JPS6032405A - 同調器の共振周波数を可変制御する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、およびその
他通信機全般に用いることができる同調器に関するもの
である。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通イハ槻の通信電波
の数が増加しており、受信を希望する電波の周波数選択
をする同調器の性能においては、高い安定性と信頼性が
必要とされている。一方、同調器を設置するそれら受信
機、送信機や送信機の製造コストの低減も大きな課題で
あり’−１Ｉ”ｌに合即化が困１ｊ、ｌｌな高周波部の
同調回路部品について抜本的な新技術の開発が特に必要
とされている、。

以下図面を参照しながら従来の同調器について説明する
。第１図は基本的な同調回路てあり、１はインダクタ、
２はキヤパンタである。そしてそれらインダクタ１とキ
ャパシタ２からなる＼１←列Ｊ１、振回路３にて構成さ
れる同調器は、従来においては第２図もしくは第３図に
示すような部品による構成で実現されていた。すなわち
第２図に示すようにインダクタ部品４とキャパシタ部品
５のそれぞれ別個の部品が回路導体６および７によって
接続されて同調器を構成していた。まだ第３図に示すよ
うな別の方法として、板状の誘電体８の表面に平面イン
ダクタ９を設置して、更に対向する電極１０および１１
それぞれよりなるキャパシタ１２を設置し、それぞれ別
個のインダクタ９とキャパシタ１２が回路導体１３およ
び１４によって接続されて同調器を構成していた。

しかしながら上記のような構成においては、■第２図に
示すものはインダクタ部品４が他の部品と比較してサイ
ズが大きく、特に高さ寸法が非常に大きいことが原因し
て機器の小型化と薄型化の実現を阻害していた。さらに
インダクタ部品のコイルに挿入されているフェライト材
のコアは機械的振動によってその設定位置の変動が発生
し、それによって同調周波数が非常に大きく変動してい
た。まだそのフェライト材のコアにおける透磁率μの温
度依存性の大きいことが原因してインダクタンスが不安
定であり、それによっても同調周波数が大きく変動して
いた。それと同時に同調Ｑも影響を受けて大きく変動し
ていた。さらに同調周波数を設定目標値に安定確保する
だめに、それぞれの部品を定められた設定位置に高い精
度で設置する必要があり、特に高周波同調器として量産
する場合にはその設置精度の確保が困難であり、それに
よって同調周波数が設定目標値から大きく離れると共に
一定値に収れんさせることが不可能であり、その量産性
に問題があった。

■第３図に示すものはインダクタおよびキャパシタによ
る占有面積が大きく、それによって機器の小型化の実現
を阻害していた。さらにそれぞれの部品を構成するため
に機能する電極はインダクタ電極とキャパシタを形成す
る対向電極の少なくとも合計３個の機能電極が必要であ
り、導電率が高く従ってコストの高い電極制料を多量に
使用するだめ同調器の製造コストが高くなり、それと共
に省材料化を図ることが不可能であった。

■第２図および第３図に示すものにおける共通の問題点
として、インダクタおよびキャパシタはそれぞれ別個の
部品として形成されたものであり、それぞれ設置された
部品に対して長い経路の回路導体を介して接続されるよ
うに構成されていた。

それによって不要なリードインダクタンスやストレーキ
ャパシタが多く発生し、それによって同調２：→の動作
が不安定であると共に初期の股引目標を実現することが
困難であった。従って修正を含む設旧作業に多くの時間
を費していた。またそれぞれの同調器は独立した最小機
能単位の別個部品の集合回路であるだめ、既存の技術概
念では部品点数の削減および製造の合理化について対処
することが不可能であった。それによって同調器のコス
ト低減には限界があるなどの問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的は、インダクタ部品とキャパシタ部品を一
体化して構成することにあり、それによって同調器の形
態を超薄型化および小型化し、さらに機械的にも安定で
、同調周波数や同調Ｑの温度依存性が小さく、接続リー
ドの悪影響をなくして高周波的に安定で、さらに部品点
数を削減して製造工程の合理化を可能にする同調器を提
供することを目的とするものである。

発明の構成 上記目的を達成するだめに本発明は、誘電体を介して対
向設置した電極にそれぞれ接続するアース端子の接続位
置が電極によって異なる構成である。電極に接続するア
ース端子の接続位置が異なることによって、電極の電気
長を設定することにより、分布インダクタンスと分布キ
ャパシタンスを共に変化させ、自己共振周波数を任意に
設定するものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第４図は本発明の第１の実施例における同調器の構成を
示すものである。第４図において（ａ）は表面図、（ｂ
）は側面図、（Ｃ）は裏面図を示す（以下、第６図ない
し第１３図において同様）。第４図それぞれにおいて１
５はセラミック等からなる板状の電体であり、１６は可
変インダクタを形成する電極であり、１７は電極１６と
相まって分布定数回路を形成し可変キャパシタを形成す
る電極である。

