JPS6033710A - 発振装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチューナおよびパー
ソナル無線の送信機や受信機、その他通信機全般に用い
ることができる平衡型発振装置に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、希望する信号を発振する平衡型発振装置
の性能においては高い同調精度。

安定性および信頼性の要求が高まっている。一方、それ
ら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減も大きな
課題であり、特に合理化が困難な高周波部の周波数選択
同調器について抜本的な技術開発が必要とされている。

以下図面を参照にしながら従来の平衡型発振装置につい
て説明する。第１図は平衡型発振装置の基本的な回路図
であり、中性点アース１を有するインダクタ２とキャパ
シタ３よりなる並列共振同調器４の平衡端子６および６
に帰還増巾器７お、Ｌび８が接続設置されていた。第２
図は従来の平衡型同調器の構成図であり、中性点タップ
９を有すルインダクタ１０の平衡端子１１および１２に
キャパシタ１３が回路導体１４および１５で接続され、
それぞれ１６および１７が平衡型同調器の平衡端子とし
てまた１８がアース端子として構成されていた。

しかしながら、上記のような構成においては１　インダ
クタ部品およびキャパ７タ部品は他の高周波部品と比較
してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と薄
型化を阻害している。

２　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、マたフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスカＳ不安定であり同調周波数
や平衡性の変動力工大きい０ ３　インダクタ部品とキャノ々７タ部品はそれぞれ別個
部品として存在し、導体の引き回し回路で接続されてい
るためリードインダクタンスやストレーキャ・くシタが
多く発生して回路動作カニ不安定であり平衡性の確保が
困難である。

４　独立した最小単位機能の個別部品の集合回路である
ため部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

５　更に上記２および３が原因して平衡型発振装置を構
成する目的であるところの全振出カ信号の偶数次高調波
成分を相殺することが不可能となり、発振信号の歪率を
著しく増加させてその平衡型発振装置を設置する機器の
性能品質を劣化させる。

などの問題点を有していた０ 発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品の一体
化構成を可能にする平衡型同調器を実現すると共に、そ
の平衡型同調器を設置した平衡型発振装置を実現するこ
とにあり、それによって平衡型同調器の形態を超薄型で
かつ小型化し、更に機械的撮動に対しても同調周波数や
平衡性が安定で、同調周波数の同調精度を向上させ、同
調周波数や平衡性の温度依存性が小さく、接続リードの
悪影響をなくして高周波的にも安定で、寸だ部品点数を
削減して製造の合理化を可能にすることであり、更に発
振出力信号における歪率性能を良好にかつ安定に確保で
きる発振装置を提供することにある。

発明の構成 本発明の発振装置は帰還増巾器の入力部もしくは出力部
に、その帰還増巾器によって端部もしくは中央部に設定
したアース端子を基準にしてそれぞれ位相の異なる信号
を励起する主電極に対して、アース端子が上記主電極と
互いに逆方向側となるように設定され、かつ誘電体を介
して対向設置するかもしくは誘電体の表面で並設する副
電極よりなる同調器を設けるように構成したものであり
、これにより位相の異なる信号を励起するそれぞれの主
電極が分布インダクタとして作用し、またそれぞれの主
電極と副電極が対向することによって先端オープンの分
布定数回路を形成し、それによって発生する負リアクタ
ンスによる分布キャパシタンスを実現し、上記のそれぞ
れの分布インダクタと並列に作用させて平衡共振特性を
得るものであり、これを平衡型帰還増巾器の入力部もし
くは出力部に接続して平衡モードの発振装置として機能
させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第３図は本発明の実施例における平衡型発振装置の回路
構成図を示すものである。帰還増巾器１９および２０よ
りなる平衡型帰還増巾器２１０入力部もしくは出力部が
平衡型同調器２２９平衡端子２３および２４と接続され
て、それぞれの帰還増１ｊ器１９と２０が互いに逆位相
モードで正帰還増巾される。平衡型同調器２２において
、２５は中性点アース端子２６を有する分布インダクタ
を形成する主電極であって平衡端子２３および２４を有
するものである。一方誘電体（図示せず）を介して対向
する副電極２７はその両端がアース端子２８および２９
に設定されている。この場合において主電極２５のアー
ス端子２６を特別に設けなくとも仮想的中性点を発生さ
せることが可能であり等測的にアース端子を実現するこ
とができて所要の目的を達成することができる。平衡端
子２３および２４は主電極２６の端部のみならず所要の
インピーダンスを呈する任意の位置に設定することも可
能である。寸だ副電極２７のアース端子２８および２９
も任意の所要位置に設定することができる。この実施例
の場合には単体の主電極および副電極の簡単な構成で平
衡型同調器を構成することができる。

