JPS6032408A - 同調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用外ｙ１ｆ 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、お従来例の
構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波の
数が増加しており、受信を希望する電波の周波数選択を
する同調器の性能においては、高い安定性と信頼性が必
要とされている。一方、同調器を設置するそれら受信機
、送信機や通信機の製造コストの低減も大きな課題であ
シ、特に合理化が困難な高周波部の同調回路部品につい
て抜本的な新技術の開発が特に必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の同調器について説明する
。第２図は基本的な同調回路であシ、１はインタツク、
２はキャパシタである。そして、それらインダクタ１と
キャパシタ２からなる並列共振回路３にで構成される同
調器は、従来においては第２図もしくは第３図に示すよ
うな部品に」：る構成で実現されていた。すなわち第２
図に示すようにインダクタ部品４とギヤバイト部品５の
それぞれ別個の部品が回路導体６および７によって接続
されて同調器を構成していた。また第３図に示すような
別の方法として、板状の誘電体８の表面に平面インダク
タ９を設置して、更に対向する電極１ｏおよび１１それ
ぞれよりなるキャパシタ１２を設置し、それぞれ別個の
インダクタ９とキャパシタ１２が回路導体１３および１
４によって接続されて同調器を構成していた。

しかしながら上記のような構成においては■　第２図に
示すものはインダクタ部品４が他の部品と比較してサイ
ズが大きく、特に高さ寸法が非常に大きいことが原因し
て機器の小型化と薄型化の実現を阻害していた。さらに
インダクタ部品のコイルに挿入されているフェライト材
のコアは機械的振動によってその設定位置の変動が発生
し、それによって同調周波数が非常に大きく変動してい
た。またそのフェライト材のコアにおける透磁率μの温
度依存性の大きいことが原因してインダクタンスが不安
定であり、そ）１によっても同調周波数が大きく変動し
ていた。それと同時に同調Ｑも影響を受けて大きく変動
していた。さらに同調周波数を設定目標値に安定確保す
るために、それぞれの部品を定められた設定位置に高い
精度で設置する必要があり、特に高周波同調器として量
産する場合にはその設置精度の確保が困難であり、それ
によって同調周波数が設定目標値から大きく離れると共
に一定値に収れんさせることが不可能であり、その用度
性に問題があった。

■　第３図に示すものはインダクタおよびキャパシタに
よる占有面積が大きく、それによ−ノて機器の小型化の
実現を阻害していた。さらにそれぞれの部品を構成する
ために機能する電極はインダクタ電極とキャパシタを形
成する対向電極の少なくとも合計３個の機能電極が必要
であり、導電率が高く従ってコストの高い電極材料を多
量に使用するため同調器の製造コストが高くなり、それ
と共に省材料化を図ることが不可能であった。

■　第２図および第３図に示すものにおける共通の問題
点として、インダクタおよびギヤバイトはそれぞれ別個
の部品として形成されたものであり、それぞれ設置され
た部品に対して長い経路の回路導体を介して接続される
ように構成されていた。それによって不要なｌ）−ドイ
ンダクタンスやストレーキャパシタが多く発生し、それ
によって同調器の動作が不安定であると共に初期の設計
目標を実りげることか困難であった。従って修正を含む
設計作業に多くの時間を費していた。またそれぞれの同
調器は独立した最小機能単位の別個部器の集合回路であ
る／こ銭既存の技術概念では部品点数の削減および製造
の合理化について対処することが不可能であっ／こ。

それによって同調器のコスト低減には限界があるなとの
問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的は可変インダクタ部品と可変キャパシタ部
品を一体化した薄型の同調器を回路基板」−に実現して
、同調装置の形態を超薄型化と小型化し、更に機械的振
動に対しても同調が安定で、同調周波数の温度依存性が
小さく、同調回路の接続リードの悪影響をなくして高周
波的に安定で、１だ部品点数を削減して製造工程の合理
化を可能にする同調装置を提供するととである。そして
、簡即なθ１１４整操作で同調周波数のトリミングを可
能ならしめると共にトリミング後の同調周波数の安定性
を向上させることを目的とする。

発明の構成 本発明の同調装置は回路基板を介して電極を対向設置し
それぞれの電極のアース端子が逆方向側となるように構
成した同調器を単数もしくは複数個有するものである。

そしてそれぞれの同調器の同調周波数の関連性は同調器
を構成する電極をカットするかもしくは電極のアース端
子の設定によってトリミングするものである。同調器の
動作としては一方の電極がインダクタとして作用し、ま
たこの電極と他方の電極が対向して先端オープンの分布
定数回路を形成し、その等伍長さを動作さぜる周波数波
長のλ／４長さ未満に設定することによって、分布定数
回路端に発生する負リアクタンスによるキャパシタを実
現し、上記インダクタと並列に作用さぜることを基本と
するものである。