電極１６の端子１８はアース端子であり、端子１９はオ
ープン端子である。一方、電極１７においては端子２０
．２１がオープン端子である３、ここて分布キャパシタ
のキャパシタンスを任意の１直に調整する場合は電極１
７を任意の電極部位１７ａをアース端子とする。

第５図は本発明の第２の実施例における同調器の構成を
示すものである。板状の誘電体２２に対する電極２３と
電極２４の設置構成は第４図で説明した実施例と同様で
あるが、電極２３の端子２５．２６はオープン端子であ
る。一方電極２４においては端子２７がアース端子であ
り、端子２８がオープン端子である。ここで分布インダ
クタのインダクタンスと分布キャパシタのキャパシタン
スを任意の値に同時に調整する場合は可変インダクタを
形成する電極２３の電極部位２３ａをアース端子とする
。（第４図と第５図の実施例で示したそれぞれの電極の
端子モードの可逆性は以下第６図ないし第１３図におい
て同様である。しだがって第４図と第５図の実施例で示
しだそれぞれの調整モードの可逆性も以下第６図ないし
第１３図において同様である。） 第６図は本発明の第３の実施例における同調器の構成を
示すものである。板状の誘電体２９０表面側と電極３ｏ
と電極３１を設置しそれぞれの電極が側面対向するよう
に構成したものである。電極３ｏの端子３２はアース端
子であり端子３３はオープン端子である。一方電極３１
においては端子３４．３５がオープン端子である。ここ
て分イＩＪキャパシタのキャパシタンスもしくは分布イ
ンダクタのインダクタンスをそれぞれ任意に調整する場
合は電極３１の任意の電極部位３１ａをアース電位とす
る。

第７図は本発明の第４の実施例における同調器の構成を
示すものである１、板状の誘電体３６に対する電極３７
と電極３８の設置構成および端子モードはｐＪＳ４図で
説明した実施例と同様であるが、電極３７と電極３８の
面積が同一でなく、まだそれぞれの電極が部分的に対向
するように設置した構成である。ここで分布キャパシタ
のキャパシタンスもしくは分布インダクタのインダクタ
ンスをそれぞれ任意に調整する場合は電極３８の任意の
電極部位３８ａをアース電位とする。

第８図〜第１０図は本発明の第５〜７の実施例における
同調器の構成図を示すものである。第８図における板状
の誘電体３９に対する電極４ｏと電極４１の設置構成お
よび端子モード、第９図における板状の誘電体４２に対
する電極４３と電極４４の設置構成および端子モード、
および第１゜図における板状の誘電体４５に対する電極
４６と電極４７の設置構成および端子モードは第４図で
説明した実施例と同様であるが、それぞれの電極は少な
くとも一ケ所以上の任意のん（曲角と屈曲方向を示す屈
曲部を有するものを用いる。ここで分布キャパシタのキ
ャパシタンスもしくは分布インダクタのインダクタンス
をそれぞれ任意に調整する場合は、第８図の電極４１の
任意の電極部位７１を１第９図の電極４４の任意の電極
部位４４ａを、第１ｏ図の電極４７の任意の電極部位４
７ａをそれぞれアース電位とする。

第１１図は本発明の第８の実施例における同調器の構成
を示すものである。誘電体基板４８に対する電極４９．
５０の設置構成および端子モードは第４図で説明した実
施例と同様であるが、それぞれの電極はスパイラル形状
を有するものを用いる。ここで分布キャパシタのキャパ
シタンスもしくは分布インダクタのインダクタンスをそ
れぞれ任意に調整する場合は電極６０の任意の電極部位
７４をアース電位とする。

第１２図は本発明の第９の実施例における同調器の構成
図を示すものである。誘電体基板５ｏに対する電極５２
と電極５３の設置構成および端子モードは第４図で説明
した実施例と同様であるが、電極６４は電極６２の面積
内に含まれた範囲内で部分的に対向設置するように設置
した構成である。

ここで分布キャパシタのキャパシタンスもしくは分布イ
ンダクタのインダクタンスをそれぞれ任意に調整する場
合は電極５３の任意の電極部位５３ａをアース電位とす
る。

第１３図は本発明の第５の実施例における同調器の構成
図を示すものである。板状の誘電体５２に対する電極５
５と電極６６の設置構成および端イモードは第４図で説
明した実施例と同様であるが、電極５５は板状の誘電体
５４の内部に設けられている。ここで分布キャパシタの
キャパシタンスもしくは分布インダクタのインダクタン
スをそれぞれ任意に調整する場合は電極５６の任意の電
極部位５６ａをアース電位とする。

いう寸でもなく第６図、第７図、第１２図および第１３
図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は第８図な
いし第１１図で説明した実施例の′電極形状を有するも
のを用いてもよい。