第４図は本発明の他の実施例における平衡型発振装置の
回路構成図を示すものである。帰還増巾器３０および３
１よりなる平衡型帰還増巾器３２の入力部もしくは出力
部が平衡型同調器３３の平衡端子３４および３５と接続
されて、それぞれの帰還増ｒｌＪ器３０と３１が互いに
逆位相モードで正帰還増１ｊされる。平衡型同調器３３
において３６−および３７は中性点アース端子３８およ
び３９を有してかつ平衡端子３４および３５を有する主
電極である。一方誘電体（図示せず）を介して対向する
副電極４ｏのアース端子４１は主電極３６および３Ｙの
平衡端子３４および３５とほぼ対向する位置に設定され
ている０平衡端子３４および３６は主電極３６および３
７の端部のみならず所要のインピーダンスを呈する任意
の位置に設定することも可能である。この実施例の場合
には平衡端子３４と３５を近接して設置することができ
信号の人出力リードが短かく構成することができる。

第５図は本発明の他の実施例における平衡型発振装置の
回路構成図を示すものである。帰還増巾器４２および４
３よりなる平衡型帰還増ｒｌＪ器４４の入力部もしくは
出力部が平衡型同調器４６の平衡端子４６および４７と
接続されて、それぞれの帰還増ｌｊ器４２と４３が互い
に逆位相モードで正帰還増巾される○平衡型開調器４４
において中性点アース端子４８および平衡端子４６と４
７を有する主電極４９の構成は第３図で説明したものと
同様であるが、他方副電極の構成はアース端子５゜と６
１を有する副電極５２と５３に分割されている。アース
端子６０および５１と４８．および平衡端子４６と４７
の設定は第３図において説明したように構成することが
できる０この第５図に示す実施例と前記第４図に示す実
施例の副電極６２と６３．および副電極４０それぞれの
オープン端子側の所要位置をカットすることによって分
布キャパシタンスを変化させることができて同調周波数
を可変設定することが可能であり、更に平衡状態を調整
することも可能である。

第６図は本発明の他の実施例における平衡型発振装置の
回路構成図を示すものである。帰還増［１〕器５４およ
び５６よりなる平衡型帰還増巾器５６の入力部もしくは
出力部が平衡型同調器５７の平衡端子５日および５９と
接続されて、それぞれの帰還増１１］器５４と５５が互
いに逆位相モードで正帰還増巾される。平衡型同調器５
７において主電極６０と副電極６１よりなる構成は前記
第３図において説明したものと同様であるが、平衡端子
６８と５９には電圧可変キャパシタンスダイオード６２
および６３が接続されている。そして６４は制御電圧端
子であり、６５は不平衡出力タップ端子である。この実
施例の場合には同調周波数を可変制御することが可能で
、しかも不平衡信号回路系と接続することが可能な平衡
型可変同調器を構成することができる。ここで電圧可変
キャパシタンスダイオード６２および６３の替りに可変
空気コンデンサを用いても所要の目的を達成できること
はいう捷でもない。

ここで第６図に示す実施例の発振装置における平衡型同
調器５７としては第３図に示すもの以外に第４図もしく
は第６図に示すものも用いることができる。そして平衡
型同調器５７として第４図もしくは第６図に示すものを
用いた場合には副電極４ｏもしくは５２および５３の所
要部分をカットすることによって同調周波数帯を任意に
設定することができ、また平衡性も調整することができ
るＯ 第７図ないし第１４図は前記第３図で説明した平衡型同
調器２２を代表してその主副電極と誘電体の構造の実施
例を示すものである。第７図において（ｄ）は表面図、
（ｂ）は側面図、（Ｃ）は裏面図を示す。