それぞれの同調器は直接もしくは他の回路要素を介して
接続されるものである。

実施例の説明 以下本発明の同調装置に用いる同調器の実施について図
面を参照しながら説明する。

第３図は本発明の一実施例における同調器の構成を示す
ものである。第４図において（ａ）は表面１凶、（ｂ）
は側面図、（Ｃ）は裏面図を示す。（以下、第６図ない
し第１３図において同様）第４図それぞれにおいて１５
は誘電体基板であり、１６はインダクタを形成する電極
であり、１７は１６の電極と相捷って分布定数回路を形
成しギヤノくシタを形成する電極である。電極１６の端
子１８はアース端子であり、端一７−１９はオープン端
子である。一方、電極１７においては端子２０がアース
端子であり、端子２１がオープン端子である。第４図（
ａ）に示すの側、■側と第３図（Ｃ）に示すの側、■側
が対応しく以下、第５図ないし第１３図において同様）
それぞれの電極１６．１７は同一ノ々ターンで対向して
いる。

第５図は本発明の他の実施例における同調器の構成を示
すものである。誘電体基板２２に対する電極２３と電極
２４の設置構成は第４図で説明した実施例と同様である
が、電極２３の端子２５はオープン端子であり、端子２
６はアース端子である。一方電極２４の端子２７がアー
ス端子であり、端子２８がオープン端子である。

第６図は本発明の他の実施例における同調器の構成を示
すものである。誘電体基板２９の表面側に電極３ｏと電
極３１を設置しそれぞれの電極が側面対向するように構
成したものである。電極３０の端子３２はアース端子で
あり端子３３はオーツ。

ン端子である。一方電極３１の端子３４がオープン端子
であり端子３５がアース端子である。ここでそれぞれの
電極３Ｑ、３１に対する端子モートは第４図と第６図で
説明したようにアース端子とオープン端子がそれぞれ逆
方向側になるようにすれは任意に設定できる。（以下第
７図、第１０図〜第１６図において同様） 第７図は本発明の他の実施例における同調器の構成図を
示すものである。誘電体基板３６に対する電極３７と電
極３８の設置構成および端子モードは第４図で説明した
実施例と同様であるが、電極３７と電極３８の面積が同
一でなく、またそｈぞれの電極が部分的に対向するよう
に設置した構成である。

第８図〜第１ｏ図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。第８図における誘電体基板
３９に対する電極４ｏと電極４１の設置構成および端子
モード、第９図における誘電体基板４２に対する電極４
３と電極４４の設置構成および端子モード、および第１
０図における誘電体基板４５に対する電極４６と電極４
７の設置構成および端子モードは第４図で説明した実施
例と同様であるが、それぞれの電極は少なくとも一ヶ所
以」−の任意の屈曲角とＪｉ（面方向を示す屈曲部を有
するものを用いる。

第１１図は本発明の他の実施例における同調器の構成を
示すものである。誘電体基板４８に対するｔ［Ｊｉ＋ｔ
４９と電極５０の設置構成および端子モードは第４図で
説明した実施例と同様であるが、それぞれの電極はスパ
イラル形状を有するものを用いる。

第１２図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板６１に対する電極６２と
電極５３の設置構成および端子モードは第４図で説明し
た実施例と同様であるが、電極５３は電極５２の面積内
に含まれた範囲内で部分的に対向設置するように設置し
た構成である。

第１３図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板５４にχ・Ｊする電極６
６と電極６６の設置構成および端子モードは第４図で説
明した実施例と同様であるが、それぞれの電極５５．５
６は誘電体基板５４の内部に設けられている。

いうまでもなく第６図、第７図、第１２図および第１３
図で説明した実施例におけるそれぞれの電＋１ｉ、は第
８図〜第１１図で説明し／こ実施例の電極形状を有する
ものを用いてもよいことはいうまてもない。

次に本発明の同調装置を構成する同調器の動作原理につ
いて説明する。

第１４図（−）〜（ｑ）は本発明の同ｊ″Ａ装置に用い
る同調器における動作を説明するだめの等節回路である
。第１４図（−）において、電気長ｌを有し１、互いに
アース端子を逆方向側に設定したそれぞれの伝送路電極
５７．６８によって形成される伝送路に対して、電圧ｅ
を発生する信号源５９が伝送路型ｗｉ５７に接続されて
信号を供給するものとする。

そして、それによって伝送路電極５７の先端におけるオ
ープン端子には進行波電圧ｅＡが励起されるものとする
。一方、伝送路電極５８は上記の伝送路電極５７に近接
して対向設置もしくは並設されているので、相互誘導作
用によって電圧が誘起される。その伝送路型＠６８の先
端におけるオープン端Ｔ−ＶＣ誘起される進行波電圧を
ＱＢとする。

ここて伝送路電極５７および５８においてはそハそれの
アース端子が逆方向側に設定されているので、誘起され
る進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対して逆
位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡおよび
ＱＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝送路
電極６７および５８より成る伝送路において電圧定在波
を形成することになる。ここで伝送路電極５７における
電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫで表わす
ものとすると、伝送路電極５８における電圧分布係数は
（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極５７および６８において任意の
対向する部分において発生する電位差Ｖをめると Ｖ　＝　Ｋ　１３Ａ　−（１−Ｋ　）　ＱＢ　−・−・
（１）で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路型＠６７および６８が同じ電気長４であるとすると ＠ｆ３”　ｅＡ　・・　・・・（２） となり、それによって第０）式における電位差ＶはＶ　
＝　Ｋ　ｅＡ＋　（１−Ｋ　）　ｅＡ＝ｅＡ　・・・・
・・（３） となる。すなわち伝送路電極５７と５８かそれぞれ対向
する全ての部分において電イ）シ差■を発生させること
ができる。