第１４図（ａ）、　（ｔ））は本発明の第１１の実施例
における同調器の構成を示すものである。円筒状の誘電
体５７における内周部に電極６８が設置され、また外周
部に電極５９が電極５８と対向して設置されるものであ
る。そして、それぞれの電極６８および６９のアース端
子は互いに逆方向側となるように設定されている。ここ
で分布キヤパシタのキャパシタンスもしくは分布インダ
クタのインダクタンスをそれぞれ任意に調整する場合は
電極５８の任意の電極部位５８ａをアース電位とする。

ここで誘電体５７は円筒形状であるが、角筒形状のもの
も使用できる。

いうまでもなく第６図、第７図、第１２図〜第１４図で
説明した実施例におけるそれぞれの電極は第８図〜第１
１図で説明した実施例の電極形状を有するものを用いて
もよい。

まだ第８図〜第１１図に尽す実施例においては屈曲部と
して任意の屈曲角をイｊする角弧状のパターンで形成し
たものを示しだが、これとは別に屈曲部として任意の曲
率を有する円弧状のパターンで形成した電極で構成して
もよいことはいう寸でもない。

さらに、第１３図に示す実施例において、両方のｆｌｉ
：極５５，５６を誘電体５４の内部に設置せずに、任意
の片方の電極５６を誘電体５４の内部に設置し、他方の
電極５６を誘電体５４の表面に設置してもよい。

以−トそれぞれの実施例において、それぞれの電極にお
けるアース端子は特別にアース端子として設定せずとも
、一般的に共通端子として設定して仙の回路部（図示せ
ず）に接続しても所要の目的は；半成することができる
。

上記の実施例それぞれにおいて、第４図および第５図に
示すものは簡単な電極パターンで構成することができる
と共に高精度の電極パターンを容易に形成することが可
能である。それによって設ｊｉＬｌ］標の同調周波数に
対して極めて精度よく合致した同調器を実現することが
できる。第６図に示すものは誘電体２９の片面のみで両
電極３０．３１を形成することができるので、製造プロ
セスを簡略化することができ、さらに両電極３０１　３
１は同一の電極形成プロセスにおいて形成処理できる。

それによって電極相互間の設定位置精度が極めて高精度
に実現できる。第７図および第１２図に示すものは両電
極のパターンが完全に一致ぜずとも所要の目的の同調器
を実現できるものである。それによって両電極が対向す
る部分の長さおよびＩＪに依存して同調周波数を任意に
設定することができる同調器を実現することが可能であ
る。第８図〜第１１図に示すものは、同調器の占有面積
が小さくても比較的大きな分布インダクタと分布キャパ
シタを形成することが可能である。従って比較的低い同
調周波数を有する小型の同調器が実現でき、同調器のス
ペースファクタを向上さぜることかできる。第１３図に
示すものは多層回路基板の製造プロセスに導入すること
ができるものである。

これによって電極６５が誘電体６４の内部に設置されて
外部に露出することがないので、外部条件の変動による
影響を直接に受けることがない。従って同調器の同調周
波数に影響を及はさないので、極めて安定な性能を有す
る同調器を実現することができる。第１４図に示すもの
は第４図ないし第１３図に示すものよりさらに同調器を
小型化しても、より充分大き々インダクタとキパシタを
形成することが可能である。従って充分に低い同調周波
数を有す−る超小型の同調器を実現するととができる。

また、第１４図に示すものはこれを製造する場合におい
て、連続した円筒形状の誘電体６７に電極５８．５９を
それぞれ連続して形成し、項四の寸法長さで切断するこ
とによって大量にかつ容易に製造することが可能である
。

なお、上記それぞれの実施例における伝送路電極として
は金属導体、プリント金属箔導体、厚膜印刷導体、薄膜
導体などを使用することができ、寸だ上記それぞれの導
体を異種組み合わぜて伝送路電極を形成してもよい。一
方、誘電体としてはアルミナセラミック、チタン酸バリ
ウム、プラスチック、テフロン、ガラス、マイカ、樹脂
系プリント回路基板などを用いることができる。

以上のように構成された本実施例の同調器について以下
その基本動作についてまず説明する。

第１５図（ａ）〜（ｇ）は本発明の同調器における動作
を、、）ｌ明するだめの等価回路である。第１５図（ａ
）において、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆方
向側に設定したそれぞれの伝送路電極７０．７１によっ
て形成される伝送路に対して、電圧ｅを発生ずる信号源
７２が伝送路電極７０に接続されて信号を供給するもの
とする。そして、それによって伝送路電極７０の先端に
おけるオープン端子には進行波電圧Ｇが励起されるもの
とする。一方、伝送路電極子１は上記の伝送路電極７０
に近接して対向設置もしくは並設されているので、相互
誘導作用によって電圧が誘起される。その伝送路電極７
１の先端におけるオープン端子に誘起される進行波電圧
をｅＢとする。

