JPS6032407A - 同調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、およびその
他通信機全般に用いることができる同調器に関するもの
である。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波の
数が増加しており、受信を希望する電波の周波斂選択を
する同調器の性能においては、高い安定性と信頼性が必
要とされている。一方、同調器を設置するそれら受信機
、送信機や通信機の製造コストの低減も大きな課題であ
り、特に合理化が困難な高周波部の同調回路部品につい
て抜本的な新技術の開発が特に必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の同調器について説明する
。第２図は基本的な同調回路であり、１はインダクタ、
２はキャパシタである。そして。

それらインダクタ１とキャパシタ２からなる並列共振回
路３にて構成される同調器は、従来においては第２図も
しくは第３図に示すような部品による構成で実現されて
いた。すなわち第２図に示すようにインダクタ部品４と
キャパシタ部品５のそれぞれ別個の部品が回路導体６お
よび７によって接続されて同調器を構成していた。また
第３図に示すような別の方法として、板状の誘電体８の
表面に平面インダクタ９を設置して、更に対向する電極
１０および１１それぞれよりなるキャパシタ１２を設置
し、それぞれ別個のインダクタ９とキャパシタ１２が回
路導体１３および１４によって接続されて同調器を構成
していた。

しかしながら上記のような構成においては（１）第２図
に示すものはインダクタ部品４が他の部品と比較してサ
イズが大きく、特に高さ寸法が非常に大きいことが原因
して機器の小型化と薄型化の実現を阻害していた。さら
にインダクタ部品のコイルに挿入されているフェライト
材のコアは機械的振動によってその設定位置の振動が発
生し、それによって同調周波数が非常に大きく変動して
いた。またそのフェライト材のコアにおける誘磁■■の
温度依存性の大きいことが原因してインダクタンスが不
安であり、それによっても同調周波数が大きく変動して
いた。それと同時に同調Ｑも影響を受けて大きく変動し
ていた。さらに同調周波数を設定目標値に安定確保する
ために、それぞれの部品を定められた設定位置に高い精
度で設置する必要があり、特に高周波同調器として量産
する場合にはその設置精度の確保が困難であり、それに
よって同調周波数が設定目標値から大きく離れると共に
一定値に収れんさせることが不可能であり、その量産性
に問題があった。

（２）第３図に示すものはインダクタおよびキャパシタ
による占有面積が大きく、それによって機器の小型化の
実現を阻害していた。さらにそれぞれの部品を構成する
ために機能する電極はインダクタ電極とキャパシタを形
成する対向電極の少なくとも合計３個の機能電極が必要
であり、導電率が高く従ってコストの高い電極材料を多
量に使用するため同調器の製造コストが高くなり、それ
と共に省材料化を図ることが不可能であった。

（３）第２図および第３図に示すものにおける共通の問
題点として、インダクタおよびキャパシタはそれぞれ別
個の部品として形成されたものであり、それぞれ設置さ
れた部品に対して長い経路の回路導体を介して接続され
るように構成されていた。それによって不要なリードイ
ンダクタンスやストレーキャパシタが多く発生し、それ
によって同調器の動作が不安定であると共に初期の設計
目標を実現することが困難であった。従って修正を含む
設計作業に多くの時間を費していた。またそれぞれの同
調器は独立した最小機能単位の別個部器の集合回路であ
るため、既存の技術概念では部品点数の削減および製造
の合理化について対処することが不可能であった。

それによって同調器のコスト低減には限界があるなどの
問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的は２次コイルを含む可変インダクタ部品と
可変キャパシタ部品を一体化した薄型の同調器を簡単な
構成で実現して同調器の形態を超薄型化と小型化し、更
に機械的振動に対しても同調が安定で、同調周波数の温
度依存性が小さく、同調回路の接続リードの悪影響をな
くして高周波的に安定で、また部品点数を削減して製造
工程の合理化を可能にする同調器を提供することである
。

発明の構成 本発明の同調器は誘電体を介して電極を対向設置しその
うち主電極に対するそれぞれの副電極のアース端子を主
電極のアース端子に対して逆方向側にすることと同方向
側にすることによって、およびどちらの端子もアース端
子に設定しないことによって、可変キャパシタおよび２
次コイルを任意に選択形成するものである。同調器の動
作としては主電極がインダクタとして作用し、この主電
極に対してアース端子の設定が主電極と逆方向側になる
副電極が対向して先端オープンの分布定数回路を形成し
、その等価長さを動作させる周波数波長のλ／４長さ未
満に設定することによって分布定数回路端に発生する負
リアクタンスによるキャパシタを実現し、上記主電極に
よるインダクタと並列に作用させることを基本とし、こ
れに対してアース端子の設定が主電極と同方向側となる
かもしくはいずれの端子もアース端子としない副電極が
２次コイルとして作用するものである。

