JPH0550161B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチユーナお
よびパーソナル無線の送信機や受信機、その他通
信機全般に用いることができる平衡型発振装置に
関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通
信電波が増加しており、希望する信号を発振する
平衡型発振装置の性能においては高い同調精度、
安定性および信頼性の要求が高まつている。一
方、それら受信機、送信機や通信機の製造コスト
の低減も大きな課題であり、特に合理化が困難な
高周波部の周波数選択同調器について抜本的な技
術開発が必要とされている。

以下図面を参照にしながら従来の平衡型発振装
置について説明する。第１図は平衡型発振装置の
基本的な回路図であり、中性点アース１を有する
インダクタ２とキヤパシタ３よりなる並列共振同
調器４の平衡端子５および６に帰還増巾器７およ
び８が接続設置されていた。第２図は従来の平衡
型同調器の構成図であり、中性点タツプ９を有す
るインダクタ１０の平衡端子１１および１２にキ
ヤパシタ１３が回路導体１４および１５で接続さ
れ、それぞれ１６および１７が平衡型同調器の平
衡端子としてまた１８がアース端子として構成さ
れていた。

しかしながら、上記のような構成においては １ インダクタ部品およびキヤパシタ部品は他の
高周波部品と比較してサイズが大きく、特に高
さ寸法が機器と小型勝と薄型化を阻害してい
る。

２ インダクタ部品は機械的振動によつてそのイ
ンダクタンスがずれ易く、またフエライトコア
の温度依存性が大きいのでインダクタンスが不
安定であり同調周波数や平衡性の変動が大き
い。

３ インダクタ部品とキヤパシタ部品はそれぞれ
別個部品として存在し、導体の引き回し回路で
接続されているためリードインダクタンスやス
トレートキヤパシタが多く発生して回路動作が
不安定であり平衡性の確保が困難である。

４ 独立した最小単位機能の個別部品の集合回路
であるため部品点数の削減や製造の合理化に限
界がある。

５ 更に上記２および３が原因して平衡型発振装
置を構成する目的であるところの発振出力信号
の偶数次高調波成分を相殺することが不可能と
なり、発振信号の歪率を著しく増加させてその
平衡型発振装置を設置する機器の性能品質を劣
化させる。

などの問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキヤパシタ部
品の一体化構成を可能にする平衡型同調器を実現
すると共に、その平衡型同調器を設置した平衡型
発振装置を実現することにあり、それによつて平
衡型同調器の形態を超薄型でかつ小型化し、更に
機械的振動に対しても同調周波数や平衡性が安定
で、同調周波数の同調精度を向上させ、同調周波
数や平衡性の温度依存性が小さく、接続リードの
悪影響をなくして高周波的にも安定で、また部品
点数を削減して製造の合理化を可能にすることで
あり、更に発振出力信号における歪率性能を良好
にかつ安定に確保できる発振装置を提供すること
にある。

発明の構成 本発明の発振装置は帰還増巾器の入力部もしく
は出力部に、その帰還増巾器によつて端部もしく
は中央部に設定したアース端子を基準にしてそれ
ぞれ位相の異なる信号を励起する主電極に対し
て、アース端子が上記主電極と互いに逆方向側と
なるように設定され、かつ誘電体を介して対向設
置するかもしくは誘電体の表面で並設する副電極
よりなる同調器を設けるように構成したものであ
り、これにより位相の異なる信号を励起するそれ
ぞれの主電極が分布インダクタとして作用し、ま
たそれぞれの主電極と副電極が対向することによ
つて先端オープンの分布定数回路を形成し、それ
によつて発生する負リアクタンスによる分布キヤ
パシタンスを実現し、上記のそれぞれの分布イン
ダクタと並列に作用させて平衡共振特性を得るも
のであり、これを平衡型帰還増巾器の入力部もし
くは出力部に接続して平衡モードの発振装置とし
て機能させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。