（以下第８図ないし第１４図において同様）第７図にお
いて１００は誘電体基板であり、１ｏ１と１０２は分布
定数回路を形成して分布インダクタと分布キャパシタを
実現する電極である。電極１０１と１０２のアース端子
の設定は第７図に示すように対向する電極相互において
任意の逆方向側となるようにする。（以下第８図ないし
第１４図において同様）第７図（−）に示すＡ側、Ｂ側
と第図（Ｃ）に示すＡ側、Ｂ側がそれぞれ対応する。

（以下第８図ないし第１４図において同様）第８図にお
いては誘電体基板１０３を介して１個所の屈曲部を有す
る電極１０４と１０５がそれぞれ対向設置されている０ 第９図においては誘電体基板１０６を介して複数個所の
屈曲部を有する電極１０７と１０８がそれぞれ対向設置
されている０ 第１ｏ図においては誘電体基板１０９を介してメアンダ
形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向設置されてい
る。

第１１図においては誘電体基板１１２を介してスパイラ
ル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ対向設置されて
いる。

第１２図においては誘電体基板１１６の表面に電極１１
６と１１７がそれぞれ側方対向して設置されている。

第１３図においては誘電体基板１１８の内部に電極１１
９と１２０がそれぞれ対向設置されている。

第１４図においては誘電体基板１２１の内部に電極１２
２が設置され、誘電体基板１２１０表面に電極１２３が
設置されそれぞれの電極１２２と１２３が対向している
。

以上第７図ないし第１４図の実施例において対向設置も
しくは並設される電極それぞれは同一形状の全面完全対
向としたが、任意の片方電極が他方電極と比較して等測
長さが異なっていても、また相方電極が部分的に対向す
るようにしても実現できる。また第１２図ないし第１４
図における実施例に用いる電極それぞれの形状は第８図
ないし第１１図に示す実施例で示したものを用いても実
現することができる。

以上それぞれの実施例において第７図に示すものは簡単
な電極パターンで構成することができ、第８図ないし第
１１図に示すものは小さい同調器の占有面積で比較的大
きな分布インダクタンスと分布キャパシタンスを形成す
ることができ従って較的低い同調周波数の同調器を構成
することができ、第１２図に示すものは誘電体の片面の
みで電極を形成するので簡単に構成することができ、第
１３図および第１４図に示すものは多層基板に対応でき
、電極が内蔵されるため外部の要因によって同調器の性
能が影響を受けることが少なく安定なものを構成するこ
とができる等の特徴を有している。

第７図ないし第１４図において２００ないし２１５はそ
れぞれ平衡端子である。

次に本発明の発振装置に用いる同調器の基本的な動作原
理を説明する。

第１５図（ａ）〜（ｑ）は本発明の発振装置に用いる同
調器における基本的な動作を説明するための等価回路で
ある。第１６図（ａ）において、電気長ｌを有し、互い
にアース端子を逆方向側に設定したそれぞれの伝送路電
極２７０，２７１によって形成される伝送路に対して、
電圧ｅを発生する信号源２７２が伝送路電極２７０に接
続されて信号を供給するものとする。そして、それによ
って伝送路電極２７０の先端におけるオープン端子には
進行波電圧ＱＡが励起されるものとする。一方、伝送路
電極２７１は上記の伝送路電極２７０に近接して対向設
置もしくは並設されているので、相互誘導作用によって
電圧が誘起される。その伝送路電極２７１の先端におけ
るオープン端子に誘起される進行波電圧をｅＢ　とする
。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対し
て逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡお
よびｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝
送路電極２７０および２７１よりなる伝送路において電
圧定在波を形成することになる。ここで伝送路電極２７
０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数を
Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１における電
圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差Ｖをめると ｖ：ＫｅＡ−（１−Ｋ）ｅＢ　・・・・川・・（１）で
表わすことができる。ここで、それぞれの伝送路電極２
了０および２７１か同じ電気長ｔであるとすると ８Ｂ　−〇八　・・印・・（２） となり、それによって第１式における電位差ＶはＶ　＝
　Ｋ　ｅｐ、　＋　（１−Ｋ　）　ｅＡ−ｅＡ　・・・
・川・（３） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差Ｖを発生させること
ができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極巾Ｗを
有するものとしく電極の厚みｒｒｉ薄いものとする）、
さらに誘電率ε８　を有する誘電体を介して間隔ｄに対
向されでいるものとする。この場合における伝送路の単
位長当りに形成するキャパシタンスＣ８は であり、故に Ｃｏ−ε。ε８１　・・・・・・・・・（６）となる。