実施例の説明 以下本発明の同調器の実施について図面を参照しながら
説明する。

第４図は本発明の実施例における同調器の構成図を示す
ものである。第４図において（ａ）は表面図、（ｂ）は
側面図、（Ｃ）は裏面図を示す。（以下第５図ないし第
１３図において同様）第４図それぞれにおいて１５は誘
電体基板であり、１６はインダクタを形成する電極であ
り、１７は電極１６と相まって分布定数回路を成しキャ
パシタを形成する電極であり、１８および１９はそれぞ
れ２次コイルを形成する電極である。電極１６の端子２
０はアース端子であり、端子２１がオープン端子である
。

また電極１７の端子２２および電極１８の端子２３はア
ース端子であり、電極１９の端子２４，２５、２６．２
７はオープン端子である。第３図（ａ）に示す（Ａ）側
、（Ｂ）側と、第３図（Ｃ）に示す（Ａ）側（Ｂ）側が
対応している。また電極１７．１８．１９それぞれの設
置位置関係と面積配分は任意である。（以下、第５図な
いし第１３図において同様。）第４図は本発明の他の実
施例における同調器の構成図を示すものである。誘電体
基板２８に対する電極２９と電極３０，３１．３２の設
置構成は第４図で説明した実施例と比較して表面と裏面
で逆であり、更に電極２９のアース端子３３とオープン
端子３４の設定が上下で逆になっている。電極３０の端
子３６．および電極３２の端子３５はアース端子であり
、電極３１の端子３７．３８はオープン端子である。こ
こでキャパシタを形成する電体は３２であり、２次コイ
ルを形成する電極は３０および３１である。（ここで第
４図、第５図の実施例で示した様にそれぞれの電極１６
．２９のアース端子とオープン端子の設定により対定す
る電極１８，２２，３０．３２はキャパシタ電極にも２
次コイルにも任意に設定できる。すなわち電極１６．２
９のアース端子に対してアース端子を逆方向側に設定し
た電極１７．３２はキャパシタ電極となり、一方アース
端子を同方向側に設定した電極１８，３０は２次コイル
電極となる。（以下第６図ないし第１３図において同様
。）第６図は本発明の他の実施例における同調器の構成
図を示すものである。誘電体基板３９の表面側に電極４
０と電極４１，４２．４３を設置しそれぞれの電極が側
面対向するように構成したものである。電極４０はイン
ダクタ電極であり、端子４４はアース端子であり、端子
４５はオープン端子である。電極４１はキャパシタ電極
であり、電極４２，４３は２次コイル電極であり、端子
４６、４７はオープン端子である。

第７図は本発明の他の実施例における同調器の構成を示
すものである。誘電体基板４８に対する電極４９と電極
６０、５１、６２の設置構成および端子モードは第４図
で説明した実施例と同様であるが、電極４９と電極５０
，５１．５２が部分的に対向するように設置した構成で
あり、５３と５４が２次コイル電極５１のオーブル端子
である。

第８図ないし第１０図は本発明の他の実施例における同
調器の構成図を示すものである。第８図における誘電体
基板５５に対する電極５６と電極５７．５８．５９の設
置構成と端子モード、およびオープン端子６０，６１．
第９図における誘電体基板６２に対する電極６３と電極
６４．６５、６６の設置構成と端子モード、およびオー
プン端子６７．６８、第１０図における誘電体基板６９
に対する電極７０と電極７４，７５．７６の設置構成と
端子モード、およびオープン端子７４．７５はそれぞれ
第４図で説明した実施例と同様であるが、それぞれの電
極は少なくとも一ヶ所以上の任意の屈曲角と屈曲方向を
示す屈曲部を有するものを用いる。

第１１図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板７６に対する電極７７と
電極７８、７９．８０の設置構成と端子モード、および
オープン端子８１．８２は第４図で説明した実施例と同
様であるが、それぞれの電極はスパイラル形状を有する
ものを用いる。

第１２図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板８３に対する電極８４と
電極８５，８６．８７の設置構成と端子モード、および
オープン端子８８．８９は第４図で説明した実施例と同
様であるが、電極８５．８６．８７は電極８４の面積内
に含まれた範囲内で部分的に対向設置するようにした構
成である。

第１３図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体系数９０に対する電極９１と
電極９２，９３．９４の設置構成と電子モード、および
オープン端子９５，９６は第４図で説明した実施例と同
様であるが、電極９１は誘電体基板９０の内部に設けら
れている。

いうまでもなく第６図、第７図、第１２図、および第１
３図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は第８図
ないし第１１図で説明した実施例の電極形状を有するも
のを用いてもよいことはいうまでもない。

次に本発明の同調器の動作原理について説明する。

第１４図（ａ）〜（ｇ）は本発明の同調器における動作
を説明するための等価回路である。第１４図（ａ）にお
いて、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆方向側に
設定したそれぞれの伝申路電極９７，９８によって形成
される伝送路に対して、電圧ｅを発生する信号源９９が
伝送路電極９７に接続されて信号を供給するものとする
。そして、そｈによって伝送路電極９７の先端における
オープン端子には進行波電圧ｅＡが励起されるものとす
る。一方、伝送路電極９８は上記の伝送路電極９７に近
接して対向設置もしくは並設されているので、相互誘導
作用によって電圧が誘起される。その伝送路電極９８の
先端におけるオープン端子に誘起される連行波電圧をｅ
Ｂとする。