第３図は本発明の実施例における平衡型発振装
置の回路構成図を示すものである。帰還増巾器１
９および２０よりなる平衡型帰還増巾器２１の入
力部もしくは出力部が平衡型同調器２２の平衡端
子２３および２４と接続されて、それぞれの帰還
増巾器１９と２０が互いに逆位相モードで正帰還
増巾される。平衡型同調器２２において、２５は
中性点アース端子２６を有する分布インダクタを
形成する主電極であつて平衡端子２３および２４
を有するものである。一方誘電体（図示せず）を
介して対向する副電極２７はその両端がアース端
子２８および２９に設定されている。この場合に
おいて主電極２５のアース端子２６を特別に設け
なくとも仮想的中性点を発生させることが可能で
あり等価的にアース端子を実現することができて
所要の目的を達成することができる。平衡端子２
３および２４は主電極２５の端部のみならず所要
のインピーダンスを呈する任意の位置に設定する
ことも可能である。また副電極２７のアース端子
２８および２９も任意の所要位置に設定すること
ができる。この実施例の場合には単体の主電極お
よび副電極の簡単な構成で平衡型同調器を構成す
ることができる。

第４図は本発明の他の実施例における平衡型発
振装置の回路構成図を示すものである。帰還増巾
器３０および３１よりなる平衡型帰還増巾器３２
の入力部もしくは出力部が平衡型同調器３３の平
衡端子３４および３５と接続されて、それぞれの
帰還増巾器３０と３１が互いに逆位相モードで正
帰還増巾される。平衡型同調器３３において３６
および３７は中性点アース端子３８および３９を
有してかつ平衡端子３４および３５を有する主電
極である。一方誘電体（図示せず）を介して対向
する副電極４０のアース端子４１は主電極３６お
よび３７の平衡端子３４および３５とほぼ対向す
る位置に設定されている。平衡端子３４および３
５は主電極３６および３７の端部のみならず所要
のインピーダンスを呈する任意の位置に設定する
ことも可能である。この実施例の場合には平衡端
子３４と３５を近接して設置することができる信
号の入出力リードが短かく構成することができ
る。

第５図は本発明の他の実施例における平衡型発
振装置の回路構成図を示すものである。帰還増巾
器４２および４３よりなる平衡型帰還増巾器４４
の入力部もしくは出力部が平衡型同調器４５の平
衡端子４６および４７と接続されて、それぞれの
帰還増巾器４２と４３が互いに逆位相モードで正
帰還増巾される。平衡型同調器４５において中性
点アース端子４８および平衡端子４６と４７を有
する主電極４９の構成は第３図で説明したものと
同様であるが、他方副電極の構成はアース端子５
０と５１を有する副電極５２と５３に分割されて
いる。アース端子５０および５１と４８、および
平衡端子４６と４７の設定は第３図において説明
したように構成することができる。この第５図に
示す実施例と前記第４図に示す実施例の副電極５
２と５３、および副電極４０それぞれのオープン
端子側の所要位置をカツトすることによつて分布
キヤパシタンスを変化させることができて同調周
波数を可変設定することが可能であり、更に平衡
状態を調整することも可能である。

第６図は本発明の他の実施例における平衡型発
振装置の回路構成図を示すものである。帰還増巾
器５４および５５よりなる平衡型帰還増巾器５６
の入力部もしくは出力部が平衡型同調器５７の平
衡端子５８および５９と接続されて、それぞれの
帰還増巾器５４と５５が互いに逆位相モードで正
帰還増巾される。平衡型同調器５７において主電
極６０と副電極６１よりなる構成は前記第３図に
おいて説明したもとの同様であるが、平衡端子５
８と５９には電圧可変キヤパシタンスダイオード
６２および６３が接続されている。そして６４は
制御電圧端子であり、６５は不平衡出力タツプ端
子である。この実施例の場合には同調周波数を可
変制御することが可能で、しかも不平衡信号回路
系と接続することが可能な平衡型可変同調器を構
成することができる。ここで電圧可変キヤパシタ
ンスダイオード６２および６３の替りに可変空気
コンデンサを用いて所要の目的を達成できること
はいうまでもない。

ここで第６図に示す実施例の発振装置における
平衡型同調器５７としては第３図に示すもの以外
に第４図もしくは第５図に示すものも用いること
ができる。そして平衡型同調器５７として第４図
もしくは第５図に示すものを用いた場合には副電
極４０もしくは５２および５３の所要部分をカツ
トすることによつて同調周波数帯を任意に設定す
ることができ、また平衡性も調整することができ
る。