ここで伝送路電極６７および６８し１、その′ｌ（Ｌ極
１１］Ｗを有するものとしく電極の厚みは薄いものとす
る）、さらに誘電率ε　を有する誘電体を介して間隔ｄ
ず対向されているものとする。この場合における伝送路
の単位長当りに形成するギヤパンタンスＣ８は であり、故に となる。

従って、第１４図（−）に示す伝送路は、第１４図（ｂ
）に示すような単位長当りにおいて第（６）式でまるＣ
６の分布キャパシタ６０を含んだ伝送路となる１、また
、それぞれの伝送路電極５７と伝送路電極５８における
電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は、上記に
おいて述べたように互いに逆位相関係にあるので、この
伝送路は等制約に平衡モードの伝送路として動作するこ
とになる。これによって第１４図（Ｃ）に示すような、
平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源６１によって平衡モー
ドで励起される伝送路主棒６２および６３によって形成
される゛ト衡モード伝送路と等価になる。いう井でもな
くその電気長は第１４図（ａ）において示したもとの電
気長ｌと同じである。さらに、この平衡モード伝送路は
第１４図（ｄ）に示すように、伝送路の分布インダクタ
成分および伝送路の屈曲形状により発生する集中インダ
クタ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ６４お
よび６５と分布キャパシタ６０よシなる分布定数回路と
等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ６ｏの形成における伝送路の
電気長ｌとの関係について説明する。第１５図０に示す
ような平衡モード伝送路における栄位長当りの特性イン
ピーダンスＺｏｌｌ−ｊ：、第１５図（ｂ）に示す等価
回路で表わすことかできる。その特性インピーダンスＺ
０は一般的に となる・ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同：Ａ器における実施例の多くｆｌこの仮定を適用す
ることができ、かつ説明の簡略。化のため以下第（８）
式に示す特性インピーダンスＺ。

を用いる。第（８）弐におけるキャパシタンスＣ０は第
（６）式においてめた伝送路における単位当りのキャパ
シタンスＣ８と同じものである。すなわち伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスＺｏはキャパシタン
スＣｏの関数であり、それはまたキャパシタＣ０に関与
する誘電体の誘電率ε８゜伝送路電極の）ｌ］　Ｗおよ
びそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺ。で、その電気長がｌであり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生ずる等価リアク
タンスＸは Ｘ　＝　−Ｚ。ｃｏｔθ　−１−−１１，（９）で表わ
すことができる。ここで θ＝２π−・・・・・（１ｏ） λ であり、特に の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０ となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長ｌによってθが第１１式に該当する場
合、ずなわぢ例えば電気長４をλ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によって、すなわ、ち伝
送路の電気長ｌの設定によって任意のキャパシタンスＣ
を実現することができる。

以上第（９）弐〜第１３式において説明した伝送路の動
作様態について図に表わしたものが第１６図である。第
１６図では、先端がオープン状態の伝送路において、そ
の電気長Ｉの変化に従って端子に発生ずる等価リアクタ
ンスＸが変化する様子を表わし、ている。第１６図から
明らかなように、伝送路の電気長４がλ／４以下もしく
はλ／′２〜４Ａ／３などにおけるような場合には負の
端子リアクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキャパシタを形成することができる。さらに
、負の端子リアクタンスを発生させる条件において、伝
送路の電気長ｌを任意に設定することによって、キャパ
シタンスＣを任意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタンスＣは、第１４
図（ｅ）において示す集中定数キャパシタ６６として等
価的に置換することができる。そして、伝送路に存在す
る分布インダクタ成分および伝送路のＪ＋ｉ！曲形成に
よって発生ずる集中インダクタ成分それぞれの総合によ
って形成されるインダクタは、集中定数インダクタ７７
として等価的に置換することができる。そして、仮想的
な平衡信号源６１およびそれぞれの伝送路におけるアー
スを、もとの第１４図（ａ）において示しだ状態と等価
的と同じになるように置換すれば、第１４図（ｆ）に示
すようになる。この第１４図（ｆ）においてアース端子
を共通化して表わすと、明らかに最終的には第１４図（
ｑ）において示すように、集中定数キャパシタ６６およ
び集中定数インダクタ７７より成る並列共振回路と等価
になり、同調器を実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
装置に用いる同調器を実現するものであるが、この同調
器における構成とそれに係る動作原理は従来の同調器に
おけるものとは全く異なるものである。そこで、本発明
の同調装置に用いる同調器が従来の同調器もしくは本発
明の同調装置に用いる同調器における伝送路と同様のも
のを用いても他の構成にしだものそれぞれと比較して全
く異なるものであることを証明するために、従来の同調
器もしくは他の伝送路構成による同調器における構成お
よび動作を次に説明して対比する。