ここで伝送路電極９７および９８においてはそれぞれの
アース端子が逆方向側に設定されているので、誘起され
る進行波電圧ｅＢは誘起する進行波電圧ｅＡに対して逆
位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡおよび
ｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝送路
電極９７および７１より成る伝送路において電圧定存波
を形成することになる。ここで伝送路電極９７における
電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫで表わす
ものとすると、伝送路電極９８における電圧分布係数は
（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極９７および９８において任意の
対向する部分において発生する電位差Ｖをめると Ｖ＝ＫｅＡ−（１−Ｋ）ｅＢ・・・・・・・・（１）で
表わすことができる。ここで、それぞれの伝送路電極７
０および７１が同じ電気長ｌであるとすると ｅＢ＝−ｅＡ・・・・（２） となり、それによって第１式における電位差ＶはＶ＝Ｋ
ｅＡ＋（１−Ｋ）ｅＡ −ｅＡ・・・（３） となる。すなわち伝送路電極９７と９８がそれぞれ対向
する全ての部分において電位差Ｖを発生させることかで
きる。

ここで伝送路電極９７および９８はその電極巾Ｗを有す
るものとし（電極の厚みは薄いものとする）、さらに誘
電率εｓを有する誘電体を介して間隔ｄ おける伝送路の単位長当りに形成するキャパシタンスＣ
Ｏは ＣＯ＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／ｅＡ・・・・・・（４）Ｑ＝εｏε
ｓＷ．Ｖ／ｄ＝εｏεｓＷ・ｅＡ／ｄ・・・・・・（５
）であり、故に ＣＯ＝εｏεｓＷ／ｄ・・・・・・・・（６）となる。

従って、第１４図（ａ）に示す伝送路は、第１４図（ｂ
）に示すような単位長当りにおいて第６式でまるＣＯの
分布キャパシタ１００を含んだ伝送路となる。また、そ
れぞれの伝送路電極９７と伝送路電極９８における電圧
定在波分布（もしくは電流定在波分布）は、上記におい
て述べたように互いに逆位相関係にあるので、この伝送
路は等測的に平衡モードの伝送路として動作することに
なる。

これによって第１４図（ｃ）に示すような、平衡電圧ｅ
′を有する平衡信号極１０１によって平衡モードで励起
される伝送路電極１０２および１０３によって形成され
る平衡モード伝迷路と等価になる。

いうまでもなくその電気長は第１４図（ａ）において示
したものと電気長ｌと同じである。さらに、この平衡モ
ード伝送路は第１４図（ｄ）に示すように、伝送路の分
布インダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生す
る集中インダクク成分それぞれによる総合的な分布イン
ダクタ１０４および１０５と分布キャパシタ１００より
なる分布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ１００の形成における伝送路
の電気長ｌとの関係について説明する。

第１５図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスＺＯは、第１５図（ｂ
）に示す等価回路で表わすことができる。その特性イン
ピーダンスＺＯは一般的に ＺＯ＝■ＲＯ＋ｊωＬＯ／ＧＯ＋ｊωＣＯ・・・・・・
（７）となる。ここで伝送路が無損失の場合はＺＯ＝■
ＬＯ／ＣＯ・・・・・・（８）となる。本発明の同調器
における実施例の多くはこの仮定を適用することができ
、かつ説明の簡略化のため以下第８式に示す特性インピ
ーダンスＺＯを用いる。第８式におけるキャパシタンス
ＣＯは第６式においてめた伝送路における単位当りのキ
ャパシタンスＣＯと同じものである。すなわち伝送路に
おける単位長当りの特性インピーダンスＺＯはキャパシ
タンスＣＯの関数であり、それはまたキャパシタンスＣ
Ｏに関与する誘電体の誘電素εｓ，伝送路電極の幅Ｗお
よびそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数でもある
。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺＯで、その電気長がｌであり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンスＸは Ｘ＝−ＺＯｃｏｔθ・・・・・・（９）で表わすことが
できる。ここで θ＝２πｌ／λ・・・・・・・（１０）であり、特に の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ・・・・・・・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長ｌによってθが第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長ｌをλ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣは Ｃ＝１／ω｜Ｘ｜＝１／ωＺＯｃｏｔθ＝１／ω■ＬＯ
／ＣＯｃｏｔθ・・・・・・（１３）て表わされるよう
に、θの変化によって、すなわち伝送路の電気長ｌの設
定によって任意のキャパシタンスＣを実現することがで
きる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第１６図である。第１６
図では、先端がオープン状態の伝送路において、その電
気長ｌの変化に従って端子に発生する等価リアクタンス
Ｘが変化する様子を表わしている。第１６図から明らか
なように、伝送路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／
２〜４λ／３などにおけるような場合には負の端子リア
クタンスを形成することが可能であり、すなわち等価的
にキャパシタを形成することができる。さらに、負の端
子リアクタンスを発生させる条件において、伝送路の電
気長ｌを任意に設定することによって、キャパシタンス
Ｃを任意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタンスＣは。