従って、第１５図（ａ）に示す伝送路は、第１５図（ｂ
）に示すような単位長当りにおいて第６式でまるＣ８の
分布キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。また、そ
れぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１における
電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は、上記に
おいて述べたように互いに逆位相関係にあるので、この
伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動作するこ
とになる。これによって第１５図（Ｃ）に示すような、
平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源２７４によって平衡モ
ードで励起される伝送路電極２了６および２７６によっ
て形成される平衡モード伝送路と等価になる。いうまで
もなくその電気長は第１５図（ａ）において示したもと
の電気長ｔと同じである。さらに、この平衡モード伝送
路は第１５図（ｄ）に示すように、伝送路の分布インダ
クタ成分および伝送路の屈曲形状により発生する集中イ
ンダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ２
７７および２７８と分布キャパシタ２７３よりなる分布
定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長ｌとの関係について説明する。

第１６図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスＺ。は、第１６図［有
］）に示す等価回路で表わすことができる。その特性イ
ンピーダンスＺ。は一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第８式に示す特
性インピーダンスＺ。

を用いる。第８式におけるキャパシタンスＣ６は第６式
においてめた伝送路における単位当りのキャパシタンス
Ｃ８と同じものである。すなわち伝送路における単位長
当りの特性インピーダンスＺ　はキャパシタンスＣ０の
関数であり、それはまたキャパシタＣ６に関与する誘電
体の誘電率ε８゜伝送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝
送路電極の設置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスが２゜で、その電気長がｌであり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生ずる等価リアク
タンスＸは Ｘ＝　−Ｚ　ｃｏｔθ　・・・・・・・・・（９）○ で表わすことができる。ここで であり、特に の場合において等価リアクタンスＸば ｘ＜ｏ・・・・・・・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはギヤパンチイブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長りによってθが第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長ｌをλ／４以下に設定するこ
とによりキ４・ノ＜シタを形成することができる。そし
て、その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣｉ で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長りの設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第１７図である。第１７
図では、先端がオープン状態の伝送路において、その電
気長ｔの変化に従って端子に発生する等価リアクタンス
Ｘが変化する様子を表わしている。第１７図から明らか
なように、伝送路の電気長ｔがλ／４以下もしくはλ／
２〜４λ２４などにおけるような場合には負の端子リア
クタンスを形成することが可能であり、すなわち等価的
にキャパシタを形成することができる。さらに、負の端
子リアクタンスを発生させる条件において、伝送路の電
気長りを任意に設定することによって、キャパシタンス
Ｃを任意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第１６図（
ｅ）において示す集中定数キャパシタ２７９として等価
的に置換することができる。そして、伝送路に存在する
分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発
生する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成
されるインダクタは、集中定数インダクタ２８０として
等価的に置換することができる。そして、仮想的な平衡
信号５２７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを
、もとの第１５図ａにおいて示した状態と等価的と同じ
になるように置換すれば、第１５図（ｆ）に示すように
なる。この第１５図（ｆ）においてアース端子を共通化
して表わすと、明らかに最終的には第１５図＜ｑ）にお
いて示すように、集中定数キャパシタ２７９および集中
定数インダクタ２８０より成る並列共振回路と等価にな
り、同調器を実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性を明らかにする。