ここで伝送路電極ＴＯおよび７１においてはそれぞれの
アース端子が逆方向側に設定されているので、誘起され
る進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対して逆
位相となる。そして、それぞれの進行波電圧Ｇおよびｅ
Ｂは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝送路電
極７０および７１より成る伝送路において電圧定在波を
形成することになる。ここで伝送路電極７ｏにおける電
圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫで表わすも
のとすると、伝送路電極７１における電圧分布係数は（
’１−Ｋ）で表わすことができる。

そとで次に、伝送路電極７０および７１において任意の
対向する部分において発生する電位差Ｖをめると ■−”Ｋ（１？Ａ−（１−Ｋ）ｅＢ−−・−−−−（１
）で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送路１
に極７０および７１が同じ電気長ｌであるとすると ａ−−ｅ□　・・・・・・・・・　し）となり、それに
よって第１式における電位差Ｖはｖ　＝　Ｋｇ、　＋（
１−Ｋ）ｅ＊ −ｅＡ　・・・・・・・・・　（３） となる。すなわち伝送路電極７０と７１がそれぞれ対向
する全ての部分において電位差Ｖを発生さぜることがで
きる。

ここで伝送路電極７０および７１はその電極ｒｌＪＷを
有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）、さら
に誘電率ε８を有する誘電体を介して間隔ｄで対向され
ているものとする。この場合における伝送路の単位長当
りに形成するキャパシタンスＣｏは であり、故に Ｃｏ−ε。εＳｄ　・・・・・・・・・　（６）となる
。

従って、第１５図（＋Ｌ）に示す伝送路は、第１６図（
ｂ）に示すような犀位長当りにおいて第６式て捷るＣｏ
の分布キャパシタ７３を含んだ伝送路となる。

また、それぞれの伝送路電極７０と伝送路電極７１にお
ける電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は、上
記において述べたように互いに逆位相関係にあるので、
この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動作す
ることになる。これによって第１５図（Ｃ）に示すよう
な、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源７４によって平衡
モードで励起される伝送路電極７６および７６によって
形成される平衡モード伝送路と等価になる。いうまでも
なくその電気長は第１５図（ａ）において示したもとの
電気長ｅと同じである。さらに、この平衡モード伝送路
は第１６図（ｄ）に示すように、伝送路の分布インダク
タ成分および伝送路の屈曲形状により発生する集中イン
ダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ７７
および７８と分布キャパシタ７３よりなる分布定数回路
と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ７３の形成における伝送路の
電気長ｌとの関係について説明する。第１６図（ａ）に
示すような平衡モード伝送路における中位１％　’ｌ′
ｌ−りの特性インピーダンスＺｏは、第１６図（ｂ）に
示す等価回路で表わすことができる。その特＋／１イン
ピーダンスＺｏは一般的に となる。ことで伝送路が無損失の場合は０ Ｚｏ−一　・・・・・・・・・　（８）Ｏ となる。本発明の同調器における実施例の多くはこの仮
定を適用するととができ、かつ説明の簡略化のだめ以下
第８式に示す特性インピーダンスＺ。

を用いる。第８式におけるキャパシタンスｃｏは第６式
においてめた伝送路における単位長当りのキャパシタン
スＣｏと同じものである。すなわち伝送路における単位
長当りの特性インピーダンスＺ。

はキャパシタンスｃｏの関数であり、それはまたキャパ
シタｃｏに開力する誘電体の誘電率ε３．伝送路電極の
巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数で
もある。

以上のように、伝送路における？１′１位長当りの特性
インピーダンスがＺｏで、その電気長が４であり、かつ
先端がオーブン状態である伝送路の端子に発生する等価
リアクタンスＸは Ｘ−−Ｚ。ＣＯｔθ　・・・・・・・・・　（９）で表
わすことができる。ここで ｌ　・・・・・・・・・（１０） θ−２π■ であり、特に θ二＝０〜− の場合において等価リアクタンスＸは 〈 ｘニー０　・・・・・・・・・（１２）となる。すなわ
ち伝送路の端子における等価リアクタンスはキャパシテ
ィブリアクタンスとなり得る。したがって伝送路の電気
長ｌによってθが第１１式に該当する場合、すなわち例
えば電気長ｌをλ／４以下に設定することによりキヤ・
々シタを形成することができる。そして、その形成でき
るキャパシタのキャパシタンスｃは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長βの設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしだものが第１７図である。第１７
図では、先端がオープン状態の伝送路において、その電
気長ｌの変化に従って端子に発生する等価リアクタンス
Ｘが変化する様子を表わしている。第１７図から明らか
なように、伝送路の電気長４がλ／４以下もしくはλ／
２〜４λ／３などにおけるような場合には負の端子リア
クタンスを形成することが可能であり、すなわち等価的
にキャパシタを形成することができる。さらに、負の端
子リアクタンスを発生させる条件において、伝送路の電
気長４を任意に設定することによって、キャパシタンス
Ｃを任意の葡に実現することがＦｉＪ能である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第１５図（
ｅ）において示す集中定数キャパシタ７９として等価的
に置換することができる。そして、伝送路に存在する分
布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発生
する集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成さ
れるインダクタは、集中定数インダクタ８ｏとして等何
曲に置換することができる。そして、仮想的な平衡信号
源了４およびそれぞれの伝送路におけるアースを、もと
の第１５図（ａ）において示した状態と等何曲に同じに
なるように置換すれば、第１５図（０に示すようになる
。との第１５図（ｆ）においてアース端子を共通化して
表わすと、明らかに／ｊＴｈ終的には第１５図（ｇ）に
おいて示すように、集中定数キヤ・（ンタ７９および集
中定数インダクタ８０より成る並列共振回路と等価にな
り、同調器を実現することができる。