第１４図（ｅ）において示す集中定数キャパシタ１０６
として等価的に置換することができる。そして、伝送路
に存在する分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成
によって発生する集中インダクタ成分それぞれの総合に
よって形成されるインダクタは、集中定数インダクタ１
０７として等値的に置換することができる。そして、仮
想的な平衡信号源１０１おまびそれぞれの伝送路におけ
るアースを、もとの第１４図（ａ）において示した状態
と等価的と同じになるように置換すれば、第１４図（ｆ
）に示すようになる。この第１４図（ｆ）においてアー
ス端子を共通化して表わすと、明らかに最終的には第１
４図（ｇ）において示すように、集中定数キャパシタ１
０６および集中定数インダクタ１０７より成る並列共振
回路と等価になり、同調器を実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしたものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを照明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性を明らかにする。

第１７図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第１７図（ａ）において伝送路
電極１０８および１０９よりなる先端オープンの伝送路
が、電圧ｅを発生する信号源１１０によってドライブさ
れているものとする。それによって伝送路電極１０８の
先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＡが励起さ
れ、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極１０
９の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＢが誘
起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路電極１
０８および１０９のアース端子は互いに同方向側に設定
されているので、それぞれの定在波電圧ｅＡとｅＢは互
いに同位相となる。従がって、伝送路電極１０８および
１０９におけるそれぞれの電圧分布係数は同じＫを有す
ることになる。それによって伝送路電極が対向する任意
の部分における電位差Ｖは Ｖ＝ＫｅＡ−ＫｅＢ・・・・・・（１４）となる。ここ
で、それぞれの伝送路電極１０８および１０９の電気長
が同じ長さであるとするとｅＡ＝ｅＢ・・・・・・・・
・（１５）となり、それによって第１４式における電位
差Ｖは Ｖ＝ＫｅＡ−ＫｅＡ＝Ｏ・・・・・・・（１６）となる
。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が発
生しないことになる。第１７図（ａ）における信号源１
１０を伝送路端に置換設定したものが第１７図（ｂ）で
あり、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源１１１を設置し
たことと等価になる。そしてこの等価回路においては互
いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみである
。つまりこれは第１７図（ｃ）に示すように、等価的に
単なる一本の伝送路電極１１２が存在する場合と同一で
あることは明らかである。そして、信号源１１０および
アース端子を第１７図（ａ）に示したようにもとの回路
に等価置換することにより第１７図（ｄ）に示すように
なる。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分それぞれ
より成る等価的な集中定数インダクタ１１３のみを形成
するだけである。以上より明らかなように、インダクタ
と並列にキャパシタを形成することができないので、目
的とする並列共振回路の同調器は実現することができな
い。

第１８図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第１８図（ａ）において伝送
路電極１１４が充分に広いアース電極１１５と対向し、
電圧ｅを発生する信号源によってドライブされ、伝送路
の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅＡが励起さ
れるものとし、その電圧分布係数をＫとする。一方、ア
ース電極１１５には仮想的に電圧分布係数Ｋを有する定
在波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、伝送路電極
１１４とアース電極１１５が対向する任意の部分におけ
る電位差ＶはＶ＝ＫｅＡ−ＫｅＢ・・・・・・（１７）
で表わされる。しかし、アース電極１１５における定在
波電圧ｅＢは一様にアース電位（零電位）であり ｅＢＯ・・・・・・・・（１８） となる。従ってアース電極１１５には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差ＶはＶ＝ＫｅＡ・・・・・
・・・・（１９）となる。これによって、伝送路電極１
１４とアース電極１１５の間に分布キャパシタを形成す
ることは可能である。しかしながら、伝送路電極１１４
はアース電極１１５と近接して対向しているため、相互
誘導作用によって伝送路電極１１４における両先端がほ
とんどショート状態になったものと等価になる。そのた
め伝送路電極１１４におけるインダクタ成分のＱ性能を
著しく劣化させることになる。すなわち、このマイクロ
ストリップラインは第１８図（ｂ）に示すように等価損
失抵抗１１７を含む集中定数インダクタ１１８および集
中定数キャパシタ１１９それぞれより成る並列共振回路
を形成する。ここで等価損失抵抗１１７は実際には相当
大きな抵抗値を有するものになるため、共振回路におけ
る損失が非常に大きくなる。従って、同調器としては明
らかにＱ性能が非常に低下したものしか実現できず、実
際的には実現に適するものではない。

