JPS6032404A - 同調器の共振周波数を設定する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、およびその
他通信機全般に用いることができる同調器に関するもの
である。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波の
数が増加しており、受信を希望する電波の周波数選択を
する同調器の性能においては、高い安定性と信頼性が必
要とされている。

一方、同調器を設置するそれら受信機、送信機や通信機
の製造コストの低減も大きな課題であシ、特に合理化か
困Ｄ）１＃な高周波部の同調回路部品について抜本的；
！Ｉ：新技術の開発か特に必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の同調器について説明する
。第１図は基本的な同調回路であシ、１はインダクタ、
２はキャパシタである。そしてそれらインダクタ１とキ
ャパシタ２からなる並列共振回路３にて構成される同調
器は、従来においては第２図もしくは第３図に示すよう
な部品による構成で実現されていた。すなわち第２図に
示すようにインダクタ部品４とキャパシタ部品５のそれ
ぞれ別個の部品が回路導体６および了によって接続され
て同調器を構成していた。また第３図に示すような別の
方法として、板状の誘電体８の表面に平面インダクタ９
を設置して、更に対向する電１ｉｉ　１０および１１そ
れぞれよりなるキャパシタ１２を設置し、それぞれ別個
のインタ゛クタ９とキャパシタ１２が回路導体１３およ
び１４によって接続されて同調器を（１〜成していた。

しかしながら」二記のような構成においては、■　第２
図に示すものはインダクタ部品４が他の部品と比較して
サイズが大きく、特に高さ寸法が非常に大きいことが原
因して機器の小型化と薄型化の実現を阻害していた。さ
らにインダクタ部品のコイルに挿入されているフェライ
ト材のコアは機械的振動によってその設定位置の変動が
発生し、それによって同調周波数が非常に大きく変動し
ていた。またそのフェライト材のコアにおける透磁率μ
の温度依存性の大きいことが原因してインダクタンスが
不安定であり、それによっても同調周波数が大きく変動
していた。それと同時に同調Ｑも影響を受けて大きく変
動していた。さらに同調周波数を設定目標値に安定確保
するために、それぞれの部品を定められた設定位置に高
い精度で設置する必要があり、特に高周波同調器として
量産する場合にはその設置精度の確保が困難であシ、そ
れによって同調周波数が設定目標価から大きく飾れると
共に一定値に収れんさせることが不可能であり、その量
産性に問題があった。

■　第３図に示すものはインダクタおよびキャパシタに
よる占有面積が大きく、それによって機器の小型化の実
現を阻害していた。さらにそれぞれの部品を構成するだ
めに機能する電極はインタフタ電極とキャパシタを形成
する対面室（章の少なくとも合旧３個の機能電極が必要
であｐ、導電率が高く従ってコストの高い電極相和を多
量に使用するだめ同調器の製造コストが高くな弘それと
共に省拐粕化を図ることが不可能であった。

■　第２図および第３図に示すものにおける共通の問題
点として、インダクタおよびキャパシタはそれぞれ別個
の部品として形成されたものであシ、それぞれ設置され
た部品に対して長い経路の回路導体を介して接続される
ように構成されていた。

それによって不要なり＝ドインダククンスやストレーキ
ャパシタが多く発生し、それによって同調器の動作が不
安定であると共に初期の設計目標を実現することが困難
であった。従って修正を含む設計作業に多くの時間を費
していた。またそれぞれの同調器は独立した最小機能単
位の別個部品の集合回路であるため、既存の技術概念で
は部品点数の削減および製造の合理化について対処する
ことが不可能であった。それによって同調器のコスト低
減には限界があるなどの問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的は、インダクタ部品とキャパシタ部品を一
体化して構成することにあり、それによって同調器の形
態を超薄型化および小型化し、さらに機械的にも安定で
、同調周波数や同調Ｑの温度依存性が小さく、接続リー
ドの悪影響をなくして高周波的に安定で、さらに部品点
数を削減して製造工程の合理化を可能にするとともに、
同調周波数の設定が簡単な調整操作で行える同調器を提
供するものである。

発明の構成 上記目的を達成するだめに本発明は、誘電体を介して対
向設置した電極それぞれのアース端子または共通端子が
逆方向側となるように設定するとともに、上記電極の少
なくとも一方のＮ　極の一部を切断した構成であり、こ
れにより一方の？１１極がインダクタとして作用し、ま
たこの電極と他方のＮＷが対向して先端オーブンの伝送
路による分布定数回路を形成し、この分布定数回路によ
って発生する負すアククンヌによるキャパシタを実現し
、」二記インダクタと並列に作用するもので、ＷＩＩＭ
の一部を切断することによシ、電極の′＋［気長を設定
することにより、分布インダクタンスと分布キャパシタ
ンスを共に変化させ、自己共振周波数を任意に設定する
ものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例における同調器について図面を参照
しながら説明する。