第７図ないし第１４図は前記第３図で説明した
平衡型同調器２２を代表してその主副電極と誘電
体の構造の実施例を示すものである。第７図にお
いてａは表面図、ｂは側面図、ｃは裏面図を示
す。（以下第８図ないし第１４図において同様）
第７図において１００は誘電体基板であり、１０
１と１０２は分布定数回路を形成して分布インダ
クタと分布キヤパシタを実現する電極である。電
極１０１と１０２のアース端子の設定は第７図に
示すように対向する電極相互において任意の逆方
向側となるようにする。（以下第８図ないし第１
４図において同様）第７図ａに示すＡ側、Ｂ側と
第 図ｃに示すＡ側、Ｂ側がそれぞれ対応する。
（以下第８図ないし第１４図において同様） 第８図においては誘電体基板１０３を介して１
個所の屈曲部を有する電極１０４と１０５がそれ
ぞれ対向設置されている。

第９図においては誘電体基板１０６を介して複
数個所の屈曲部を有する電極１０７と１０８がそ
れぞれ対向設置されている。

第１０図においては誘電体基板１０９を介して
メアンダ形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対
向設置されている。

第１１図においては誘電体基板１１２を介して
スパイラル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ
対向設置されている。

第１２図においては誘電体基板１１５の表面に
電極１１６と１１７がそれぞれ側方対向して設置
されている。

第１３図においては誘電体基板１１８の内部に
電極１１９と１２０がそれぞれ対向設置されてい
る。

第１４図においては誘電体基板１２１の内部に
電極１２２が設置され、誘電体基板１２１の表面
に電極１２３が設置されそれぞれの電極１２２と
１２３が対向している。

以上第７図ないし第１４図の実施例において対
向設置もしくは並設される電極それぞれは同一形
状の全面完全対向としたが、任意の片方電極が他
方電極と比較して等価長さが異なつていても、ま
た相方電極が部分的に対向するようにしても実現
できる。また第１２図ないし第１４図における実
施例に用いる電極それぞれの形状は第８図ないし
第１１図に示す実施例で示したものを用いても実
現することができる。

以上それぞれの実施例において第７図に示すも
のは簡単な電極パターンで構成することができ、
第８図ないし第１１図に示すものは小さい同調器
の占有面積で比較的大きな分布インダクタンスと
分布キヤパシタンスを形成することができ従つて
軟的低い同調周波数の同調器を構成することがで
き、第１２図に示すものは誘電体の片面のみで電
極を形成するので簡単に構成することができ、第
１３図および第１４図に示すものは多層基板に対
応でき、電極が内蔵されるため外部の要因によつ
て同調器の性能が影響を受けることが少なく安定
なものを構成することができる等の特徴を有して
いる。

第７図ないし第１４図において２００ないし２
１５はそれぞれ平衡端子である。

次に本発明の発振装置の用いる同調器の基本的
な動作原理を説明する。

第１５図ａ〜ｅは本発明の発振装置に用いる同
調器における基本的な動作を説明するための等価
回路である。第１５図ａにおいて、電気長ｌを有
し、互いにアース端子を逆方向側に設定したそれ
ぞれの伝送路電極２７０，２７１によつて形成さ
れる伝送路に対して、電極ｅを発生する信号源２
７２が伝送路電極２７０に接続されて信号を供給
するものとする。そして、それによつて伝送路電
極２７０の先端におけるオープン端子には進行波
電圧e_Aが励起されるものとする。一方、伝送路電
極２７１は上記の伝送路電極２７０に近接して対
向設置もしくは並設されているので、相互誘導作
用によつて電圧が誘起される。その伝送路電極２
７１の先端におけるオープン端子に誘起される進
行波電圧をe_Bとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１において
はそれぞれのアース端子が逆方向側に設定されて
いるので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進
行波電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それ
ぞれの進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオ
ープン状態であるので、伝送路電極２７０および
２７１よりなる伝送路において電圧定在波を形成
することになる。ここで伝送路電極２７０におけ
る電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極２７１におけ
る電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができ
る。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１に
おいて任意の対向する部分において発生する電位
差Ｖを求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極２７０および２７１が同じ電気長ｌである
とすると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそ
れぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発
生させることができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電
極巾Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いもの
とする）、さらに誘電率ε_sを有する誘電体を介し
て間隔ｄに対向されているものとする。この場合
における伝送路の単位長当りに形成するキヤパシ
タンスC₀は C₀＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_pε_sＷ・Ｖ／ｄ＝ε_pε_sＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に C₀＝ε_pε_sＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第１５図ａに示す伝送路は、第１５図
ｂに示すような単位長当りにおいて第６式で求ま
るC₀の分布キヤパシタ２７３を含んだ伝送路と
なる。さらに、この伝送路は第１５図ｃに示すよ
うに、伝送路の分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分そ
れぞれによる総合的な分布インダクタ２７７およ
び２７８と分布キヤパシタ２７３よりなる分布定
数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ２７３の形成におけ
る伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。
第１６図ａに示すような平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスZ₀は、第１６
図ｂに示す等価回路で表わすことができる。その
特性インピーダンスZ₀は一般式に となる。ここで伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ₀
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC₀は
第６式において求めた伝送路における単位当りの
キヤパシタンスC₀と同じものである。すなわち
伝送路における単位当りの特性インピーダンスZ₀
はキヤパシタンスC₀の関数であり、それはまた
キヤパシタC₀に関与する誘電体の誘電率ε_s′伝送
路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置
間隔ｄの関数である。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスZ₀で、その電気長ｌであり、か
つ先端がオープン状態である伝送路の端子に発生
する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z₀cotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に θ＝０〜π／２ θ＝π〜３／２π ……(11) の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０ ……(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。