第１９図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第１９図において平衡モード伝送路電極
１２０および１２１は、その電気長ｌが共振周波数にお
けるλ／４　に等しく設定され、かつ先端がショートさ
れている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源１２２に
よって、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブ
されているものとする。アース端子は平衡信号源１２２
の中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれか
の端子にアースを設定するものではない。この場合にお
ける伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンス
Ｘは、伝送路の特性インピーダンスをＺＯとするとＸ＝
ＺＯｔａｎθ・・・・・・（２０）となる。ここで特性
インピーダンスＺＯは第８式において示したものと同じ
ものであり、またθについても第１０式において示した
ものと同じものである。この共振器では伝送路の電気長
ｌをｌ＝λ／４・・・・・・・（２１） としているので θ＝π／２・・・・・・・・・（２２）である。従って
第２０式における端子リアクタンスＸは Ｘ＝ＺＯｔａｎπ／２＝（ｘ）・・・・・・（２３）と
なり、等価的に並列共振特性を得ることができるもので
ある。しかしながら、このλ／４共振器における構成を
本発明の同調器における構成と比較すると、まず伝送路
の端子条件についてみると本発明の同調器においてはオ
ープン状態であるのに対して、従来のλ／４共振器にお
いてはショート状態であり、従って端子条件において全
く異なる構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器におい
ては同調周波敷のλ／４以下に設定するものであり実際
的にはλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成す
るものであるが、従来のλ／４共振器においては厳密に
共振周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝送
路の電気長ｌの設定において根本的に異なる構成である
ことも明らかである。また、構成における伝送路の電気
長ｌの■に起因して、両者において同一の同調周波数も
しくは共振周波数に設計しても、本発明の同調器におい
ては小型化することができるが、λ／４共振器において
は非常に長い伝送路を設ける必要があり大型化する不都
合があった。従来のλ／４共振器を小型化する目的で誘
電率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の長さを
短縮化したものもみられるが、それに用いる誘電率の高
い誘電体は一般に誘電体損失ｔａｎδが非常に大きく、
従って共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都合が
あった。更に、誘電率の高い誘電体における誘電率の温
度依存性は一般に大きく、従って共振周波数数安定性を
確保することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第２０図は同調周波数の温度依
存性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第
２１図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表
すグラフである。第２０図および第２１図において、特
性（Ａ）は本発明における同調器の温度依存性であり、
誘電体としてアルミナセラミック材もしくは樹脂系プリ
ント回路基板を使用した場合の実験結果である。

一方、特性（Ｂ）は第２図において示すような、従来に
おいて最も多く用いられていた同調５器における温度依
存特性である。これらの実験結果から、本発明の同調器
においては一般的な誘電体を用いて構成したものでもそ
の同調周波数は極めて安定してあり、更に共振Ｑが高く
、かつ安定であることが明らかである。一方、従来の同
調器においては、インダクタを構成するフェライト材の
コアにおける透磁率ｐとＱの根本的な不安定性、および
コイル部分の膨張と収縮によるインダクタンスの変化が
それぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑの安定性を確保
することが困難であった。それによって、他の温度補償
部品もしくは他の自動安定化補償回路を付加して不安定
性を補っていた。

以上のように構成された本実施例の同調器の同調周波数
調整について第１１図に示す実施例を代表に以下その動
作を説明する。まず、インダクタは第１１図（ａ）に示
すスパイラル形状電極７７によって形成される。次にキ
ャパシタは第１１図（ａ）および（ｃ）に示すスパイラ
ル形状電極７７および７８の間に存在する誘電体７６に
よって発生する分布キャパシタンスによって形成される
。次に第２２図に個の同調器の動作等価回路を示して説
明する。

第２２図（ａ）の１２３はインダクタを形成するスパイ
ラル形状電極と等価な伝送路であり、１２４は、１２３
のインダクタ形成電極とともに作用して分布キャパシタ
１２５を形成させるスパイラル形状電極と等価な伝送路
である。ここでスパイラル形状するスパイラル形状電極
１２３のアースポイントとは逆方向側に設定されている
ため、第２２図（ｂ）に示すようにスパイラル形状電極
１２４のインダクティプ成分は打消されてアース面１２
６と等価になりインダクタのスパイラル形状電極１２７
と対向して分布キャパシタ１２８を形成する。これを分
布定数回路で示したのが第２２図（ｃ）であり、分布イ
ンダクタ１２９と分布キャパシタ１３０による分布定数
回路を形成する。ここでアースとなる分布キャパシタ電
極１３１の任意の電極部位１３２でカットすることによ
り、また分布インダクタ１２９の任意の電極部位１３３
でカットすることによって分布キャパシタンス１３０と
分布インダクタンス１２９のそれぞれの値を任意に変化
させることが可能である。

第２２図（ｄ）はこれを集中定数等価回路で示したもの
で可変インダクタ１３４と可変キャパシタ１３５の並列
共振回路を形成することになる。

この同調器のインダクタが有するインダクタンスはスパ
イラル形状電極の捲回数もしくは電極長さによって任意
に設置することができる。一方、分布キャパシタのキャ
パシタンスは対向するスパイラル形状電極の対向面積と
誘電体の誘電率εおよび厚みによって任意に設計するこ
とができる。