第４図（２Ｌ）〜（Ｃ）は本発明の第１の実施例におけ
る同調器の構成を示すものである。第４図（８Ｌ）は同
同調器の正面図、（ｂ）は同側面図、（Ｃ）は同裏面図
を示す。第４図（ａ）〜（Ｃ）において１５はセフミッ
ク等からなる板状の誘電体であり、１６は可変インダク
タを形成する電極であり、１７は誘電体１５を介して電
極１６に対向設置した電極であシ、電極１７は電極１６
と相まって分布定数回路を形成し可変キャパシタを形成
する。１８は電極１６のアース端子であり、１９は電極
１６のオープン端子である。一方、電極１７においては
１Ｍ、極１６の端子１８とは逆方向側の２０がアース端
子であり、２１がオープン端子である。ここで分布キャ
パシタのキャパシタンスを任意の値に調整する場合は′
電極１γを任意の電極部位１７ａで切断する。

第５図（ａ）〜（Ｃ）は本発明の第２の実施例における
同調器の構成を示すものである。板状の誘電体２２に対
する電極２３と電極２４の設置構成は、第４図（ａ）〜
（Ｃ）で説明した実施例と同様であるが、２５が電極２
３のオープン端子であり、２６がアース端子である。一
方２７が電イ訴２４のアース端子であり、２８がオープ
ン端子である。ここで分布インダクタのインダクタンス
と分布キャパシタのキャパシタンスを任意の値に同時に
調整する場合は可変インダクタを形成する電極２３を任
意の′ａ極部位２３ａで切断する。

第６図（２Ｌ）〜（Ｃ）　ｆｄ本発明の第３の実施例に
おける同調器の構成を示すものである。板状の誘電体２
９の同−面側に電４ｉ　３０と電（硬３１を並設し、そ
れぞれの電イ返３０，３１か倶１　ｉＭｉ　２１向する
ように構成したものである。３２は電極３０のアース端
子でアシ、３３はオープン端子である。一方３４が電極
３１のオープン端子であり、３５がアース端子である。

ここで分布キャパシタのキャパシタンスもしくは分布イ
ンダクタのインダクタンスをそれぞれ任意に調整する場
合は電極３１の任意の電極部位３１ａを切断する。

第７図（ａ）〜（Ｃ）は本発明の第４の実施例における
同調器の構成を示すものである。板状の誘電体３６を介
して対設置された電極３７と電極３８の構成および端子
モードは第４図（ａ）〜（Ｃ）で説明したものと同様で
あるが、電極３７と電（＠３８との面積が同一でなく、
またそれぞれの電（７が部分的に対向するように設置し
た構成である。

ここで分布キャパシタのキャパシタンスもしくけ分布イ
ンダクタのインダクタンスをそれぞれ任意に調整する場
合は電極３８の任意の電極部位３８ａを切断する。

第８図〜第１０図は本発明の第５〜第７の実施例におけ
る同調器の構成を示すものである。第８図（ａ）〜（Ｃ
）における板状の誘電体３９を介して対向設置された電
極４ｏと電極４１の設置構成および端子モード、第９図
（ａ）〜（Ｃ）における板状の誘電体４２を介して対向
設置された電極４３と電極４４の設置構成および端子モ
ード、および第１０図（ａ）〜（Ｃ）における板状の誘
電体４５を介して対向設置された電極４６と電極４７の
設置構成および端子モードは第４図（ａ）〜（Ｃ）で説
明した実施例と同様であるが、それぞれの電極は少なく
とも一ケ所以」−の任意の屈曲角と屈曲方向を示す屈曲
部を有するものを用いる。

ここで分布キャパシタのキャパシタンスもしくは分布イ
ンダクタのインダクタンスをそれぞれ任意に調整する場
合は、第８図の電極４１の任意の電極部位４１ａを、第
９図の電極４４の任意の電極部位４４ａを、第１０図の
電極４７の任意の電極部位４７ａをそれぞれ切断する。

第１１図（ａ）〜（Ｃ）は本発明の第８の実施例におけ
る同調器の構成を示すものである。板状の誘電体４８を
介して対向設置された電極４９と電極６０の設置構成お
よび端子モードは第４図（８Ｌ）〜（Ｃ）で説明した実
施例と同様であるが、それぞれの電極はスパイラル形状
を有するものを用いる。

ここで分布キャパシタのキャパシタンスもしくは分布イ
ンダクタのインダクタンスをそれぞれ任意に調整する場
合は電極５０の任意の電極部位６０ａを切断する。

第１２図（ａ）〜（Ｃ）は本発明の第９の実施例におけ
る同調器の構成を示すものである。板状の誘電体５１を
介して対向設置された電極５２と電極５３の設置構成お
よび端子モードは第４図（ａ）〜（Ｃ）で説説した実施
例と同様であるが、電（駅５３は電極５２の面積内に含
まれた範囲内で部分的に対向設置するように設置した構
成である。

ここで分布キャパシタのキャパシタンスもしくは分布イ
ンダクタのインダクタンスをそれぞれ任意に調整する場
合は電極５３の任意の電極部位６３ａを切断する。

第１３図（ａ）〜（Ｃ）は本発明の第１０図の実施例に
おける同調器の構成を示すものである。板状の誘電体５
４を介して対向設置された電極５５と電極５６の設置構
成および端子モードは第４図で説明した実施例と同様で
あるが、電極６５は誘電体５４の内部に設けられている
。