第１８図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第１８図ａにおいて伝送路電極
２８１および２８２よりなる先端オープンの伝送路が、
電圧ｅを発生ずる信号源２８３によってドライブされて
いるものとする０それによって伝送路電極２８１の先端
に：ｌ−′−けるオープン端子には定在波電圧ｅＡが励
起され、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極
２８２の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＢ
が誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路電
極２８１および２８２のアース端子は互いに同方向側に
設定されているので、それぞノｔの定在波電圧ｅＡとｅ
Ｂは互いに同位相となる。従って、伝送路電極２８１お
よび２８２におけるそれぞれの電圧分布係数は同じＫを
有することになる。それによって伝送路電極が対向する
任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ｋｅ　−ＫｅＢ　−■−＝−４１４）となる。ここ
で、それぞれの伝送路電極２８１および２８２の電気長
が同じ長さであるとするとｅＡ　””　ｅＢ　・−＝−
＝（１５）となり、それによって第１４式における電位
差Ｖば ｖ＝Ｋｅ八−ＫｅＡ＝０　・・・・・・・・・（１６）
となる。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位
差が発生しないことになる。第１８図（−）における信
号源２８３を伝送路端に置換設定したものが第１８図す
であり、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４を設置
したことと等価になる。そしてこの等価回路においては
互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみであ
る。つ寸りこれは第１８図（ｃ）に示すように、等価的
に単なる一本の伝送路電極２８６が存在する場合と同一
であることは明らかである。そして、信号源２８３およ
びアース端子を第１８図（−）に示したようにもとの回
路に等個置換することにより第１８図（切に示すように
なる。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分それぞれ
より成る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを形成
するだけである。以上より明らかなように、インダクタ
と並列にキャノ々シタを形成することができないので、
目的とする並列共振回路の同調器は実現することができ
ない。

第１９図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第１９図（−）において伝送
路電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、
電圧ｅを発生ずる信号源２８９によってドライブされ、
伝送路の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅＡが
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。一
方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋを有
する定在波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、伝送
路電極２８７とアース電極２８８が対向する任意の部分
における電位差ＶはＶ　＝　Ｋ＠Ａ　−ＫｅＢ　−−−
・−・−（１７）で表わされる。しかし、アース電極２
８８における定在波電圧ｅｌＢは一様にアース電位（零
電位）であり ｅＢ−○　・・・・・　（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差ＶはＶ　＝　Ｋ　ｅＡ　・
・・・・・・・・（１９）となる。ぐれによって、伝送
路電極２８７とアース電極２８８の間に分布キャパシタ
を形成することは可能である。しかしながら、伝送路電
極２８了はアース電極２８８と近接して対向しているた
め、相互誘動作用によって伝送路電極２８７における画
先端がほとんどショート状態になったものと等価になる
。そのため伝送路電極２８７におけるインダクタ成分の
Ｑ性能を著しく劣化させることになる。すなわち、この
マイクロストリップラインは第１９図中）に示すように
等価損失抵抗２９０を含む集中定数インダクタ２９１お
よび集中定数キャパシタ２９２それぞれより成る並列共
振回路を形成する。ここで等価損失抵抗２９０（ｌ−１
：実際には相当大きな抵抗値を有するものになるため、
共振回路における損失が非常に大きくなる。従って、同
調器としては明らかにＱ性能が非常に低下したものしか
実現できず、実際的には実用に適するものではない。