以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作様態について図に表わしたものが第１７図で
ある。第１７図では、先端がオープン状態の伝送
路において、その電気長ｌの変化に従つて端子に
発生する等価リアクタンスＸが変化する様子を表
わしている。第１７図から明らかなように、伝送
路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
3λ／４などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件
において、伝送路の電気長ｌを任意に設定するこ
とによつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現
することが可能である。

このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
１５図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ２７９
として等価的に置換することができる。そして、
伝送路に存在する分布インダクタ成分および伝送
路の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成
分それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ２８０として等価的に置
換することができる。この第１５図ｄにおいてア
ース端子を共通化して表わすと、明らかに最終的
には第１５図ｅにおいて示すように、集中定数キ
パヤシタ２７９および集中定数インダクタ２８０
より成る並列共振回路と等価になり、同調器を実
現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における伝送路と同様のもの
を用いても他の構成にしたものそれぞれと比較し
て全く異なるものであることを証明するために、
従来の同調器もしくは他の伝送路構成による同調
器における構成および動作を次に説明して対比す
る。それによつて本発明による同調器との差異を
明確にすると共に、本発明における同調器の新規
性を明らかにする。

第１８図は、伝送路電極として例えば本発明に
おける同調器に用いるものと同様なもので形成し
ても、アース端子が互いに同方向側に設定されて
いる点が異なる場合の動作を示すものである。第
１８図ａにおいて伝送路電極２８１および２８２
よりなる先端オープンの伝送路が、電圧ｅを発生
する信号源２８３によつてドライブされているも
のとする。それによつて伝送路電極２８１の先端
におけるオープン端子には定在波電圧e_Aが励起さ
れ、それと対向設置もしくは並設される伝送路電
極２８２の先端におけるオープン端子には定在波
電圧e_Bが誘起されるものとする。ここで、それぞ
れの伝送路電極２８１および２８２のアース端子
は互いに同方向側に設定されているので、それぞ
れの定在波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従
つて、伝送路電極２８１および２８２におけるそ
れぞれの電圧分布係数は同じＫを有することにな
る。それによつて伝送路電極が対向する任意の部
分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(14) となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１お
よび２８２の電気長が同じ長さであるとすると e_A＝e_B ……(15) となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B＝０ ……(16) とする。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第１８図ａに
おける信号源２８３を伝送路端に置換設定したも
のが第１８図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡
信号源２８４を設置したことと等価になる。そし
てこの等価回路においては互いに電位差を有しな
い平行伝送路が存在するのみである。つまりこれ
は第１８図ｃに示すように、等価的に単なる一本
の伝送路電極２８５が存在する場合と同一である
ことは明らかである。そして、信号源２８３およ
びアース端子を第１８図ａに示したようにもとの
回路に等価置換することにより第１８図ｄに示す
ようになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分
および伝送路の屈曲形状により発生する集中イン
ダクタ成分それぞれより成る等価的な集中定数イ
ンダクタ２８６のみを形成するだけである。以上
より明らかなように、インダクタと並列にキヤパ
シタを形成することができないので、目的とする
並列共振回路の同調器は実現することができな
い。