ここで分布キャパシタのキャパシタンスもしくは分布イ
ンダクタのインダクタンスをそれぞれ任意に調整する場
合は′ｉ′［極５６の任意の電極部位５６ａを切断する
。

いう捷でもなく第６図、第７図、第１２図および第１３
図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は第８図〜
第１１図で説明した実施例の電極形状を有するものを用
いてもよい。

第１４図（ａ）、　（ｂ）は本発明の第１１の実施例に
おける同調器の構成を示すものである。円筒状の誘７Ｌ
体５７における内周部に電極５８が設置され、Ａだ外周
部に電４Ｔｈ　５９が？１ヱ極６８と対向して設置され
るものである。そして、それぞれの％　％　５８および
５９のアース端子は互いに逆方向側となるように設置さ
れている。ここで分布キャパシタのキャパシタンスもし
くは分布インダクタのインダクタンスをそれぞれ任意に
調整する場合は電極５８の任意の電極部位５８ａを切断
する。ここで誘電体５７は円筒形状であるが、角筒形状
のものも使用できる。

いうまでもなく第６図、第７図、第１２図〜第１４図で
説明した実施例におけるそれぞれの電極は第８図〜第１
１図で説明した実施例の電極形状をイ」するものを用い
てもよい。

寸だ第８図〜第１１図に示す実施例においては屈曲部と
して任証の屈曲角を有する角弧状のパターンで形成した
ものを示したが、これとは別に屈曲部として任意の曲率
を冶する円弧状のパターンで形成した電極で構成しても
よいことはいう寸でもない。

さらに、第１３図に示す実施例において、両方の電極５
５．６６を誘電体５４の内部に設置せずに、任意の片方
の電極５５を誘電体５４の内部に設置し、他方の電極５
６を誘電体５４の表面に設置してもよい。

以」二それぞれの実施例において、それぞれの電極にお
けるアース端子は特別にアース端子として設定ぜずとも
、一般的に共通端子として設定して他の回路部（図示せ
ず）に接続しても所要の目的は達成することができる。

上記の実施例それぞれにおいて、第４図および第５図に
示すものは簡単な電極パターンで構成することができる
と共に高精度の電極パターンを容易に形成することが可
能である。それによって設計目標の同調周波数に対して
極めて精度よく合致した同調器を実現することができる
。第６図に示すものは誘電体２９の片面のみで両電極３
０．３１を形成することができるので、製造プロセスを
簡略化することができ、さらに両′ｆＪｉ　（ｉ７ｇ　
３０，３１は同一の電極形成プロセスにおいて形成処狸
できる。

それによって電極相互間の設定位置精度が極めて高精度
に実現できる。第７図おＪ：び第１２図に示すものは両
軍（駅のパターンが完全に一致せずとも所要の目的の同
調器を実現できるものである。それによって両軍（ｊが
対向する部分の長さおよびｒｌＪに依存して同調周波数
を任意に設定することができる同調器を実現することが
可能である。第８図〜第１１図に示すものは、同調整の
占有面積が小さくても比較的大きな分布インダクタと分
布キャパシタを形成することが可能である。従って比較
的低い同調周波数を有する小型の同調器が実現でき、同
調器のヌベーヌファクタを向上させることができる。第
１３図に示すものは多層回路基板の製造プロセスに導入
することができるものである。

これによって電（ｊ５５が誘電体５４の内部に設置され
て外部に露出することがないので、外部条件の変動によ
る影響を直接に受けることがない。従って同調器の同調
周波数に影響を及ぼさないので、極めて安定外性能を有
する同調器を実現することができる。第１４図に示すも
のは第４図〜第１３図に示すものよりさらに同調器を小
型化しても、よシ充分大きなインダクタとキャパシタを
形成することが可能である。従って充分に低い同調周波
数を有する超小型の同調器を実現することができる。寸
だ、第１４図に示すものはこれを製造する場合において
、連続した円筒形状の誘電体５了に電１ｉ５８．５９を
それぞれ連続して形成し、所要の寸法長さで切断するこ
とによって大量にかつ容易に製造することが可能である
。

なお、」二記それぞれの実施例における伝送路電極とし
ては金属導体、プリント金属箔導体、厚膜印刷導体、薄
膜導体などを使用することができ、丑だ上記それぞれの
導体を異種組み合せて伝送路電極を形成してもよい。一
方、誘電体としてはアルミナセラミック、チタン酸バリ
ウム、プラヌチノク？　テフロン、ガラス、マイカ、樹
脂系プリン１−回路基板などを用いることができる。

以」−のように構成され／ζ本実施例の同調器について
以下その基本動作についてまず説明する。

第１５図（ａ）〜（ｑ）は本発明の同調器における動作
を説明するだめの等価回路である。第１５図（ａ）にお
いて、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆方向側に
設定したそれぞれの伝送路電極７０＋７１によって形成
される伝送路に７１　して、電圧ｅを発生する信号源７
２が伝送路電極７０に接続されて信号を供給するものと
する。そして、それによって伝送路電極７０の先端にお
けるオープン端子には進行波電圧ｅｈが励起されるもの
とする。一方法送路電極７１は上記の伝送路’Ｆ＋Ｉｉ
Ｖ？７０に近接して対向設置もしくは並設されているの
で、相互誘導作用によって電圧が誘起される。その伝送
終電ＩＭ　７１の先端におけるオープン端子に誘起され
る進行波電圧をｅＢとする。