第２０図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第２６図において平衡モード伝送路電極
２９３および２９４ば、その電気長ｔが共振周波数にお
けるλ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされ
ている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２９５によ
って、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブさ
れているものとする。アース端子は平衡信号源２９５の
中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの
端子にアースを設定するものではない。この場合におけ
る伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンスＸ
は、伝送路の特性インピーダンスをＺ。とすると Ｘ　＝　ＺＯｂｕ＋θ　・・・・・・・・（２０）とな
る。ここで特性インピーダンスＺ。は第８式において示
したものと同じものであり、またθについても第１０式
において示したものと同じものである。この共振器では
伝送路の電気長ｔをｌ−λ／４　・・・・・・・・（２
１）としているので θ＝π／２　・・・・・・・・・（２２）である。従っ
て第２０式における端子リアクタンスＸは Ｘ　＝　Ｚ　ｔａｎ　−＝ω　・・・・・・・・・（２
３）２ となり、等価的に並列共振特性を得ることができるもの
である。しかしながら、とのλ／４　共振器における構
成を本発明の同調器Ｋｉ−ける構成と比較すると、まず
伝送路の端子条件についてみると本発明の同調器におい
てはオープン状態であるのに対して、従来のλ／′４共
振器においてはショート状態であり、従って端子条件に
おいて全く異なる構成であることが明らかである。更に
伝送路の電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調
器においては同調周波数のλ／４以下に設定するもので
あり実際的にはλ／１６程度の非常に短いものに設定し
て構成するものであるが、従来のλ／４共振器において
は厳密に共振周波数のλ／４に設定するものであり、従
って伝送路の電気長ｔの設定において根本的に異なる構
成であることも明らかである。また、構成における伝送
路の電気長ｔの異いに起因して、両者において同一の同
調周波数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／４共振
器においては非常に長い伝送路を設ける必要があり大型
化する不都合があった。従来のλ／４共振器を小型化す
る目的で誘電率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送
路の長さを短縮化したものもみられるが、それに用いる
誘電率の高い誘電体は一般に誘電体損失ｍｎδが非常に
大きく、従って共振器としてのＱ性能が著しく低下する
不都合があった。更に、誘電率の高い誘電体における誘
電率の温度依存性は一般に大きく、従って共振周波数の
安定性を確保することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第２１図は同調周波数の温度依
存性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第
２２図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表
すグラフである。第２１図および第２２図において、特
性Ａは本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミック材もしくは樹脂系プリント
回路基板を使用した場合の実験結果である。

一方、特性Ｂは第２図において示すような、従来におい
て最も多く用いられていた同調器における温度依存特性
である。これらの実験結果から、本発明の同調器におい
ては一般的な誘電体を用いて構成したものでもその同調
周波数は極めて安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安
定であることが明らかである。一方、従来の同調器にお
いては、インダクタを構成するフェライト材のコアにお
ける透磁率μとＱの根本的な不安定性、およびコイル部
分の膨張と収縮によるインダクタンスの変化がそれぞれ
原因して、同調周波数と共振Ｑの安定性を確保すること
が困難であった。それによって、他の温度補償部品もし
くは他の自動安定化補償回路を付加して不安定性を補っ
ていた。

次に上記した本実施例の発振装置に用いる平衡型同調器
について以下その動作を説明する。

第２３図に第３図に示す平衡型同調器２２を代表してそ
の動作等価回路を示す。第２３図体）において誘電体（
図示せず）を介して対向設置されるかもしくは誘電体（
図示せず）の表面で並設される主電極１２４と副電極１
２６のアースは互いに逆方向に設定されると共に主電極
１２４の両端子１２６と１２７にはそｈぞれ主として逆
位相関係にある異なる位相の信号源１２８と１２９が接
続されて主電極１２４に信号電流を励起する。ここで主
電極１２４と副電極１２５はアース端子をそれぞれ逆方
向側に設定した平行伝送路を形成するので主電極１２４
と副電極１２６それぞれの信号電流は第２３図（−）に
示すようにある瞬時においては矢印のような逆位相の信
号電流位相関係を呈する。それにより対向する主電極１
２４と副電極１２５における各々の対向部分に電位差が
発生して分布キャパシタを形成する。そして副電極１２
５のインダクティプ成分は打消されて第２３図（ｂ）に
示すようにアース面１３１と等価になり主電極１２４と
の間に分布キ鬼・パシタ１３１を実現する。

主電極１２４は第２３図（ｃ）に示すように分布インダ
クタ１３２と等価であり分布キャパシタ１３１と共に分
布定数回路を形成する。これを集中定数回路で示したも
のが第２３図（ｄ）でありインダクタ１３３とキャパシ
タ１３４および１３５の並列共］辰回路を形成する。こ
こでアース端子１３６は中性点であるためキャパシタ１
３４と１３５は第２３図（ｅ）　Ｋ示ずようにキャパシ
タ１３７に集約されて平衡型同調器を実現することがで
きる。またインダクタ１３３と並列に可変キャパシタ（
図示せず）を設置すれば平衡型可変同調器を実現するこ
とができる。