この分布キャパシタンスの形成について第２３図と共に
説明する。対向するスパイラル形状電極の伝送路等価長
さをｌとし、この伝送路等価長さｌは使用する誘電体の
誘電率εによって定まる波長短縮率１／■εを考慮した
動作周波数におけるλ／４長よりも短いものに設計する
。このλ／４長に対する伝送路等価長さｌの割合を任意
に設計することによりキャパシティブリアクタンスＸＣ
の値を任意に設計することが可能である。このキャパシ
ティブリアクタンスＸＣと動作周波数ｆＯによってキャ
パシタンスＣ＝１／２ｎｆＯＸＣが得られる。

今この伝送路等価長さｌを伝送路等価長さｌ′に短縮す
るとキャパシティブリアクタンスＸＣはキャパシティブ
リアクタンスＸＣ′に変化する。このキャパシティブリ
アクタンスＸＣ′と動作周波数ｆＯによってキャパシタ
ンスＣ′＝１／２πｆＯＸＣ′が得られ、Ｃ′＜Ｃとな
ってキャパシタンスを可変できる。このキャパシタンス
Ｃを有するキャパシタが第２２図（ｄ）に示す可変キャ
パシタ１３２と等価である。ここでアースとなるキャパ
シタ電極を形成するスパイラルに形状電極〔第１１図（
ｃ）におけるスパイラル形状電極７８〕の長さは、以上
の説明においてインダクタ電極を形成するスパイラル形
状電極〔第１１図（ａ）におけるスパイラル形状電極７
７〕と同じ長さとしたが、第１１図の実施例において説
明したようにインダクタ電榛長さよりも短い範囲で任意
の長さに設計しても良く、またインダクタ電極と対向す
る任意の位置に形成しても所要の目的は達成できる。

次に、第１１図の実施例における電極７９．８０の動作
を説明する。電極７９の両端はオープン端子８１．８２
となっておりインダクタとなる電極７７と対向する自由
な伝送路を形成するため相互誘導作用によって電極７７
との捲回数比の２乗に比例したインダクティブリアクタ
ンスを呈し２次コイルを形成する。また電極８０は電極
７７のアース端子と同方向側にアース端子を設置してい
るため同様に相互誘導作用が働き、電極７７との捲回数
北の２乗に比例したインダクティブリアクタンスを呈し
２次コイルを形成する。

ここで、電極７８によるキャパシタ作用、電極７９およ
び８０による２次コイル作用は各々独立に作用するもの
であり、従ってそれぞれの作用は個別に制御することが
できる。

第２４図、第２６図、第２６図、第２７図に第１１図に
示す実施例を代表して可変キャパシタと可変インダクタ
の調整可変の様子を示す。第１５図はキャパシタ電極の
カットによって可変キャパシタを調整するモードの説明
図であり、第２４図に示すようにオープン端子を起点と
するカット位置までの電極長さを電極カット量ｄとし、
それに対する分布キャパシタンスＣ、分布インダクタン
スし、および自己共振周波数ｆＯの関係は第２５図のよ
うになる。すなわち、電極カット量ｄの増大に対して分
布キャパシタンスＣは減少するが分布インダクタンスＬ
は不変である。それにしたがって自己共振周波数ｆＯは
高くなる。一方、第２６図、第２７図はインダクタ電極
のカットによって可変インダクタンスと可変キャパシタ
を同時に調整するモードの説明図であり、第２６図に示
すようにオープン端子を起点とするカット位置までの電
極長さを同じく電極カット量ｄとし、それに対する分布
インダクタＬ，分布キャパシタＣ、および自己共振周波
ｆＯの関係は第２７図のようになる。すなわち電極カッ
ト量ｄの増大に対して分布インダクタンスＬと分布キャ
パシタンスＣは共に減少し、それにしたがって自己共振
周波数ｆＯは高くなる。

ここで電極をカットする方法としてはレーザカッター、
サンドブラスター等の調整時において同調周波数に影響
を与えない非接触カット手段を用いると良い。

次に以上のように構成された本実施の同調器の同調周波
数を調整する別の方法について第１１図に示す実施例を
代表して以下その動作を説明する。

第２８図（ａ）の１３６はインダクタを形成するスパイ
ラル形状電極と等価な伝送路であり、１３７は１３６の
インダクタ形放電極と共に作用して分布キャパシタ１３
８を形成させるスパイラル形状電極と等価な伝送路であ
る。ここで、伝送路電極１３７のアースポイントは任意
の電極部位１３９に設定されるため第２８図（ｂ）に示
すようにアースポイント１４０から電極１３７のアース
側に至る対向部のインダクティブ成分は打消されてアー
ス面１４１と等価になりインダクタを形成する伝送路電
極１４２と対向して分布キャパシタ１４３を形成する。