ここで伝送終電１ｆｉ、　７０および７１においてはそ
れぞれのアース端子が逆方向側に設定されているので、
誘起される進行波電圧ｅＢは励起する進行波′１…圧ｅ
ｈに対して逆位相となる。そして、それぞれの進行波電
圧ｅｈおよびｅＢは伝送路の先端がオープン状態である
ので、伝送路電極７０および７１よ構成る伝送路におい
て電圧定在波を形成することになる。ここで伝送路電極
７０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数
をＫで表わすものとすると、伝送路電極７１における電
圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極７０および７１において任意の
対向する部分において発生ずる電位差Ｖをめると ｖ＝ｘｅＡ−（１−Ｋ）ｅＢ　−（１）で表わすことが
できる。ここで、それぞれの伝送終電４Ｂ７ｏおよび了
１が同じ電気長ｅであるとすると ｅＢニーｅｈ　・・・・・（２） となシ、それによって第１式における電位査■はｖ−Ｋ
ｅＡ十（１−Ｋ）６人 −ｅＡ　−−（ｓ） となる。すなわち伝送終電４ｉ７０と７１かそれぞれ対
向する全ての部分において電位差Ｖを発生させることが
できる。

ここで伝送終電（萌７０および７１はその電４′！ｊ？
ｒｌＷを有するものとしく電極の厚みは薄いものとする
）、さらに誘電率εＳを有する誘？Ｌ体を介して間隔ｄ
で対向されているものとする。この場合における伝送路
の単位長当りに形成するキャパシタンスＣＯは であり、故に ＣＯ二ε０εＳ−・・・・・（６） ｄ となる。

従って、第１５図（ａ）に示す伝送路は、第１５図（ｂ
）に示すような単位侵当シにおいて第６式でまるＣＯの
分布キャパシタ７３を含んだ伝送路となる。寸だ、それ
ぞれの伝送路’７［１ｉ了Ｏと伝送路電（γ７１におけ
る電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は、」二
記において述べたように互いに逆位イ１］関係にあるの
で、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動
作することになる。これによって第１５図（Ｃ）に示す
ような、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源７４によって
平衡モー１−゛で励起される伝送路電極子６および了６
によって形成される平衡モード伝送路と等価になる。い
うまでもなくその電気長は第１５図（ａ）において示し
たもとの電気長βと同じである。さらに、この平衡モー
ド伝送路は第１５図（ｄ）に示すように、伝送路の分布
インダクタ成分および伝送路の屈曲形状によ多発生ずる
集中インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダ
クタア７および７８と分布キャパシタ７３よりなる分布
定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ７３の形成における伝送路の
電気長βとの関係について説明する。第１６図（ａ）に
示すような平衡モード伝送路における単位長当りの特性
インピータンスＺＯは、第１６図（ｂ）に示す等価回路
で表わすことができる。その特性インピーダンスＺＯは
一般的に となる。ここで伝送路か無損失の場合はＺ・−Ｊτ　°
°べ°） となる。本発明の同調器における実施例の多くはこの仮
定を適用することができ、かつ説明の簡略化のため以Ｔ
′第８式に示す特性インピーダンスＺＯを用いる。第８
式におけるキャパシタンスＧｏは第６式においてめた伝
送路における単位長当りのキャパシタンスＣＯと同じも
のである。ずなわち伝送路における単位当シの特性イン
ピーダンスＺＯはキャパシタンスＣＯの関数であり、そ
れはまたキャパシタＧｏに閏年する誘電体の誘電率εＳ
、伝送路電極のＩｌｗおよびそれぞれの伝送路電極の設
置間隔ｄの関数である。

以」−のように、伝送路における単位長当りの特性イン
ピーダンスがＺｏで、その電気長がβｆ、ｂす、かつ先
端がオープン状態である伝送路の端子に発生する等価リ
アクタンスＸは ）（＝＝−ＺｏＣｏｔθ　・・・・（９）で表わすこと
ができる。ここで ０−２．−　・・６Ｑ λ であり、特に の場合において等価リアクタンス又は ×≦Ｏ・・・（１２１ と々る。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはギヤパシティブリアクタンヌとなシ得る。したがっ
て伝送路の電気長βによってθが第１１式に該当する場
合、すなわち例えが電気長ｌをλ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成することができる。そして、
その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣは ωＩＸＩ　ωＺｏ　Ｃｏｔθ で表わされるように、θの変化に」：って、ずなわち伝
送路の電気長ｌの設定によって任意のキャパシタンスＣ
を実現することができる。

以」二第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作
様態について図に表わしたものが第１７図である。第１
７図では、先端がオープン状態の伝送路において、その
電気長ｅの変化に従って端子にづ６生ずる等価リアクタ
ンスＸが変化する様子を表わしている。第１７図から明
らかなように、伝送路の”電気長βがλ／４以下もしく
は２／２〜４２／３などにおけるような場合には負の端
子リアクタンスを形成することか可能であり、すなわち
＠−価的にキャパシタを形成することができる。