以−］−において説明した構成と動作により、本発明の
同調器を実現するものであるが、本発明の同調器におけ
る構成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるも
のとは全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比１交して、全く異なるも
のであることを証明するために、従来の同調器もしくは
他の伝送路構成による同調器における構成および動作を
次に説明して対比する。それによって本発明による同調
器との差異を明確にすると共に、本発明における同調器
の新規性を明らかにする。

第１８図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第１８図（ａ）において伝送路
電極８１および８２よりなる先端オープンの伝送路が、
′１Ｌｒ：ｆ、ｅを発生ずる信号源８３によってドライ
ブされているものとする。それによって伝送路電極８１
の先端におけるオープン端子には定在波電圧６人が励起
され、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極８
２の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＢが誘
起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路電極８
１および８２のアース端子は互いに同方向側に設定され
ているので、それぞれの定在波電圧ｅＡ、！：ｅＢは互
いに同位相となる。従って、伝送路電極８１および８２
におけるそれぞれの電圧分布係数は同じＫを有すること
になる。それによって伝送路電極が対向する任意の部分
における電位差Ｖは ｖ−ＫｅＡ−Ｋｅ、　・・・・・・・・・６４）となる
。ここで、それぞれの伝送路電極８１および８２の電気
長が同じ長さであるとするとｅＡ−ｅＢ　・・・・・・
・０６） となり、それによって第１４式における電位差Ｖは ｖ−にら−ＫｅＡ＝　Ｏ＝・−・−（ｒ　ｅ）となる。

すなわち伝送路のいずれの部分においても電位差が発生
しないことになる３、第１８図（ａ）における信号源８
３を伝送路端に置換設定したものが第１８図（ｂ）であ
り、電圧ｅ′を発生ずる不平衡信ＩＪ源８４を設置した
ととと等価になる。そしてこの等価回路においては互い
に電位差を有しない平行伝送路が０存するのみである。

つまりこれは第１８図（Ｃ）にノ１ミずように、等何曲
に単なる一本の伝送路電極８５が存在する場合と同一で
あることば明らかである。そして、信号源８３およびア
ース端子を第１８図（ａ）に示したようにもとの回路に
等価置換することにより第１８図（ｄ）に示すようにな
る。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の
屈曲形状により発生ずる集中インダクタ成分それぞれよ
り成る等何曲な集中定数インダクタ８６のみを形成する
だけである。以上より明らかなように、インダクタと並
列にキャパシタを形成することができないので、目的と
する並列共振回路の同調器は実現することができない。

第１９図は、片側の伝送路電極として例えは本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第１９図（ａ）において伝送
路電極８７が充分に広いアース電極８８と対向し、電圧
ｅを発生する信号源８９によってドライブされ、伝送路
の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅＡが励起さ
れるものとし、その電圧分布係数をＫとする。−ツバア
ース電極８８には仮想的に電圧分布係数Ｋを有する定在
波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、伝送路電極８
７とアース電極８８が対向する任意の部分における電位
差Ｖは ｖ−ＫｅＡ−ＫｅＢ・山・山・θ７） で表わされる。しかし、アース電極８８における定在波
電圧６は一様にアース電位（零電位）であり ｅＢ−０・・・・・・・・・０８） となる。従ってアース電極８８には電圧分布係数も存在
しない。その結果、電位差Ｖは ｖ＝ｘら　・・・・旧・・（１９） となる。これによって、伝送路電極８７とアース電極８
８の間に分布キャパシタを形成することは［１］能であ
る。しかしながら、伝送路電極８７はアース電極８８と
所接して対向しているため、相り誘導作用によって伝送
路電極８７における両先端がほとんどショート状態にな
ったものと等価になる。そのだめ伝送路電極８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させることにな
る。すなわち、このマイクロストリップラインは第１９
図（ｂ）に示すように等価損失抵抗９０を含む集中定数
インダクタ９１および集中定数キャパシタ９２それぞれ
より成る並列共振回路を形成する。ここで等価損失抵抗
９０は実際には相当大きな抵抗値を有するものとなるた
め、共振回路における損失が非常に大きくなる。従って
、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下したもの
しか実現できず、実際的には実用に適するものではない
。