上記の動作説明は第５図および第６図に示す平衡型同調
器４５および５７の実施例にも対応できるものであり、
第４図に示す平衡型同調器３３の実施例についてもアー
ス端子の設定と平衡端子の設定がそれぞれにおいて第３
図、第５図、第６図に示すものと逆設定になっているが
動作原理において異なるものではない。

なお上記それぞれの実施例における平衡型同調器の電極
としては金属導体、プリント金属導体箔。

印刷厚膜導体および薄膜導体等を使用することができ、
また誘電体を版としてはアルミナセラミック、チタバリ
、プラスチック、テフロン、ガラス。

マイカおよび樹脂系プリント回路基板等を使用すること
かできる。

更に上記それぞれの実施例における平衡型帰還増巾器と
してはバイポーラトランジスタ、ＦＥＴもしくはそれら
によるＩＣなどで構成した差動帰還増巾器やプッシュプ
ル帰還増巾器などを用いることができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介して対向設置するかもしくは誘電体の表面で並設す
る平衡電極で平衡型同調器を構成し、その平衡型同調器
を平衡型帰還増巾器の平衡出力端子もしくは平衡入力端
子それぞれの間に接続設置するように構成しているので ■　簡単な構成でインダクタ部品とキャパシタ部品の一
体化構成を可能にした平衡型同調器を有し、それによっ
て非常にノンプルな形態の平衡型発振装置を構成するこ
とができる。

■　平衡型同調器を超薄型でかつ小型に構成することが
できるので、平衡型発振装置を超薄型で小型にすること
ができると共に平衡型同調器からの不要輻射量を極めて
少なくすることができるので安定な発振系を実現するこ
とができる。

■　平衡型同調器のインダクタとキャパシタがリードレ
スで接続されるのでリードインダクタやストレーキャパ
シタの影響がなく、従って同調器としての動作が極めて
安定になり同調精度が向上すると共に完全な平衡性を確
保することができる。

■　モジュール化した平衡型同調器が実現できるので機
械的振動に対するインダクタとキャパシタの定数変動が
皆無であり、同調周波数や平衡性が極めて安定である。

■　誘電体基板に温度依存性の小さい材料を用いれば同
調周波数や平衡性が周囲温度変化に対（〜で極めて安定
な平衡型同調器を実現することができる。

■　上記■、■および■の効果によって平衡型発振装置
を構成する初期のみならず非常に長期間に渡ってその平
衡性を維持することができるので、発振信号の偶数次高
調波を常に理想的に相殺することが可能となり、安定に
発振信号の歪率を減小させることができる。