さらに、負の端子リアクタンスを発生さぜる条件におい
て、伝送路の′電気長βを任意に設定することによって
、キャパシタンスＣを任意の値に実現することか可能で
ある。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第１５図（
６）において示す集中定数キャパシタ了９として＃何曲
に置換することかできる。そして、伝送路に存在する分
布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発生
する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成さ
れるインダクタは、集中定数インダクタ８ｏとして等測
的に置換することができる。そして、仮想的な平衡信号
源７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを、もと
の第１５図（２Ｌ）において示した状態と等測的と同じ
になるように１五換すれば、第１６図（ｆ）に示すよう
になる。この第１５図（ｆ）においてアース端子を共通
化して表わすと、明らかに最終的には第１５図（ｑ）に
おいて示すように、集中定数キャパシタ７９および集中
定数インダクタ８０より成る並列共振回路と等価になり
、同調イにを実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるか、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理（ｄ従来の同調器におけるもの
とは全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器か従来の同調器もしくは本
発明の回訓］器における伝送路と同様のものを用いても
他の構成にしだものそれぞれと比較し７て、全く異なる
ものであることをＩ？ｌｌ’、明するために、従来の同
調器もしくは他の伝送路構成による同調器における構成
および動１／ｌ：を次に１況明してり１１比する。それ
によって水元１υ］による同調器との差異を１１ノ」確
にすると共に、本発明における同ＮＳＩ　ｅ？ｉの新規
性を明らかにする。

第１８図は、伝送路電極として例えは本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第１８図（ａ）において伝送路
電極８１および８２よりなる先端オープンの伝送路が、
電圧ｅを発生する信号源８３によってドライブされてい
るものとする。それによって伝送路電極８１の先端にお
けるオープン端子には定在波電圧６人が励起され、それ
と対向設置もしくは並設される伝送路電極８２の先端に
おけるオープン端子には定在波電圧ｅＢが誘起されるも
のとする。ここで、それぞれの伝送路電極８１および８
２のアース端子は互いに同方向側に設定されているので
、それぞれの定在波電圧ｅＡとｅＢは互いに同位相とな
る。従がって伝送路電極８１および８２におけるそれぞ
れの電圧分布係数は同じＫを有することになる。それに
よって伝送路電極が対向する任意の部分における電位差
Ｖは Ｖ＝Ｋｅｈ−ＫｅＢ　−（１４） となる。ここで、それぞれの伝送路電極８１および８２
の電気長が同じ長さであるとするとｅＡ＝ｅＢ　−６ｓ
） となシ、それによって第１４式における電位差Ｖは ｖ−Ｋｅｈ−Ｋｅｈ−ｏ　−（１６） となる。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位
差が発生しないことになる。第１８図（ａ）における信
号源８３を伝送路端に置換設定したものが第１８図（ｂ
）であり、電圧ｅ′を発生ずる不平衡信号源８４を設置
したことと等価になる。そしてこの等価回路においては
互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみであ
る。っ丑りこれは第１８図（０）に示すように、等測的
に単なる二本の伝送路？Ｊｊ４ｉ＠８５が存在する場合
と同一であることは明らかである。そして、信号源８３
およびアース端子を第１８［Ｙｌ（ａ）に示しだように
もとの回路に等個置換することにより第１８図（ｄ）に
示すようになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分お
よび伝送路の屈曲形状により発生する年中インダクク成
分それぞれよ構成る等測的な集中定数不□ンダクタ８６
のみを形成するだけである。以上より明らかなように、
インダクタと並列にキャパシタを形成することができな
いので、目的とする並列共振回路の同調器は実現するこ
とができない。

第１９図は、片側の伝送路電極として例えば本究明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロヌトリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電（硯が充分に広いアースとなっている点が異なる場
合の動作を示すものである。第１９図（ａ）において伝
送路電極８７が充分に広いアース電極８８と対向し、電
圧ｅを発生ずる信号源、８９によって１−′ライブされ
、伝送路の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅＡ
が励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。

一方、アース電極８８には仮想的に電圧分布係数Ｋを有
する定在波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、伝送
路電極８７とアース電極８８が対向する任意の部分にお
ける電位差Ｖは ｖ＝ＫｅＡ　”ｅＢ　−（１７） で表わされる。しかし、アース電極８８における定在波
電圧ｅＢは一様にアース電位（零電位）であシ ｅＢ　＝ｏ　・・（１８） となる。従ってアース電極８８には電圧分布係数も存在
しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ　：　Ｋ　ｅ＊　−（１９） となる。これによって、伝送路電極８７とアース電極８
８の間に分布キャパシタを形成することは可能である。