これを分布定数回路で示したのが第２８図（ｃ）であり
、分布インダクタ１４４と分布キャパシタ１４５による
分布定数回路を形成する、ここでアースとなる分布キャ
パシタ電極１４６の電極端１４７を任意に調整すること
により分布キャパシタ１４５の値を任意に可変すること
が可能である、第２８図（ｄ）はこれを隼中定数等価回
路で示したもので、インダクタ１４８と可変キャパシタ
１４９の並列共振回路を形成することになる。また第２
９図にこの同調器の別の動作等価回路を示して説明する
。第２９図（ａ）の１５０はインダクタを形成する伝送
路電極であり、任意の電極部位１５１をアース端子とし
、１５２は電極１５０と共に作用して分布キャパシタ１
５３を形成する伝送路電極である。これは第２９図（ｂ
）に示すようにインダクタとしてはアース端子を１５４
とする伝送路１５５のみが寄与することになり、伝送路
１５５と対向する部分のアース電極１５６との間の分布
キャパシタ１５７のみが形成される、これを分布定数回
路で示したのが第２９図（Ｃ）であり、分布インダクタ
１５８と分布キャパシタ１６９による分布定数回路を形
成する。ここてアースとなる分布インダクタ電極１５８
の電極端１６１を任意に調整することにより、分布イン
ダクタ１５８および分布キャパシタ１５９の値を任意に
同時に可変することが可能となる。第２９図（ｄ）はこ
れを集中定数等価回路で示したもので、可変インダクタ
１２９と可変キャパシタ１６３の並列共振回路を形成す
ることになる。

第３０図、第３１図、第３２図、第３３図に第１１図に
示す実施例を代表して可変キャパシタと可変インダクタ
の調整可変の様子を示す。第３０図、第３１図はキャパ
シタ電極のアース端子位置の調整によって可変キャパシ
タを調整するモードの説明図であり、第３０図に示すよ
うにオープン端子１６３を起点とするアース端子位置ま
での電極長さを電極有効長ｄとし、それに対する分布キ
ャパシタンスＣ、分布インダクタンスＬ、および自己共
振周波数ｆＯの関係は第３１図のようになる。すなわち
、電極有効長ｄの増大に対して分布キャパシタンスＣは
増大するが分布インダクタンスＬは不変である。それに
したがって自己共振周波数ｆＯは低くなる。一方、第３
２図、第３３図はインダクタ電極のアース端子位置の調
整によって可変インダクタと可変キャパシタを同時に調
整するモードの説明図であり、第３２図に示すようにオ
ープン端子１６４を起点とするアース端子位置までの電
極長さを同じく電極有効長ｄとし、それに対する分布イ
ンダクタＬ、分布キャパシタＣ、および自己共振周波数
ｆＯの関係は第３３図のようになる。すなわち電極有効
長ｄの増大に対して分布インダクタンスＬと分布キャパ
シタンスＣは共に増大し、それにしたがって自己共振周
波数ｆＯは低くなる。

以上に説明した構成と動作により所要の目的を達成する
ものであるが、その構成形態の有効性を他の電極構成に
した場合と簡単に比較する。可変インダクタを形成する
スパイラル形状電極は上記の説明のものと同様として、
まず可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状とせずに全面アース電極とした場合は可変
インダクタのＱ性能が著しく低下して実用性はなくなる
。

次に可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状としてもアースポイントを可変インダクタ
を形成するスパイラル形状電極と同方向に設定すると、
両者は単一の可変インダクタとして作用するのみで分布
キャパシタンスを形成することは不可能となり所要の目
的は達成できない。

以上のように本実施例の特徴としてインダクタ電極をキ
ャパシタ電極と共用したこと、およびアスとなるキャパ
シタ電極のインダクタンス成分を打消したことにより可
変インダクタと可変キャパシタの一体化を実現している
。

発明の効果 以上の説明から明らかなように本発明の同調器は誘電体
を介して電極を対向設置しそのうち主電極に対するそれ
ぞれの副電極をアース端子が主電極のアース端子に対し
て逆方向側にすることと同方向側にすることによって、
およびどちらの端子もアース端子に設定しないことによ
って、可変キャパシタおよび２次コイルを任意に選択形
成するようにしているので、 （１）簡単な構成で２次コイルを含む可変インダクタと
可変キャパシタを一体形成できる。

（２）超薄型、小型の同調器が実現できる。

（３）２次コイル付き同調器をモジュール化できるので
、調整後の同調周波数は極めて安定であり、特に機械的
振動による同調周波数ずれを極小にできる。

（４）２次コイルを含む可変インダクタと可変キャパシ
タがリードレスで接続されるのでリードインダクタンス
やストレーキャパシタの影響がなくなり、従って回路動
作が極めて安定になる。

（５）部品点数を削減することが可能で製造の合理化や
コストダウンが実現できる。

（６）同調器の同調周波数調整に電極カット法を用いる
場合には非接触調整手段を用いることができるので同調
周波数に影響を与えずに調整処理ができる。

（７）またアース端子位置調整法を用いる場合には電極
の非破壊調整手段を用いることができるので同調器の同
調周波数をくり返し上下調整処理ができる。

（８）同調器の同調周波数トリミングスピードが速くな
る。

等の優れた効果が得られる。

さらに同調器の同調周波数の設定に対するインダクタン
スとキャパシタンスのそれぞれの初期値の設計は電極パ
ターンの簡単なアートワークに依存し、同調器の設計の
自由度が向上すると共に定数の修正対応が容易である。