それによって本発明に用いる同調器との差異をツＪ確に
すると共に、本発明に用いる同調器の新規性を明らかに
する。

第１７図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第１７図（、）において伝送路
電極６８および６９よりなる先端オープンの伝送路が、
電圧ｅを発生する信号佇７０によってドライブされてい
るものとする。それによって伝送路電極６８の先端にお
けるオープン端子には定在波電圧ｅＡが励起され、それ
と対向設置占もしくは並設される伝送路電イヴ６９の先
端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＢが訪起され
るものとする。ここで、それぞれの伝送路電極６８およ
び６９のアース端子は互いに同方向側に設定されている
ので、それぞれの定在波電圧ｅＡとｅＢは互いに同位相
となる。従がって、伝送路電極６８および６９における
それぞれの電圧分布係数は同じＫを有するこ七になる。

それによって伝送路電極が対向する任意の部分における
電位差Ｖは Ｖ　＝　Ｋ　ｅｐ、Ｋ　ｅＢ　−−（”　）となる。こ
こで、それぞれの伝送路電極６８および６９の電気長が
同じ長さであるとするとｅＡ−８Ｂ　、、、　、、、　
＜　１５＞となり、それによって第（１４）式における
電位差■は Ｖ＝ＫｅＡ−ＫｅＡ＝Ｏ−（１６） 〆なる。す々わち伝送路のいずれの部分においても電位
差が発生しないことになる。第１７図（、）における信
号源６ｏを伝送路端に置換設定したものが第１７図（ｂ
）であり、電圧Ｊを発生ずる不平衡信号源６１を設置し
たことと等ＩＩＩＩＫ　ｙｚる。そしてこの等価回路に
おいては互いに電位差を有しない・１７行伝送路が存在
するのみである１、っ寸りこれは第１７図（ｃ）に示す
ように、等価的に単なる一本の伝送路電極６２が存在す
る場合と同一であることは明らかである。そして、信号
源６０およびアース端子を第１７図（ａ）に示したよう
にもとの回路に等価置換することにより第１７図（ｄ）
に示すようになる１、つ寸り伝送路の分布インダクタ成
分および伝送路の屈曲形状により発生する集中インダク
タ成分それぞれより成る等測的な集中定数インダクタ７
３のみを形成するだけである。以上より明らかなように
、インダクタと並列にキャパシタを形成することができ
ないので、目的とする並列共振回路の同調器は実現する
ことができない。

第１８図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである３、第１８図（、）において伝
送路電極６４か充分に広いアース電極６５と対向し、電
圧ｅを発生する信号源６６によってドライブされ、伝送
路の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅＡが励起
されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。

一方、アース電極６６には仮想的に電圧分布係数Ｋを有
する定在波電圧ＱＢが発生ずるものと仮定すると、伝送
路電極６４とアース電極６５が対向する任意の部分にお
ける電位差Ｖば Ｖ　＝　Ｋ　ｅＡ−Ｋ　ｅＢ　−・・（１７）で表わさ
れる。しかし、アース電極６５における定在波電圧１ｉ
１Ｂは一様にアース電位（零電位）であり ＱＢ二〇　・・・・（１８） となる。従ってアース電極８８には電圧分布係数も存在
しない。その結果、電位差Ｖは ■二ＫｅＡ・（１９） となる。これによって、伝送路電極６４とアース電極６
５の間に分布ギヤバイトを形成することはｉ”Ｊ能であ
る。しかしなから、伝送路上（タロ４はアース′屯棒６
５と近接してχ・Ｊ向し７ている／３−め、相ｒ７誘導
作用によって伝送路電極６４における両先端がほとんど
ショート状態になつ／こものと等価になる。そのため伝
送路電極６４におけるインダクタ成分のＱ性能を著しく
劣化さぜることになる。すなわち、このマイクロストリ
ップラインは第１８図（ｂ）に示すように等価損失抵抗
７７を含む集中定数インダクタ７８および集中定数ギヤ
ノ々７り７９それぞれより成る並列共振回路を形成する
。ここで等価損失抵抗了７は実際には相当大きな抵抗値
を有するものになるだめ、共振回路における損失が非常
に大きくなる。従って、同調器としては明らかにＱ性能
が非常に低下したものしか実現できず、実際的には実用
に適するものではない。

第１９図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点て本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第１９図において平衡モード伝送路電極
８０および８１は、その電気長４が共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされてい
る。

そして電圧ｅを発生ずる平衡信号源９６によって、それ
ぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブされているも
のとする。アース端子は平衡信）源８２の中１１点に設
定され、ｑ当に伝送路上（１トにおけるいずれかの剥１
１１ｒにアースを設定するものではない３゜この場合に
おける伝送路の端子に発生する等測的な端子リアクタン
スＸは、伝送路の特性インピーダンスを２０とすると ｘ−ＺＯｌａｎｏ・・・・（２０） となる。ここで特性インピーダンスＺ０は第（８）式に
おいて示したものと同じものであり、また０についても
第（１０）式において示したものと同じものである。こ
の共振器では伝送路の電気長４を４−λ／４　・・・・
・（２１） としているので θ＝π／２　・・（２２） である。従って第（２０）式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ　＝　ＺＯｔａｎ　−：　閃・−（２３）となり、等
測的に並列共振特性を得ることができるものである。し
かしながら、このλ／４共振器における構成を本発明の
同調器における構成と比較すると、寸ず伝送路の端子条
件についてみると本発明の同調器においてはオープン状
態であるのにｔ・１シて、従来のλ／４共振器において
は７，１−１・状態であり、従って端子条件において全
く異なる構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｅの設定についてみると、本発明の同調器におい
ては同調周波数のλ／４以下に設定するものであり実際
的にはλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成す
るものであるが、従来のλ／４共振器においては厳密に
共振周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝送
路の電気長４の設定において根本的に異なる構成である
ことも明らかである。