しかしなから、伝送路電極８了はアース電４Ｔｈ８８と
近接して対向しているため、Ｎ’Ｈ互誘導作用によって
伝送終電１ｉ　８了における両先端がほとんどショート
状態になったものと等価になる。そのため伝送路電極８
７におけるインダクク成分のＱ性能を著しく劣化させる
ことになる。すなわち、このマイクロストリップライン
は第１９図（ｂ）に示すように等価損失抵抗９０を含む
集中定数インダクタ９１および年中定数キャパシタ９２
それぞれよ構成る並列共振回路を形成する。ここで等価
損失抵抗９０は実際にはＡ″目目当へな抵抗値を有する
ものになるため、共振回路における損失が非常に大きく
なる。従って、同調器としては明らかにＱ性能が非常に
低下したものしか実現できず、実際的には実用に適する
ものではない。

第２０図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第２０図において平衡モード伝送路電極
９３および９４は、その電気長βが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされてい
る。

そして電圧ｅを発生する平衡信号源９５によって、それ
ぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブされているも
のとする。アース端子は平衡信号源９６の中性点に設定
され、特に伝送路電極におけるいずれかの端子にアース
を設定するものではない。この場合における伝送路の端
子に発生する等価的な端子リアククンヌＸは、伝送路の
特性インピータンスをＺｏとすると Ｘ　＝　ｚｏ　ｔａｎθ　−（２０） となる。ここで特性インピーダンスＺｏｉ第ｓ式におい
て示し々ものと同じでものであわ、またθについても第
１０式において示したものと同じものである。この共振
器では伝送路の電気長βを６＝λ／４　・　（２１） としているので θ＝π／２　・・（２２） である。従って第２０式における端子リアクタンヌＸは Ｘ　：　Ｚｏ　ｆａｎ　−＝　０１）　・−（２３）と
なり、等価的に並列共振特性を得ることができるもので
ある二しかしながら、この）−／４共振器における１１
１′ｉ成を水元＋ｊＪ］の同Ｗ＾ｌｆ＋Ｘにおける］１
４成と比較すると、寸ず伝送路の端子条件についてみる
と本発明の同調器においてはオープン状態であるのに苅
して、従来のλ／４共振器においてはショート状態であ
シ、従って端子条件において全く異なる構成であること
が明らかである。更に伝送路の１１ｚ　２長βの設定に
ついてみると、本Ｕａ　’！Ｊｌの同調べ；；において
は同調周波数のλ／４以下に設定、するものであシ実際
的にはλ／１６　程度の非常に短いものに設定して構成
するものであるが、従来のλ／４共振器においては厳密
に共振周波数の　／４に設定するものであり、従って伝
送路の電気長ｌの設定において根本的に異なる構成であ
ることも明らかである。また、構成における伝送路の電
気長ｌの異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設け１しても、本発明の同調器
においては小型化することができるが、λ／４共振器に
おいては非常に長い伝送路を設ける必要かあり大型化す
る不都合があった。従来の　／４共振器を小型化する目
的で誘電率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の
長さを短縮化したものもみられるが、それに用いる誘電
率の高い誘電体は一般に誘電体損失−δが非常に大きく
、従って共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都合
があった。更に、誘電率の高い誘電体における誘電率の
温度依存性は一般に大きく、従って共振周波数の安定性
を確保することか困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第２１図は同調周波数の温度依
存特性を測定した実験結果を表すグラフである。そして
第２２図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を
表すグラフである。第２１図および第２２図において、
特性Ａは本発明における同調器の温度依存特性であυ、
誘電体としてアルミナセラミック利もしくは樹脂系プリ
ント回路基板を使用した場合の実験結果である。一方、
特性Ｂは第２図において示すような、従来において最も
多く用いられていた同調器における温度依存特性である
。これらの実験結果から本発明の同調器においては一般
的な誘電体を用いて構成しだものてもその同調周波数は
ｔ％ｊめて安定であシ、更に共振Ｑが高く、かつ安定で
あることか明らかである。一方、従来の同調器において
は、インダクタを構成するフェライト利のコアにおける
透磁率μとＱの根本的な不安定性、およびコイル部分の
膨張と収縮によるインダクタンスの、変化がそれぞれ原
因して、同調周波数と共振Ｑの安定性を確保することが
ｌ；ｆｌｌ勇Ｉｒであった。それによって、他の温度補
償部品もしくは他の自動安定化補償回路を仁］加して不
安定性を袖っていた。

次に本発明の実施例に示すように、電極の一部を切断し
た場合について説明を加える。

この場合、第２３図（ａ）に示すように、電極の一部を
切ｕｖｒすることは、分布インダクタ９５の任意の電（
ゲ部位９５ａで切断することになる。この結果、分布キ
ヤパシタンス９６と分布インダクタンス９５のそれぞれ
の値を任意に可変することか可能である。

第２３図（ｂ）はこれを集中定数等価［ｕ１路で示した
もので、可変インダクタ９７と可変キャパシタ９８の並
列回路を形成することになる。

この同調器のインダクタが有するインダクタンスはヌパ
イラル形状電極の捲回数もしくは電（ケ長さによって任
意に設計することができる。一方、分布キャパシタのキ
ヤパシタンスは対向するスパイラル形状電極の対向面積
と誘電体の誘電率εおＪ：び厚みによって任意に設計す
ることができる。