第２０図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第２０図において平衡モード伝送路′電
極９３および９４は、その電気長ｅが共振周波数におけ
るλ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされて
いる。

そして電圧ｅを発生ずる平衡信号源９５によって、それ
ぞれの伝送路電極が平行モードでドライブされているも
のとする。アース端子は平衡信号源９６の中性ＩｉＩ民
に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの端子に
アースを設定するものではない。

この場合における伝送路の端子に発生する等価的な端子
リアクタンスＸは、伝送路の特性インピーダンスをＺｏ
とすると Ｘ＝ＺＯｔａｎθ　・１川・・　（２唾となる。ここで
特性インピーダンスＺｏは第８式において示したものと
同じものであり、またθについても第１０式において示
しだものと同じものである。この共振器では伝送路の電
気長ｌを４−λ／４　・・・曲・・（２１） としているので θ−π／２　・・・・・・・・　（２２）である。従っ
て第２０式における端子リアクタンスＸは Ｘ　＝　ＺＯｔａｎ　−＝　ｏｏ　−＝　−−−−（２
３）となり、等価的に並列共振特性を得ることができる
ものである。しかしながら、とのλ／４共振器における
構成を本発明の同調器における構成と比較すると、まず
伝送路の端子条件についてみると本発明の同調器におい
てはオープン状態であるのに対して、従来のλ／４共振
器においてはショート状態であシ、従って端子条件にお
いて全く異なる構成であることが明らかである。更に伝
送路の電気長ｌの設定についてみると、本帛明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下゛に設定するもので
あり実際的にはλ／１６程度の非常に短いものに設定し
て構成するものであるが、従来のλ／４共振器において
は厳密に共振周波数のλ／４に設定するものであり、従
って伝送路の電気長ｅの設定において根本的に異なる構
成であることも明らかである。

１だ、構成における伝送路の電気長ｅの異いに起因して
、両者において同一の同調周波数もしくけ共振周波数に
１没泪しても、本発明の同ｉ、！Ｉ　Ｂ：；においては
小型化することができるが、λ／４共振器にｉｓいては
非常に長い伝送路を設ける必要があり大型化する不都合
があった。従来のλ／４共振器を小型化する目的で誘電
率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の長さを短
縮化したものもみもれるが、それに用いる誘電率の高い
誘電体は一般に誘１Ｌ休４０失ｔａｎδが非常に大きく
、従って共振器としての９件能が著しく低下する不都合
があった。

史に、誘電率の高い誘電体における誘電率の温度依存性
は一般に大きく、従って共振周波数の安定１ノ１を確保
することが困ｉｆｆである不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第２１図は同調周波数の温度依
存特性を測定した実１験結果を表すグラフである。そし
て第２２図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果
を表すグラフである１、第２１図および第２２図におい
て、特性（Ａ）は本発明における同調器の温度依存特性
であり、誘電体とｌ−でアルミナセラミック利もしくは
樹脂系プリント回路２１（板を使用した場合の実１験結
果である。一方、特性ＣＢ）は第２図において示すよう
な、従来において最も多く用いられていた同調器におけ
る温度依存時１シ１である。とれらの実験結果から、本
゛稽四の同調器においては一般的な誘電体を用いて構成
したものでもその同調周波数は（ｆめて安定であり、更
に共振Ｑが高く、かつ安定であることが明らかである。

一方、従来の同調器においては、インダクタを構成する
フェライ）　１４のコアにおける透磁率μとＱの根本的
な不安定性、およびコイル部分の膨張と収縮によるイン
ダクタンスの変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共
振Ｑの安定１４ｔを確保することが困難であった。それ
によって、他の温度補償部品もしくは他の自動安定化補
償回路を付加して不安定性を補っていた。

次に本発明の実施例に示すように、アース端子の接続位
置をずらした場合について説明を加える。

この場合、第２３図（ａ）に示すように、アース端子の
接続位置を設定することは分布インダクタ９５の任意の
電極部位９５ａにアースψｌＡ＋子を接続することにな
る。との結果、分布キャパシタンス９６と分布インダク
タンス９６のそれぞれの値を任意に可変することが可能
である。

第２３図（ｂ）はこれを集中定数等価回路で示しだもの
で、ｎＪ変インククタ９７とｂ］俊キ＼・バイト９８の
並列回路を形成することになる。

この同調器のインダクタが有するインダクタンスはスパ
イラル形状電極の捲回数もしくは電極長さによって任意
に膜用することができる。一方、分布キャパシタのキャ
パシタンスは対向スるスパイラル形状電極の対向面積と
誘電体の誘電率εおよび厚みによって任意に設計するこ
とができる。