寸だ、構成における伝送路の電気長４の異いに起因して
、両者において同一の同調周波数もしくは共振周波数に
投網しても、本発明に用いる同調器においては小型化す
ることが゛できるが、λ／４共振器においては非常に長
い伝送路を設ける必要があり大型化する不都合があった
。従来のλ／４共振器を小型化する目的で誘電率の非常
に大きな誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘電体は
一般に誘電体損失ｆａｎδが非常に大きく、従って共振
器としてのＱ性能が著しく低下する不都合がちっだ。更
に、誘電率の高い誘電体における誘電率の温度依存性は
一般に大きく、従って共振周波数の安定性を確保するこ
とが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器におりる性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同、、１．’！＋器における性能と
比較した実験結果を示して説明する。第２０図は同調周
波数の温度依存性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。そして第２１は共振Ｑの温度依存特性を測定した実
験結果を表すグラフである。

第２ｏ図および第２１図において、特性（Ａ）ｌ−１本
発明に用いる同調器の温度依存性であり、誘電体として
アルミナセラミック拐もしくは樹脂系プリント回路基板
を使用した場合の実験結果である。一方、特性（Ｂ）は
第２図において示ずＪ：つな、従来において最も多く用
いられていた同調器における温度依存特性である。これ
らの実験結果から、本発明に用い−る同調器においては
一般的な誘電体を用いて構成したものでもその同調周波
数は極めて安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定で
あることが明らかである。一方、従来の同調器において
は、インダクタを構成するフェライト材のコアにおける
透磁率μとＱの根本的な不安定性、およびコイル部分の
膨張と収縮によるインダクタンスの変化がそれぞれ原因
して、同調周波数と共振Ｑの安定性を確保することが困
難であった。それによって、他の温度補償部品もしくは
他の自動安定化補償回路を付加して不安定性を補ってい
た。

次ｒ（以上のように構成４れた本実施例の同調器の同調
周波数調整について第１１図に示す実施例を代表に以下
その動作を説明する。まず、インダクタは第１１図（ａ
）に示すスパイラル形状電極４９によって形成される。

次にキャパシタは第１１図←）および（ｃ）に示すスパ
イラル形状電極４９および６０の間に存在する誘電体４
８によって発生する分布キャパシタンスによって形成さ
れる。次に第２２図にこの同調器の動作等価回路を示し
て説明する。

第２２図（ａ）の８３はインダクタを形成するスパイラ
ル形状電極と等価な伝送路であり、８４は８３のインダ
クタ形成電極と共に作用して分布キャパシタ８５を形成
させるスパイラル形状電極と等価な伝送路である。２２
でスパイラル形状電極８４のアースポイントはインダク
タを形成するスノぐイラル形状電極８３のアースポイン
トとけ逆方向側に設定されているため、第２２図（ｂ）
に示すようにスパイラル形状電極８４のインダクテイブ
成分は打消されてアース面８６と等価になりインダクタ
のスパイラル形状電極８１と対向して分イＩＩギヤ、＜
７タ８８を形成する。これを分布定数回路で示したのが
、第２２図（Ｃ）であり、分布インダクタ８９と分布キ
ャパシタ９０による分布定数回路を形成する。ここでア
ースとなる分布キャパシタ電極９１の任意の電極部位９
１ａでガツトすることにより、また分布インダクタ８９
の任意の電極部位８９ａをカットすることによって分布
ギヤバ／タンス９０と分布インダクタンス８９のそれぞ
れの値を任意に可変することがｏＪ能である。

第２２図（ｄ）はこれを集中定数等価回路で示したもの
でｄ丁亥インダクタ９２と可変キャパシタ９３の並列共
振回路を形成することになる。

この同調器のインダクタが有するインダクタンスはスパ
イラル形状電極の捲回遂もしくは電極長さによって任意
に設計することができる。一方、分布キャパシタとキャ
パシタンスは対向するスパイラル形状電極の対向面積と
誘電体の誘電率εおよび厚みによって任意に設計するこ
とができる。

この分布キャパシタンスの形成について第２３図と共に
説明する。対向するスパイラル形状電極の伝送路等価長
さをｅとし、この伝送路等価長さ４は使用する誘電体の
誘電率εによって定する波長類縮率１／Ｊεを考慮した
動作周波数におけるλ／４長よりも短いものに設計する
。このλ／４長に対する伝送路等価長さｌの割合いを任
意に膜用することによりキャパシティブリアクタンスｘ
ｃの値を任意に設計することが可能である。このキャパ
シティブリアクタンスにと動作周波数量。によってキャ
パシタンスＣ−’ｇπｆｏｘｃが得られる。

今この伝送路等価長さ４を伝送路等価長さｌ′に短縮す
るとキャパシティブリアクタンス荀はキャパシティブリ
アクタンスＸｃ′に変化する。このキャパシティブリア
クタンスＸｃ′と動作周波数ｆ０によってキャパシタン
スＣ／＝％πｆｏＸＣ′が得られ。