■　平衡型同調器の部品点数を大巾に削減することが可
能であり、平衡型発振装置における製造の合理化やコス
トダウンが実現できる。

■　平衡型同調器に用いる誘電体基板として帰還増ｒ１
］器を構成する回路基板を共用すれば実装形態の合理化
を計ることができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は平衡型発振装置の基本構成回路図、第２図は従
来の平衡型同調器の部品構成斜視図、第３図ないし第６
図は本発明の実施例における平衡型発振装置の回路構成
図、第７図ないし第１４図は本発明の実施例における平
衡型同調器の構成図であり、それぞれにおいて（ａ）は
表面図、Φ）は側面図、（Ｃ）は裏面図、　−− 一　′−−°　０　、　− １娃母ヨ第１６図（ａ）　〜（ｑ）　、第１６図（ａ）
　、　（ｂ）　、第１７図は本発明の動作原理を示す説
明図、第１８図（−）〜（ｄ）　、第１９図（ａ）　、
　（ｂ）　、第２０図は従来の同調器における動作原理
を示す説明図、第２１図、第２２図は本発明と従来の同
調器の温度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、
第２３図は本発明の実施例における発振装置に用いる平
衡型同調器の動作）ｇ、理説明図である。 ２５．３６，３７，４９，６０，１０１，１０４゜１０
７．１１０，１１３，１１６，１１９，１２２゜１２４
・・・・・・主電極、２７，４０，５２，５３゜６１．
１０２，１０５，１０８，１１１，１１４゜１１７．１
２０，１２３，１２５・・川・副電極、１９．２０，３
０，３１．４２，４３，５４．５５・・・・・・帰還増
巾器、６２．６３・・・・・・電圧可変キャパシタンス
ダイオード、１００，１０３，１０６゜１０９．１１２
，１１６，１１８，１２１・・・・・・誘電体基板、２
３，２４，３４，３６，４６，４７゜５８．６９，２０
０ないし２１４・・・・・・平衡端子、６６・・・・・
不平衡出力端子。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名７　
６ 第２図 第３図 第４図 第５図 第７図 ｇｉｌＯ図 （ａ）　（ｂＪ　（ｃ＋ 第１３１１ ６２〕　（ｂ）　（Ｃ７ （（１）　（ｂ）　（ｃ） 第１５０ 小１８図 第１９図 節２０に１ ｒ’ｒ’：　２　１　ｈ 之品シ　ンレ　ｔｏｃノ 負、２２１図 ン昌　イ１と　（’Ｃ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）帰還増巾器の入力部もしくは出力部に、その帰、
   還増巾器によって端部もしくは中央部に設定したアース
   に接続される端子を基準にしてそれぞれ位相の異なる信
   号を励起する主電極に対して、アースに接続される端子
   が上記主電極と互いに逆方向側となるように設定され、
   かつ誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体の表
   面で並設する副電極を設けてなる同調器を設置すること
   を特徴とする発振装置。 （２）帰還増巾器としてプッシュプル帰還増巾器を設置
   し、互いに逆位相平衡モードの入力端子もしくは出力端
   子を主電極の所要部それぞれに接続した特許請求の範囲
   第１項記載の発振装置。 （３）帰還増巾器として差動帰還増巾器を設置し、互い
   に逆位相平衡モードの入力端子もしくは出力部エフ”−
   ＊’１８ｊｓ　／７’ｌ　Ｋ　尊５ｌ（−＋　ｈ　Ｊ’
   ｈ　Ｆｍｍ　ｌ　、＊　ａ　酌陳書求の範囲第１項記載
   の発１辰装置。 （４）　主電極もしくは副電極における任意の所要端子
   間に可変リアクタンス素子を接続設置した特許請求の範
   囲第１項ないし第３項のいずれかに記載の発振装置。 （５）主電極もしくは副電極の任意の所要部にタップを
   設けて２次側出力端子とする特許請求の範囲第１項ない
   し第４項のいずれかに記載の発振装置。 （６）　可変リアクタンス素子として電圧可変キャパ／
   タンスダイオードを用いた特許請求の範囲第４項記載の
   発振装置。 （７）　主および副電極として少なくとも一個所以上の
   任意の屈曲角もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示
   す屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１項な
   いし第６項のいずれかに記載の発振装置。 （８）主および副電極としてスパイラル形状を有するも
   のを用いた特許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれ
   かに記載の発振装置。 （９）主もしくは副電極に卦ける長さを副本に（け主電
   極における長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の
   部分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲第１
   項ないし第８項のいずれかに記載の発掘装置。 （１Ｑ）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは
   任意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した
   特許請求の範囲第１項ないし第９項のいずれかに記載の
   発振装置。 （１１）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内
   周部および／もしくは外周部においてそれぞれの主およ
   び副電極を設置し／こ特許請求の範囲第１項ないし第１
   ０項のいずれかに記載の発振装置。 （１２）主および副電極それぞれにおいてアースに接続
   される端子を、アースと接続せずに共通端子とした特許
   請求の範囲第１項ないし第１１項のいずれかに記載の発
   振装置。 （１３）主および／もしくは副電極における所要部分を
   任意に切開して発振周波数範囲を任意に設定制御する特
   許請求の範囲第１項ないし第１２項のいずれかに記載の
   発振装置。 （１４）非接触切開手段により主および／もしくは副電
   極を任意に切開する特許請求の範囲第１３項記載の発振
   装置。 （１５）主および／もしくは副電極における任意の所要
   部位をアースに接続する端子もしくは共通端子に設定し
   て発振周波数範囲を任意に設定制御する特許請求の範囲
   第１項ないし第１４項のいずれかに記載の発振装置。