この分布キヤパシタンスの形成について第２４図と共に
説明する。対向するスパイラル形状型（ぴの伝送路等価
長さをｌとし、この伝送路等価長さβは使用する誘電体
の誘電率εによって定まる波長短縮率１イＪτを考慮し
た動作周波数におけるλ／４長よりも短いものに設訓す
る。このλ／４長に対する伝送路等価長さｌの割合いを
任意に設計することによシキャパシティフリアククンヌ
ＸｃＯ値を任意に設計することが可能である。このキャ
パシティブリアククンスＸｃと動作周波数ｆｏＫよって
キヤパシタンスＧ＝’Ａπｆｏｘｃが得られる。

今この伝送路等価長さｌを伝送路等１ｊ１１長さｌ′に
ケ（／縮するとキャパシティプリアククンヌＸｃ　はギ
ヤパシティブリアクタンヌＸｃ′に変化する。このキャ
パシティブリアククンヌＸｃ′と動作周波数ｆｏＫＪ：
ってキャパシタンヌＣ’＝’ＡπｆｏＸｃ′カ４４らｈ
、Ｃ’　（Ｃとなってギヤパシクンヌヲー１’Ｊ変でき
る。このキヤパシタンスＣを４＋−するキャパシタが第
２３図（ｂ）に示す可変キャパシタ９８と等価である。

ここでアースとなるキャパシタ？（ｆｌ’Ｍを形成する
スパイラル形状電極（第１１図（Ｃ）におけるメパイラ
ル形状電ｖＩｉ５０　）の長さは、以」二の説明におい
てインダクタ電極を形成するスパイラル形状１（ｉ：　
４ヴ（第１１図（ａ）におけるスパイラル形状電極４９
）と同じ長さとしたが、第１２図（ａ）〜（Ｃ）の実施
例において説明したようにインダクタ電極長さよシも短
い範囲で任意の長さに設計しても良く、またインダクタ
？［ｔｉｌｉ＜と対面する任Ｍ’、の位置に形成しても
所要の目的は達成できる。

第２６図、第２６図および第２７図、第２８図に第１１
図に示す実施例を代表して可変キャパシタと可変インダ
クタの調整可変の様子を示す。

第２６図、第２６図はキャパシタ電極の切断によって可
変キャパシタを調整するモードの説明図であシ、第２５
図に示すようにオープン端子を起点とする切断位置まで
の電極長さを電極切断量をｄとし、それに対する分布キ
ャパシクン７．Ｃ１分布インダクタンスＬ１および自己
共振周波数ｆ。

の関係は第２６図のようになる。すなわち、電り切断量
ｄの増大に対して分布キャパシタンスＣ＆−１、減少す
るが分布インダクタンスしは不要である。

それにしたがって自己共振周波数ｆＯは高くなる。

一方、第２７図、第２８図はインダクタ電極長の切断に
よって可変インダクタと可変キャパシタを同時に調整す
るモードの説１す］であり、第２７図に示すようにオー
プン端子を起点とする切断位置捷での電極長さを同しく
電極切断量をｄとし、それに対する分布インタクタＬ１
分布キャパシタＣ１および自己共振周波数ｆｏの関係は
第２８図のようになる。すなわち電極切断量ｄの増大に
苅して分布インダクタンスＬと分布キャパシタンスＣは
共に減少し、それにしたがって自己共振周波数ｆＯは高
くなる。

とこで？ｉｆｆ＋ｉを切断する方法としてはレーザカッ
クー、サンドプラスター晴の調１ｆｉｌ！時において同
調周波数に影響を有え々い非接触品助手都を用いると良
い。

以上に説明し／ζ構成と動作によシ所要の目的を達成す
るものであるが、その構成形態の有効性を他の電極構成
にした場合と簡単に比較する。可変インダクタを形成す
るスパイラル形状電極は」１記の説明のものと同様とし
て、まず可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極
をスパイラル形状とせずに全面アース電極とした場合は
可変インダクタのＱ性能が著しく低下して実用性は力く
なる。

次に可変キャパシタを形成するヌパイラル形状電］ヴを
スパイラル形状としてもアースポイントを可変インダク
タを形成するスパイラル形状型イヴと同方向側に設定す
ると、両者は単一の可変インダクタとして作用するのみ
で分布キャパシタンスを形成することは不可能となシ所
要の目的は達成できない。

以上のように本実施例の特徴としてインダクタ電極をキ
ャパシタ電極と共用したこと、およびアースとなるキャ
パシタ電極のインダクタンス成分を打消したことによシ
可変インダクタと可変キャパシタの一体化を実現してイ
ル。

なお、」１記それぞれの実施例における電極は金属導体
、プリント金属薄導体、厚膜導体もしくは薄膜導体を使
用することができ、さらに対向するそれぞれの電極をそ
れぞれ異種の導体で形成しても所要の目的は達成できる
。さらにそれらの電極は第１２図の実施例に示すように
誘電体の表面のみならずその内部に設置しても所要の目
的は達成できる。まだ、電極表面を保護するだめに他の
誘電体材料で気密封止しても所要の目的は達成可能であ
る。丑だ誘〒Ｌ体利わとしてはアルミナセラミック、チ
タン酸バリウム、プラスチック、ポリフッ化エチレン、
ガラス、マイカ・樹１１盲系プリント回路基板等を用い
ることができる。