第１９図は、片側の伝送路電極として例えば本
発明の同調器におけるものと同じもので形成した
一般的なマイクロストリツプラインであるが、そ
の伝送路電極と対向する電極が充分に広いアース
となつている点が異なる場合の動作を示すもので
ある。第１９図ａにおいて伝送路電極２８７が充
分に広いアース電極２８８と対向し、電圧ｅを発
生する信号源２８９によつてドライブされ、伝送
路の先端におけるオープン端子の定在波電圧e_Aが
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとす
る。一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分
布係数Ｋを有する定在波電圧e_Bが発生するものと
仮定すると、伝送路電極２８７とアース電極２８
８が対向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(17) で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）で
あり e_B＝０ ……(18) となる。従つてアース電極２８８には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……(19) となる。これによつて、伝送路電極２８７とアー
ス電極２８８の間に分布キヤパシタを形成するこ
とは可能である。しかしながら、伝送路電極２８
７はアース電極２８８と近接して対向しているた
め、相互誘動作用によつて伝送路電極２８７にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのため伝送路電極２８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させるこ
とになる。すなわち、このマイクロストリツプラ
インは第１９図ｂに示すように等価損失抵抗２９
０を含む集中定数インダクタ２９１および集中定
数キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回
路を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際
には相当大きな抵抗値を有するものになるため、
共振回路における損失が非常に大きくなる。従つ
て、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下
したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。

第２０図は従来において最も多く使用されてい
るλ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路に
おける先端条件および伝送路の長さの設定と、更
にアースの設定におけるそれぞれの点で本発明の
同調器と全く異なることを示すものである。第２
０図において平衡モード伝送路電極２９３および
２９４は、その電気長ｌが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がシヨートさ
れている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２
９５によつて、それぞれの伝送路電極が平衡モー
ドでドライブされているものとする。アース端子
は平衡信号源２９５の中性点に設定され、特に伝
送路電極におけるいずれかの端子にアースを設定
するものではない。この場合における伝送路の端
子に発生する等価的な端子リアクタンスＸは、伝
送路の特性インピーダンスをZ₀とすると Ｘ＝Z₀tanθ ……(20) となる。ここで特性インピーダンスZ₀は第８式に
おいて示したものと同じでものであり、またθに
ついても第10式において示したものと同じもので
ある。この共振器では伝送路の電気長ｌを ｌ＝λ／４ ……（21） としているので θ＝π／２ ……（22） である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z₀tanπ／２＝∞ ……（23） となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設定しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を示して説明する。第２１図
は同調周波数の温度異存性を測定した実験結果を
表すグラフである。そして第２２図は共振Ｑの温
度依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第２１図および第２２図において、特性Ａは
本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系プ
リント回路基板を使用した場合の実験結果であ
る。一方、特性Ｂは第２図において示すような、
従来において最も多く用いられていた同調器にお
ける温度依存特性である。これらの実験結果か
ら、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでその同調周波数は極めて安
定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定であるこ
とが明らかである。一方、従来の同調器において
は、インダクタを構成するフエライト材のコアに
おける透磁率μとＱの根本的な不安定、およびコ
イル部分の膨張と収縮によるインダクタンスの変
化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑの安
定性を確保することが困難であつた。それによつ
て、他の温度補償部品もしくは他の自動安定化和
尚回路を付加して不安定性を補つていた。

次に上記した本実施例の発振装置に用いる平衡
型同調器について以下その動作を説明する。

第２３図に第３図に示す平衡型同調器２２を代
表してその動作等価回路を示す。第２３図ａにお
いて誘電体（図示せず）を介して対向設置させる
かもしくは誘電体（図示せず）の表面で並設され
る主電極１２４と副電極１２５のアースは互いに
逆方向に設定されると共に主電極１２４の両端子
１２６と１２７はそれぞれ主として逆位相関係に
ある異なる位相の信号源１２８と１２９が接続さ
れて主電極１２４に信号電流を励起する。ここで
主電極１２４と副電極１２５はアース端子をそれ
ぞれ逆方向側に設定した平行伝送路を形成するの
で主電極１２４と副電極１２５それぞれの信号電
流は第２３図ａに示すようにある瞬時においては
矢印のような逆位相の信号電流位相関係を呈す
る。それにより対向する主電極１２４と副電極１
２５における各々の対向部分に電位差が発生して
分布キヤパシタを形成する。そして副電極１２５
のインダクテイブ成分は打消されて第２３図ｂに
示すようにアース面１３１と等価により主電極１
２４との間に分布キヤパシタ１３１を実現する。
主電極１２４は第２３図ｃに示すように分布イン
ダクタ１３２と等価であり分布キヤパシタ１３１
と共に分布定数回路を形成する。これを集中定数
回路で示したものが第２３図ｄでありインダクタ
１３３とキヤパシタ１３４および１３５の並列共
振回路を形成する。ここでアース端子１３６は中
性点であるためキヤパシタ１３４と１３５は第２
３図ｅに示すようにキヤパシタ１３７に集約され
て平衡型同調器を実現することができる。またイ
ンダクタ１３３と並列に可変キヤパシタ（図示せ
ず）を設置すれば平衡型可変同調器を実現するこ
とができる。