さらに電極導体の一部は誘電体基板の内部に設置しても
良いので多層回路基板構成の中間層に形成することも可
能であり、同調器の実装設計における自由度を拡大する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な同調器の回路図、第２図および第３図
は従来の同調器における構成を示す斜視図、第４図（ａ
）〜（ｃ）〜第１３図（ａ）〜（ｃ）は本発明の実施例
における同調器の表面図、側面図および裏面図、第１４
図（ａ）〜（ｇ）、第１５図（ａ）、（ｂ）および第１
６図は同同調器の動作原理を示す説明図、第１７図（ａ
）〜（ｄ）、第１８図（ａ）、（ｂ）、第１９図は従来
の同調器における動作原理を示す説明図、第２０図、第
２１図は本発明の同調器と従来の同調器の温度変化に対
する同調周波数と共振Ｑの特性図、第２２図（ａ）〜（
ｄ）は本発明の同調器の同調周波数調整法を説明するた
めの等価回路図、第２３図は同同調器の伝送路長とリア
クタンスの関係を示す特性図、第２４図〜第２７図は同
同調器の可変キャパシタと可変インダクタの調整可変の
様子を示す説明図、第２８図（ａ）〜（ｄ）、第２９図
（ａ）〜（ｄ）は同調器の他の同調周波数調整法を説明
するための等価回路図、第３０図〜第３３図は同同調器
の可変キャパシタと可変インダクタの調整可変の様子を
示す説明図である。 １５、２８、３９．４８．５５．６２．６９、７６．８
３．９０・・・・誘電体基板、１６，２９、４０．４９
，５６，６３，７０，７７．８４．９１・・・・・・主
電極、１７、１８．１９．３０．３１．３２、４１．４
２，４３，５０，５１，５２，５７．５８。 ５９、６４．６５．６６、７１．７２．７３．８８、８
９．９０，９５，９６，９７，９２，９３．９４・・・
・副電極。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第　
１　図 男　２　図 第３図 、ｉ＞　ｎ　ＩＡ （α）　（ｂ）　（Ｃ） 第９図 αυ　（ｂ）　（Ｃ） ！！　１０図 （ａ）　（ｂ）　（の 第１１図 １　第１４図 （１−Ｋ）　１０３ 第１４図 ０５ ０７ 第１５図 第１６図 □伝送路！大長１ ｅＡ１７図 第１８５４ ′ＩＩ９ 第１９図 ｒＪ５２０図 イ （Ｍ。 ２崖（°Ｃ） １１　第２１図 Ｉ　浄上ン ｒ５２２図 ＜ａ）＜ｂ＞ 第２３図 Ｉ　第２５図 ｉ　□電１を刀ットｉα 第２７図 一覧濱千カットｔｄ 第２８図 第２９図 （（１）　（ｂ） ＣＧ）　＜ｄ＞ 第３０図

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. （１）誘電体における一方の面において、任意の片側端
   をアースに接続する端子に設定した主電極を設置し、上
   記誘電体における他方の面において上記主電極に対して
   対向設置するかもしくは並設する位置に複数の副電極を
   設け、それら副電極において上記主電極のアースに接続
   される端子と逆方向側にアースに接続される端子を設定
   したものを第１の副電極とし、またそれら副電極におい
   て上記主電極のアースに接続される端子と同方向側にア
   ースに接続される端子を設定したものを第２の副電極と
   し、更にそれら副電極において両側端子のいずれもアー
   スに接続する端子に設定しないものを第３の副電極とし
   たことを特徴とする同調器。
2. （２）副電極として第１の副電極および第２の副電極も
   しくは第３の副電極を設けた特許請求の範囲第１項記載
   の同調器。
3. （３）主電極および／もしくは第１の副電極にる任意の
   部分を切開して同調周波数を任意に設定する特許請求の
   範囲第１項および第２項のいずれかに記載の同調器。
4. （４）主電極および／もしくは第１の副電極における任
   意の部位をアースに接続される端子に設定することによ
   り同調周波数を任意に調整する特許請求の範囲第１項お
   よび第２項のいずれかに記載の同調器。
5. （５）電極として少なくとも一個所以上の任意の屈曲角
   もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す屈曲部を有
   するものを用いた特許請求の範囲第１項ないし第４項の
   いずれかに記載の同調器。
6. （６）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載の
   同調器。
7. （７）一方の電極における長さを他方の電極における長
   さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向設
   置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第６
   項のいずれかに記載の同調器。
8. （８）透電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに記載の同
   調器。
9. （９）円筒形状もしくは角筒形状の訪電体における内周
   部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極を設
   置した特許請求の範囲第１項ないし第８項のいずれかに
   記載の同調器。
10. （１０）電極それぞれにおいてアースに接続される端子
    を、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲
    第１項ないし第９項のいずれかに記載の同調器。
11. （１１）非接触切開手段により主電極および／もしくは
    第２の副電極を任意に切開する特許請求の範囲第１項な
    いし第１０墳のいずれかに記載の同調器。