発明の効果 以」二のように本発明は、誘電体基板を介して対向設置
したＴ４ｉ、極、誘電体、！ｉ（板の内部に少なくも−
・力が位置するように設ｉｔした′ｔぼ棒あるいは誘電
体基板の同一面側に並設した？Ｗ　］８″Ｗのアース端
子が逆方向側となるように設定するとともに上記電極の
少なくとも一方の電極の一部を切［ｉすることにより、
以下の効果が得られる。

■　簡単な構成で可変インダクタと可変キャパシタを一
体化できる。

■　超薄型、超小型の同調器を実現できる。

■　同調器をモジュール化できるので、調整後の同調周
波数は（ｊめて安定であシ、特に機械的振動による同調
周波数のずれを極小にできる。

■　可変インダクタと可変キャパシタがり一ドレスで接
続されるのでリードインダクタンヌやストレーキャパシ
タの影響がなくなシ、従って回路動作が極めて安定にな
る。

■　部品点数を削減することが可能で製造の合理化やコ
ストタウンが実現できる。

■　非接触カッ１一手段を用いることにより同３１′１
周波数に影響を与えるととなく調整が可能である。

■　調整スピードが速くなる。

さらに同調器の同調周波数の設定に列するインダクタン
スとキャパシタンスのそれぞれの初期値の設計は電極パ
ターンの簡単なアーＩ−ワークに依存し、同調器の設計
の自由度が向」ニすると共に定数の修正対応が容易であ
る。

さらに電極導体の一部は誘電体基板の内部に設置角して
も良いので多層回路基板構成の中間層に形成するととも
可能であり、同調器の実装設計における自由度を拡大す
ることかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図１ｌ−１：基本的な同調器の回路図、第２図、第
３図はそれぞれ従来の同調器の斜視図、第４図（ａ）〜
（Ｃ）〜第１３図（ａ）〜（Ｃ）け木兄［１Ｊ１の実施
例における同調器の表面図、側面図および裏面図、第１
４図（ａ）、　（ｂ）は本発明の他の実施例における同
調器の正面図とに面図、′ＸＪＪ１５図（？Ｌ）〜（ｑ
）、第１６図（２Ｌ）、　（ｂ）。 る動作原理を示す説明図、第２１図、第２２図は本発明
と従来の同調器の湿度変化に苅する同調周波数と共振Ｑ
の特性図、第２３図（ａ）、　（ｂ）は本発明の同調器
の等価回路図、第２４図は同同調器の動作説明図、第２
５図は同同調器の可変モー１−′を説明するだめの同同
調器の正面図、第２６図は同同調器の調整可変モート′
を説明するだめの特性図、第２７図は同同調器の可変モ
ート゛を説明するだめの同同調器の裏面図、第２８図は
同同調器の調整可変モードを説明するだめの特１４Ｐ図
である。 １５、’２２，２９，３６，３９，４２，４５゜４８．
５１，６４．６７・　・誘電体、１６，１７゜２３．２
４，３０，３１，３７．ｓｓ、４０゜４１．４３，４４
，４６，４７，４９，６０゜５２．５３，５６，５６，
５８．５９−・・電極。 代即人の氏名　弁即士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第　２　図 第３図 第４図 （ｏＪン　ｃｆ）ｒ　（Ｃ） （ＣＬ）（ｂ）（Ｃ） 第６図 （α’　（ＩＩ）＋　（ω 第８図 （ｏＪン　（ｂ）　（Ｃ） 第９図（ＣＬ）（ｂ）（ｃ〕 第１０図 Ｃ（Ｌ）（ｂ）（ＩＪ ４’ｌ久 第１１図 （ａン　（ｂ）　（０ 第１４図 １１−　ｌＩノ　７Ｇ ＠１５図 ７ 第１６図 （α’　（ｂン Ｕ１７図 ←−伝送浴質気長〕 第１８図 第１９図 ■？ 第２０図 第２１図 う長痕（”ｅ） 第２２図 う亀ル（・Ｃ９ 第２３図 也）（ｂ。 第２４図 −イ乞ν（ｔも−ｊ（ 第２５図 第２６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置した電極のアース端子が
   逆方向側となるように設定するとともに、」二記電極の
   少なくとも一方の電極の一部を切断した同調器。 （、？）誘電体の表裏に電極を設置した特許請求の範囲
   第１項記載の同調器。 （３）誘電体の同一面に電極を設置した特許請求の範囲
   第１項記載の同調器。 （４）誘電体の内部に少なくとも一方の電極の一部また
   け全てが位置するように設置した特許請求の範囲第１項
   記戦の同調器。 （５）電極として少なくとも一ケ所以上の屈曲部を有す
   る特許請求の範囲第１項記戦の同調器。 （６）電極がヌバイラル形状である特許請求の範囲第１
   項記載の同調器。 （７）電極の等測長さが異なる特許請求の範囲第１項記
   載の同調器。 （８）誘電体が円筒形状または角筒形状をしている特許
   請求の範囲第１項記載の同調器。