Ｃ’（Ｃとなってキャパシタンスを可変できる。このキ
ャパシタンスＣを有するキャパシタが第２２図（ｄ）に
示す可変キャパシタ９３と等価である。

ここでアースとなるキャパシタ電極を形成するスパイラ
ル形状電極〔第１１図（Ｃ）におけるスパイラル形状電
極５０〕の長さは、以上の説明においてインダクタ電極
を形成するスパイラル形状電体〔第１１図（ａ）におけ
るスパイラル形状電極４９〕と同じ長さとしたが、第１
２図の実施例において説明したようにインダクタ電極長
さよ妙も蝮い範囲で任意の長さに設計しても良く、また
インダクタ電極と対向する任意に形成しても１夕１安の
目的は達成できる。

第２４図第２５図と第２６図、第２７図に第１１図に示
す実施例を代表して可変キャパシタと可変インダクタの
調整可変の様子を示す。第２４図。

第２５図はキャパシタ電極の力、トによ−〕て可変ギヤ
バイトを調整するモードの説明図であり、第２４図に示
すようにオープン端子を起点とするカット位置までの電
極長さを電極カッ）−ｆｆｌ：ｄとし、それに対する分
布キャパシタンスＣ２分布インダクタンスＬ、および自
己共振周波数ｆ０の関係は第２５図のようになる。すな
わち、電極カット量ｄの増大に対して分布キャパシタン
スＣは減少するが分布インダクタンスＬは不変である。

それにしたがって自己共振周波数ｆ０は高くなる、一方
、第２６図、第２７図はインダクタ電極のカットによっ
て可変インダクタと可変キャパシタを同時に調整するモ
ードの説明図であり、第２６図に示すようにオーブン端
子を起点とするカット位置までの電極長くを同じく電極
カット量ｄとし、それに対する分布インダクタＬ２分布
キャパシタＣ９および自己共振周波数ｆ。の関係は第２
２図のようになる。ずなわち電極カット量ｄの増大に対
して分布インダクタンスＬと分布キャパシタンスＣは共
に減少し、それにしたがって自己共振周波数ｆ。

は高くなる。

ここで電極をカットする方法としてはレーザカッター、
サンドプラスター等の調整時において同調周波数に影響
を与えない非接触カット手段を用いると良い。

次に以上のように構成された本実施に用いる同調器の同
調周波数の別の方法について第１１図に示す実施例を代
表して以下その動作を説明する。

第２８図（−）の９４はインダクタを形成するスパイラ
ル形状電極と等価な伝送路であり、９６は９４のインダ
クタ形成電極と共に作用して分布キャパシタ９６を形成
させるスパイラル形状電極と等価な伝送路である。ここ
で、伝送路電極９５のアースポイントは任意の電極部位
９了に設定されるため第２８図（ｂ）に示すようにアー
スポイント９８から電極９５のアース側に至る対向部の
インダクテイブ成分は打消されてアース而′９９と等価
になりインダクタを形成する伝送路電極１００と対向に
分布ギヤバイト１０１を形成する。これを分布定数回路
で示したのが、第２８図（ｃ）であり、分布インダクタ
１０２と分布キャパシタ１０３による分布定数回路を形
成する。ここでアースとなる分布キャパシタ電極１０４
の電極端１０５を任意に調整することにより分布キャパ
シタ１０３の値を任λ４に可変することが可能である。

第２８図（ｄ）はこれを集中定数等価回路で示したもの
でインダクタ１０４と可変キャパシタ１０５の並列共振
回路を形成することになる。また第２９図にこの同調器
の別の動作等価回路を示して説明する。第２９図（ａ）
の１０５はインダクタを形成する伝送路電極であり灯、
琢の電極部位１０４をアース端子とし、１０７に１、電
極１０６と共に作用に分布キャパシタ１０８を形成する
伝送路電極である。これは第２９図（ｂ）に示すように
インダクタとしてはアース端子１０９とする伝送路１１
０のみが寄与することになり伝送路１１０と対向する部
分のアース電極１１１との間の分布キャパシタ１１２の
みが形成される。

これを分布定数回路で示しグこのが第２９図（Ｃ）であ
り分布インダクタ１１３と分布キャパシタ１１４による
分布定数回路を形成する。ここでアースとなる分布イン
ダクタ電極１１３の電極端１１６を任意に調整すること
により分布インダクタ１１３および分イＩＪキャパシタ
１１４の値を任意に同時に可変することが可能となる。