上記の動作説明は第５図および第６図に示す平
衡型同調器４５および５７の実施例にも対応でき
るものであり、第４図に示す平衡型同調器３３の
実施例についてもアース端子の設定と平衡端子の
設定がそれぞれにおいて第３図、第５図、第６図
に示すものと逆設定になつているが動作原理にお
いて異なるものではない。

なお上記それぞれの実施例における平衡型同調
器の電極としては金属導体、プリント金属導体
箔、印刷厚膜導体および薄膜導体等を使用するこ
とができ、また誘電体基板としてはアルミナセラ
ミツク、チタバリ、プラスチツク、テフロン、ガ
ラス、マイカおよび樹脂系プリント回路基板等を
使用することができる。

更に上記それぞれの実施例における平衡型帰還
増巾器としてはバイポーラトランジスタ、FET
もしくはそれらによるICなどで構成した差動帰
還増巾器やプツシユプル帰還増巾器などを用いる
ことができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い
誘電体層を介して対向設置するかもしくは誘電体
の表面で並設する平衡電極で平衡型同調器を構成
し、その平衡型同調器を平衡型帰還増巾器の平衡
出力端子もしくは平衡入力端子それぞれの間に接
続設置するように構成しているので 簡単な構成でインダクタ部品とキヤパシタ部
品の一体化構成を可能にした平衡型同調器を有
し、それによつて非常にシンプルな形態の平衡
型発振装置を構成することができる。

平衡型同調器を超薄型でかつ小型に構成する
ことができるので、平衡型発振装置を超薄型で
小型にすることができると共に平衡型同調器か
らの不要輻射量を極めて少なくすることができ
るので安定は発振系を実現することができる。

平衡型同調器のインダクタとキヤパシタがリ
ードレスで接続されるのでリードインダクタや
ストレートキヤパシタの影響がなく、従つて同
調器としての動作が極めて安定になり同調精度
が向上すると共に完全な平衡性を確保すること
ができる。

モジユール化した平衡型同調器が実現できる
ので機械的振動に対するインダクタとキヤパシ
タの定数変動が皆無であり、同調周波数や平衡
性が極めて安定である。

誘電体基板に温度依存性の小さい材料を用い
れば同調周波数や平衡性が周囲温度変化に対し
て極めて安定な平衡型同調器を実現することが
できる。

上記、およびの効果によつて平衡型発
振装置を構成する初期のみならず非常に長期間
に渡つてその平衡性を維持することができるの
で、発振信号の偶数次高調波を常に理想的に相
殺することが可能となり、安定に発振信号の歪
率を減小させることができる。