この分布キャパシタンスの形式について第２４図と共に
説明する。対向するスパイラル形状電極の伝送路等価長
さをｌとし、この伝送路等価長さｌは使用する誘電体の
誘電率εによって定まる波長短縮率１／Ｖを考慮しノヒ
動作周波数におけるλ／４長よりもケ１フいものに設言
１する。とのλ／４長に対する伝送路等価Ｊくさｅの割
合いを任意に設計することによりキＶバンチイブリアク
タンスｘｃの値を任７当、に膜用することが可能である
。このキャパゾティフＩＪアクタンスＸｃと動作周波数
ｆ。によってキャパシタンスＣ−残π几Ｘｃ　が得らＪ
ｑ、る。

今この伝送路等価長さ４を伝送路等価長さｅ′に短縮す
るとキャパシティブリアクタンスＸｃはキャパシティブ
リアクタンスＸｃ／に変化する。このキャパシティブリ
アクタンスｘｃ′と動作周波数ｆ。によってキャパシタ
ンスＣ′−〃πｆｏｘｃ′が１１Ｉられ、Ｃ′〈Ｃとな
ってキャパシタンスを１ｉＪ変できる。このキャパシタ
ンスＣを有するキャパシタが第２３図（ｂ）に示す可変
キャパシタ９８と等価である。ここでアースとなるキャ
パシタ電極を形成するスパイラル形状電極（第１１図（
Ｃ）におけるスパイラル形状電極５０）の長さは、以上
の説明においてインダクタ電極を形成するスパイラル形
状電極（第１１図（ａ）におけるスパイラル形状電極４
９）と同じ長さとしたが、第１２図（ａ）〜（０）の実
施例において説明したようにインダクタ電極長さよりも
短い範囲で任意の長さに設計しても良く、まだインダク
タ電極と対向する任意の位置に形成しても所要の［１的
は達成できる。

第２５図、第２６図および第２７図、第２８図に第１１
図に示す実施例を代表して可変キャパシタと可変インダ
クタの調整可変の様子を示す。第２５図、第２６図はキ
ャパシタ電極のアース端子位置の調整によってｎ」変キ
ャパシタを調整するモ−ドの説明図であり、第２６図に
示すようにオープン端子９９を起点とするアース端子位
置までの電極長さを電極有効長ｄとし、それに対する分
布ギヤパフ２フフ０．分布インダクタンスＬ、および自
己共振周波数ｆ０の関係は第２６図のようになる。すな
わち、電極有効長ｄの増大に対して分布キャパシタンス
Ｃは増大するが分布インダクタンスＬは不変である。そ
れにしだがって自己共振周波数ｆ。は低くなる。一方、
第２７図、第２８図はインダクタ電極のアース端子位置
の調整によってｒｊＪ変インダクタと可変キャパシタを
同時に調整するモードの説明図であり、第２７図に示す
ようにオープン端子１００を起点とするアース端子位置
捷での電極長さを同じく電極有効長ｄとし、それに対す
る分布インダクタＬ２分布キャパシタＣ２および自己共
振周波数ｆ。の関係は第２８図のようになる。すなわち
電極有効長ｄの増大に対して分布インダクタンスＬと分
布キャパシタンスＣは共に増大し、それにしだがって自
己共振周波数ｆ。は低くなる。

以上に説明した構成と動作により所要の目的を達成する
ものであるが、その構成形態の有効性を他の電極構成に
した場合と簡単に比較する。可変インダクタを形成する
スパイラル形状電極は上記の説明のものと同様として、
まず可変ギヤパンクを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状とせずに全面アース電極どした場合は１相
変インダクタのＱ性能が著しく低下して実用性はなくな
る。

次に可変キャパシタを形成するスパイラル形状電極をス
パイラル形状どしてもアースポイントを可変インダクタ
を形成するスパイラル形状電極と同方向側に設定すると
、両者は単一の可変インダクタとして作用するのみで分
布キャパシタンスを形成することは不可能となり所要の
目的は達成できない。

以」二のように本実施例の特徴としてインダクタ電極を
キャパシタ電極と共用したこと、およびアースとなるキ
ャパシタ電極のインダクタンス成分を＋１消したことに
より０ｙ７＆インダクタとｉｊｌ変キャパシタの一体化
を実現１７ている。

なお、上記それぞれの実施例における電極は金属導体、
プリント金属薄導体、厚膜導体もしくは薄膜導体を使用
することができ、さらに対向するそれぞれの電極をそれ
ぞれ異種の導体で形成しても所要の目的は達成できる。