第２９図（ｄ）はこれを集中定数等価回路で示したもの
で可変インダクタ１１６と可変キャパシタ１１７の並列
共振回路を形成することになる。

第３０図、第３１図と第３２図、第３３図に第１１図に
示す実施例を代表してｉｌ変キギヤ／りと可変インダク
タの調整可変の様子を示す。第３０図、第３１図はギヤ
バンタ電イ・しのアース端子位置の調整によってｒ５Ｊ
変キャノζンタを調整するモー１・の説明図であり、第
３Ｑ図に示すようにオープン端子１１８を起点とするア
ース端子位置までの電極長さを電極有効長ｄとし、それ
に対する分布ギヤパンタンス０１分布インダクタンスＬ
、および自己共振周波数ｆ。の関係は第３１図のように
なる。すなわち、電極有効長ｄの増大に対して分布キャ
パシタンスＣは増大するが分布インダクタンスＬは不変
である。それにしたがって自己共振周波数ｆ。（ｄ低く
なる。一方、第３２図、第３３図はインダクタ電極のア
ース端子位置の調整によ−）て可変インダクタと可変キ
ャパシタを同時に調整するモードの説明図であり、第３
２図に示すようにオープン端子１１９を起点とするアー
ス端子位置１での電極長さを同じく電極有効長ｄとし、
それに対する分布インダクタし、分布キャパシタＣ２お
よび自己共振周波数ｆ。の関係は第３３図のようになる
。すなわち電極有効長ｄの増大に対して分布インダクタ
ンスＬと分布キャパシタンスＣは」（に増大し、それに
したがって自己共振周波数ｆ０は低くなる。

以」−に説明した構成と動作により所要の目的を達成す
るものであるが、その構成形態の有効性を他の電極構成
にした場合と簡単に比較する。可変インダクタを形成す
るスパイラル形状電極は上記の説明のものと同様として
、寸ず可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極を
スパイラル形状とぜずに全面アース電極とした場合は可
変インダクタのＱ性能が著しく低下して実用性はなくな
る。

次に可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状としてもアースポイントを可変インダクタ
を形成するスパイラル形状電極と同方向側に設定すると
、両者は単一の可変インダクタとして作用するのみで分
布キャパシタンスを形成することは不可能となり所要の
目的は達成できない。

以上のように本実施例の特徴としてインダクタ電極をキ
ャパシタ電極と共用したことおよびアースとなるキャパ
シタ電極のインダクタンス成分を４１消したことにより
可変インダクタとＤＪ変キャパシタの一体化を実現して
いる、 第３４図に第１１図の実施例および第２２図ないし第３
３図で説明した同調周波数の調整を行なう同調器を代表
して用いた本発明の同調装置の実施例を示す。単層もし
くは多層の回路基板１２０を介して同調器１２１　、１
２２．１２３および１２４（裏面電極もしくは中間層電
極は図示ぜ１つがそれぞれ分散設置され、同調器１２１
および１２２は他の回路要素１２６を介して接続され、
また同調器１２３および１２４は直接接続されている。

更に同調器１２２および１２４は他の回路要素１２６を
介して接続されている。ここで他の回路要素１２６　、
１２６としては例えば増巾回路発振回路、混合回路、変
調回路、ケ調回路、検波回路などが設置される。いう１
ても々くそれぞれの同調器１２１　、１２２　、１２３
および１２４と他の回路要素１２５および１２６の設置
位置は回路基板１２０に対して任意に設定することかり
能であり、寸だ同調器および他の回路要素の設置個数も
任意に設定することが可能である。更に、それぞれの同
調器１２１ないし１２４の同調周波数の調整は各々独立
に設定することも可能である。

それぞれの同調器１２１ないし１２４の電極利料として
は金属導体もしくは印刷導体を使用するととがてき、更
に対向するそれぞれの電極をそれそｈ異イΦの導体で形
成しても良い。寸だそれらの電極は第１３図の実施例に
示すように回路基板の表面のみならずその内部に設置し
てもよく、多層回路基板の中間層にも設置することもで
きる。ここで回路基板１２０としてはアルミナセラミッ
ク。

グラスチック、テフロン、ガラス、マイカ等を用いるこ
とができる。それぞれの同調器１２１ないし１２４の形
成方法としては、金属導体を用いた場合は回路基板１２
０に一括接着し、一方印刷導体を用いた場合は他の回路
パターン形成と同時に一括印刷処理することが可能であ
る。それぞれの同調器１２１ないし１２４に他の可変リ
アクタンス素子（図示せｊ″）を接続してそ九それの同
調器１２１ないし１２４の同調周波数の変化を連動させ
ることも可能である。

発明の効果 以」二の説明から明らかなように　本発明は可変ギヤハ
・／夕電極と共用した可変インダクタ電極を共通の誘電
体回路基板を介してインダクタ成分を」′Ｊ消したアー
スとなる可変ギヤバイト電極と近接して対向設置させた
構成の同調器を形成すると共にその誘電体回路基板を共
通使用して他の回路要素も形成してそれぞれの同調器と
接続し、それぞれの同調器の電極をカットもしくはアー
ス端子位置の調整によって同調周波数を任意に設定する
ようにしているので ■　簡単な構成で可変インダクタと”Ｊ変ギヤノ９シタ
を回路基板中に一体形成できる。

■　超薄型、小型の同調器を形成できて薄型。

小型の他の回路要素を用いることにより従来にない薄型
、小型の同調装置が実現できる。

■　調整後の同調器は機械的可動部品が階無であるので
同調周波ずれが極小の同調装置が実現てきる。

■　同調器内の可変インダクタと可変ギヤノ々シタがリ
ードレスで」＆続されるので、リードインダクタンスや
ストレーキャノ々／夕の影響がなくなり同調装置の回路
動作が極めて安定に左る。

