタル信号処理器に７リアル形式
   ディジタル信号コードをパラレル形式ディジタル信号コ
   ードに変換するコード変換器を前置した特許請求の範囲
   第２項記載のチー−す装置。 （５）第１の同調部および第２の同調部それぞれにおけ
   る任意の個数のものに対して第１の制御部および／もし
   くは第２の制御部および／もしくはディジタル信号処理
   器および／もしくはコード変換（６）電極として少なく
   とも一個所以上の任意の屈曲角もしくは屈曲率および任
   意の屈曲方向を示す屈曲部を有するものを用いた特許請
   求の範囲第１項ないし第５項のいずれかに記載のチュー
   ナ装置。 （７）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項ないし第５項のいずれかに記載の
   チューナ装置。 （８）一方の電極における長さを他方の電極における長
   さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向設
   置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第７
   項のいずれかに記載のチューナ装置。 （９）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第８項のいずれかに記載のチ
   ューナ装置。 （１Ｑ）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内
   周部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第９項のいずれか
   に記載のチューナ装置。 （１１）電極それぞれにおいてアースに接続される端子
   を、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲
   第１項ないし第１０項のいずれかに記載のチューナ装置
   。 （１２）電圧可変リアクタンス素子を接続しない他方の
   電極における所要部分を任意に切開して可変同調周波数
   範囲を任意に設定制御する特許請求の範囲第１項ないし
   第１１項のいずれかに記載のチューナ装置。 （１３）非接触切開手段により電極を任意に切開する特
   許、請求の範囲第１２項記載のチー−す装置。 （１４）電圧可変リアクタンス素子を接続しない他方の
   電極における所要部位をアースに接続する端子に設定し
   て可変同調周波数範囲を任意に設定制御する特許請求の
   範囲第１項ないし第１３項のいずれかに記載のチューナ
   装置。