平衡型同調器の部品点数を大巾に削減するこ
とが可能であり、平衡型発振装置における製造
の合理化やコストダウンが実現できる。

平衡型同調器に用いる誘電体基板として帰還
増巾器を構成する回路基板を共用すれば実装形
態の合理化を計ることができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は平衡型発振装置の基本構成回路図、第
２図は従来の平衡型同調器の部品構成斜視図、第
３図ないし第６図は本発明の実施例における平衡
型発振装置の回路構成図、第７図ないし第１４図
は本発明の実施例における平衡型同調器の構成図
であり、それぞれにおいてａは表面図、ｂは側面
図、ｃは裏面図、第１５図ａ〜ｅ、第１６図ａ，
ｂ、第１７図は本発明の動作原理を示す説明図、
第１８図ａ〜ｄ、第１９図ａ，ｂ、第２０図は従
来の同調器における動作原理を示す説明図、第２
１図、第２２図は本発明と従来の同調器の温度変
化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第２３
図は本発明の実施例における発振装置に用いる平
衡型同調器の動作原理説明図である。 ２５，３６，３７，４９，６０，１０１，１０
４，１０７，１１０，１１３，１１６，１１９，
１２２，１２４……主電極、２７，４０，５２，
５３，６１，１０２，１０５，１０８，１１１，
１１４，１１７，１２０，１２３，１２５……副
電極、１９，２０，３０，３１，４２，４３，５
４，５５……帰還増巾器、６２，６３……電圧可
変キヤパシタンスダイオード、１００，１０３，
１０６，１０９，１１２，１１５，１１８，１２
１……誘電体基板、２３，２４，３４，３５，４
６，４７，５８，５９，２００ないし２１４……
平衡端子、６５……不平衡出力端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 帰還増巾器の入力部もしくは出力部が第１の
   電極の両端部に接続されかつ上記第１の電極の中
   央部に設定したアースに接続される端子を基準に
   して第１の電極における両側それぞれ位相差が
   180°である信号を励起する主電極と、アースに接
   続される端子が第２の電極の両端部に設定される
   副電極を設け、上記主電極と上記副電極は誘電体
   を介して対向設置するかもしくは誘電体の表面で
   並設する事を特徴とする発振装置。 ２ 帰還増巾器の入力部もしくは出力部が第１お
   よび第２のそれぞれの電極が近接する側のそれぞ
   れの端部に接続され、かつ上記第１および第２の
   それぞれの電極における離反する側のそれぞれの
   端部に設置したアースに接続される端子を基準に
   して第１及び第２の電極におけるそれぞれの位相
   差が180°である信号を励起する主電極とアースに
   接続される端子が第３の電極の中央部に設定され
   かつ両端部が開放される副電極を設け、上記電極
   と上記副電極は誘電体を介して対向設置するかも
   しくは誘電体の表面で並設する事を特徴とする発
   振装置。 ３ 帰還増巾器の入力部もしくは出力部が第１の
   電極の両端部に接続され、かつ上記第１の電極の
   中央部に設定したアースに接続される端子を基準
   にして第１の電極における両側にそれぞれ位相差
   が180°である信号を励起する主電極と、第２及び
   第３の電極における離反する側のそれぞれの端部
   にアースに接続される端子が設定されかつ近接す
   る側のそれぞれの端部が開放される副電極を設
   け、上記主電極と上記副電極は誘電体を介して対
   向設置するかもしくは誘電体の表面で並設する事
   を特徴とする発振装置。 ４ 帰還増巾器としてプツシユプル帰還増巾器を
   設置し、互いに逆位相平衡モードの入力端子もし
   くは出力端子を主電極の所要部それぞれに接続し
   た特許請求の範囲第１項に記載の発振装置。 ５ 帰還増巾器として差動帰還増巾器を設置し、
   互いに逆位相平衡モードの入力端子もしくは出力
   端子を主電極を主要部それぞれに接続した特許請
   求の範囲第１項に記載の発振装置。 ６ 主電極もしくは副電極における任意の所要端
   子間に可変リアクタンス素子を接続設置した特許
   請求の範囲第１項に記載の発振装置。 ７ 主電極もしくは副電極の任意の所要部にタツ
   プを設けて２次側出力端子とする特許請求の範囲
   第１項に記載の発振装置。 ８ 可変リアクタンス素子として電圧可変キヤパ
   シタンスダイオードを用いた特許請求の範囲第６
   項に記載の発振装置。 ９ 主および副電極として少なくとも一箇所以上
   の任意の屈曲角もしくは屈曲率および任意の屈曲
   方向を示す屈曲部を有するものを用いた特許請求
   の範囲第１項に記載の発振装置。 １０ 主および副電極としてスパイラル形状を有
   するものを用いた特許請求の範囲第１項に記載の
   発振装置。 １１ 主もしくは副電極における長さを副もしく
   は主電極に於ける長さよりも任意に短く設定し、
   かつ任意の部分で対向設置もしくは並設させた特
   許請求の範囲第１項に記載の発振装置。 １２ 誘電体の内部に於てそれぞれの電極もしく
   は任意の片側の電極に於ける部分もしくは全部を
   設置した特許請求の範囲第１項に記載の発振装
   置。