■　同調器の電極が他の回路要素の回路と同時に一括形
成することがａＪ能であり、部品点数が削減でき、また
製造の合理化やコストダウンか実現できる。

■　同調器の同調周波数調整に電極カット法を用いる場
合には非接触調整手段を用いるととがてきるので同調周
波数に影響を与えずに同調装■　またアース端子位置調
整法を用いる場合には電極の非破壊調整手段を用いるこ
とができるので同調装置の同調周波数をくり返し」二下
調整処理ができる。

■　同調装置の同調周波数トリミングスピードが速くな
る。

等の優れた効果が得られる。

さらに同調器内の可変インダクタンスと可変キャパシタ
ンスのそれぞれの初期値の設置は電極・々ターンの簡単
なアートワークに依存上同調装置の設置の自由度が向上
すると共に定数の修正対応が容易である。

丑だ同調器の電極導体の一部は多層回路基板の中間層に
も形成可能であり、同調装置の実装段重における自由度
を拡大することができる６、

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な同調器の回路図、第２図および第３図
は従来の同調器における構成を示す斜ｍ図、第４図（ａ
）〜（Ｃ）〜第１３図（ａ）〜（Ｃ）は不発明の実施例
における同調装置に用いる同Ｉ凋詣の表面図、４３ 側面図および裏面図、第１４図（ａ）〜（ｑ）、第１６
図（ａ）　、　（ｂ）および第１６図は同同調器の動作
原理を示す説明図、第１７図（、）　〜（ｄ）、第１８
図（ａ）　、　（ｂ）、第１９図は従来の同調器におけ
る動作原理を示す説明図、第２０図、第２１図は本発明
の同調装置に用いる同調器と従来の同調器の温度変化に
対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第２２図（ａ）〜
（ｄ）　＆、ｊ、本発明の同調装置に用いる同調器の同
調周波数調整法を説明するだめの等価回路図、第２３図
は同同調器の伝送路長とりアクタンスの関係を示す特性
図、第２４図〜第２７図は四回グ器のＨＪ変キギヤシタ
七可変インダクタの調整可変の様子を示す説明図、第２
８図（ａ）　〜（ｄ）、第２９図（ａ）　〜（ｄ）　＆
：ｌ、同同調器の他の同調周波数調整法を説明するだめ
の等価回路図、第３０図〜第３３図は同同調器の白Ｊ変
キャパシタと可変インダクタの調整可変の様子を示す説
明図、第３４図は本発明の一実施例における同調装置の
斜視図である。 １２０・・・・・・誘電体回路基板、１２１，１２２゜
１２３　、１２４・・・・・・電極。 第１図 「−−−−−−−−−−−−１／　−−第　２　図 第３図 第５図 第６図 第８図 （α）　（ｂ）　（Ｃ） 第１１＠ 第１２図 （ａ）　（ｂ）　（の 第１３図 第１４図 （＋−Ｋ）　６’３ 第１４図 ρ７ 第１５図 ＠１６図 □伝送路電ｉ−ｓ　Ｊ 第１７図 第１８図 ゝ７９ 箇１９図 第２０図 温度（・Ｃ） 第２１図 温浸（°Ｃ） 第２２図 第２３図 第２５図 第２６図 第２７図 一冗イ空ガツト忙ｄ 第２８図 第２９図 （の　（（１） 第３０図 Ｈａ 第３１ｖｌＪ ノ ー電掻有効長ｄ 第３２図 １９ 第３３図 −軍種ＡｆｊｆＪ畏ｄ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体回路基板を共通の誘電体とし、上記誘電体
   回路基板の任意の部分に上記誘電体回路基板を介して対
   向設置するかもしくは上記誘電体回路基板の表面で並設
   する電極を形成し、それぞれの電極においてアースに接
   続される端子が互いに逆方向側となるように設定した単
   数個もしくは複数個の同調器を設け、それぞれの同調器
   を直接もしくは他の回路要素を介して接続したことを特
   徴とする同調装置。 （２）それぞれの同調器の電極における任意の部分を切
   開してそれぞれの同調器における同調周波数を任意に設
   定する特許請求の範囲第１項記載の同調装置。 （３）それぞれの同調器の電極におけるアースに接続さ
   れる端子を任意の電極部位に設定することによりそれぞ
   れの同調器における同調周波数を任意も一個所以上の任
   意の屈曲角もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１項ない
   し第３項のいずれかに記載の同調装置。 （５）それぞれの同調器における電極としてスパイラル
   形状を有するものを用いた特許請求の範囲第１項ないし
   第３項のいずれかに記載の同調装置。 （６）それぞれの同調器の一方の電極における長さを他
   方の電極における長さよりも任意に短かく設定し、かつ
   任意の部分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範
   囲第１項々いし第５項のいずれかに記載の同調装置。 （７）誘電体回路基板の内部においてそれぞれの同調器
   におけるそれぞれの電極もしくは任意の片側の電極にお
   ける部分もしくは全部を設置した特許請求の範囲第１項
   ないし第６項のいずれかに記載の同調装置。 （８）それぞれの同調器における電極それぞれにおいて
   アースに接続される端子を、アースと接続せずに共通端
   子として他の回路に接続する特許請求の範囲第１項ない
   し第７項のいずれかに記載の同調装置。 （搬　非接触切開手段によシそれぞれの同調器における
   電極を任意に切開する特許請求の範囲第２項に記載の同
   調装置。