さらにそれらの電極は第１２図の実施例に示すように誘
電体の表面のみならずその内部に設置しても所要の目的
は達成できる。また電極表面を保護するために他の誘電
体月別で気密封止しても所要の目的は達成ｉｉＪ能であ
る。また誘電体旧料としてはアルミナセラミック、チタ
ン酸バリウム、プラスチック、ポリフッ化エチレン、ガ
ラス、マイカ、樹脂系プリント回路基板等を用いること
ができる。

発明の効果 以上のように本発明は誘電体を介して対向設置した電極
にそれぞれ接続するアース端子の接続位置が電極によっ
て異なることにより、以下の効果がｔ（ｊられる。

■　簡ｒ）ｔな構成で司変イングクタと可変キャパ７り
を一体化できる。

■　超薄型、超小型の同調器を実現できる。

■　同調器をモジュール化できるので、調整後の同調周
波数は極めて安定であり、特に機械的振動による同調周
波数のずれを極小にできる。

■　可変インダクタと可変ギャバイトがリードレスで接
続されるのでリードインダクタンスマ・ス）・１ノーキ
ヤパシタの影響がなくなり、従って回路動作が極めて安
定になる。

０　部品点数を削減することがｉｊＪ能で製造の合理化
やコストダウンが実現できる。

■　調整が電極の非破壊手段で行なえる。

■　キャパシタンスもしくはインダクタンスの増減調整
がくり返し可能である。

■　調整スピードが速くなる。

等の優れた効果が得られる。

さらに同調器の同調周波数の設定に対するインダクタン
スとキャパシタンスのそれぞれの初期値の設計は電極パ
ターンの簡単なアートワークに依存し、同調器の設計の
自由度が向上すると共に定数の修正対応が容易である。

さらに電極導体の一部は誘電体基板の内部に設置しても
良いので、多層回路基板構成の中間層に形成することも
可能であり、同調器の実装設計における自由度を拡大す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な同調器の回路図、第２図、第３図はそ
れぞれ従来の同調器の斜視図、第４図（ａ）〜（Ｃ）〜
第１３図（ａ）〜（Ｃ）は本発明の実施例における同調
器の表面図、側面図および裏面図、第１４図（１）、　
（ｂ）は本発明の他の実施例における同調器の正面図と
上面図、第１５図（ａ）〜（ｇ）、第１６図（ａ）ｌ　
（ｂ）、る両角原理を示す説明図、第２１図、第２２図
は本発明と従来の同調器の湿度変化に対する同調周波数
と共振Ｑの特性図、第２３図（２Ｌ）、　（ｂ）は本発
明だめの同同調器の正面図、第２６図は同同調器の調整
可変モードを説明するだめの特性図、第２７図は同同調
器の可変モードを説明するだめの同同調器の裏面図、第
２８図は同同調器の調整可変モードを説明するだめの特
性図である。 １５＋　２２．　２９．　３６１　３９．　４２１　４
５９４８．５１，５４，５７・・山・誘電体、１６，１
７゜２３．２４，３０，３１，３７，３８，４０゜４１
．４３，４４，４６ｐ　４７，４９，５０゜５２．５３
，５５，５６，５８，５９・川・・電極。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２Ｆ！４ 第３図 第４図 （ＯＪ）　（ｂ〕　ｃｃフ 第５図 （α）　Ｃｂ＋　（Ｃ） 第６図 （（１１（１）Ｊ　（Ｃ） 第７図 （ＣＬ）　Ｃｂ）　（ＣＪ 第８図 （α〕　（ｂ）　（Ｃ） ＠９図（Ｑ、＋　（ｂ）　Ｃ−Ｃ） 第１１　図 （α］　Ｉ　）ｌ））　（Ｃ） 第１４図 第１５図 第１５図 ７ 第１６図 艶′、ｂ。 第１７図 ・（−イ云す虹１１＼ｅ民１） 第１８図 ＃１１９図 ＠２０図 第２１図 う益′Ｊ￥、（°Ｃ） 第２ｇ図 ５昌度（・Ｃ） 第２３図 （α）　（距 第２４図 ←イ云送　了か、長、 第２５図 ｑ９ 第２６図 →質＋＃ｌｉ！肩幻伏ｄ ＯＯ 第２８図 −１糧南効蒼ｄ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置した電極にそれぞれ接続
   するアース端子の接続位置が、上記電極によって異なる
   ように設定された同調器。 （２）誘電体の表裏に電極を設置した特許請求の範囲第
   １項記載の同調器。 （３）誘電体の同一面に電極を設置した特許請求の範囲
   第１項記載の同調器。 （４）誘電体の内部に少なくとも一方の電極の一部また
   は全てが位置するように設置し、た特Ｗｖ請求有する特
   許請求の範囲第１項記載の同調器。 （６）電極がスパイラル形状である特許請求の範囲第１
   項記載の同調器。 （７）電極の等測長さが異なる特許請求の範囲第１項記
   載の同調器。 （８）誘電体が円筒形状または角筒形状をしている特許
   請求の範囲第１項記載の同調器。