JPS6033704A - 同調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチューナおよびパー
ソナル無線の送信機や受信機、その他通信機全般に用い
ることかできる平衡型同調器に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、希望する信号を選択する平衡型同調器の
性能においては高い同調精度、平衡性、安定性および信
頼性の要求が高まっている。

一方、それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低
減も大きな課題であり、特に合理化が困難な高周波部の
周波数選択同調器について抜本的な技術開発が必要とさ
れている。

以下図面を参照にしながら従来の平衡型同調器について
説明する。第１図は平衡型同調器の基本回路図であり、
中性点アース１を有するインダクタ２とキャパシタ３よ
シ並列共振回路を形成し、端子４および６のそれぞｆｌ
を平衡端子とする。第２図は従来の平衡型同調器の構成
図であり、中性点タップ６を有するインダクタ７の平衡
端子８および９にキャパシタ１０が回路導体１１および
１２で接続され、それぞれ１３および１４が平衡型同調
器の平衡端子としてまた１５がアース端子として構成さ
ｎていた。

しかしながら、上記のような構成においては■　インダ
クタ部品およびキャパシタ部品は他の高周波部品と比較
してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と薄
型化を阻害している。

■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、またフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であり同調周波数や
平衡性の変動が大きい０ ■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそｎぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続さｎている
ためリードイングクタンスやストレーキャパシタか多く
発生して回路動作が不安定であり平衡性の確保が困難で
ある。

■　独立した最小単位機能の個別部品の集合回路である
ため部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品を一体
化構成した平衡型同調回路ブロックを実現することにあ
り、それによって平衡型同調回路ブロックの形態を超薄
型でかつ小型化し、更に機械的振動に対しても同調周波
数や平衡性が安定で、同調周波数の同調精度を向上させ
、同調周波数や平衡性の温度依存性が小さく、接続リー
ドの悪影響をなくして高調波的にも安定で、また部品点
数を削減して製造の合理化を可能にすることである。

発明の構成 本発明の同調器は端部もしくは中央部に設定したアース
端子を基準にしてそれぞれ位相の異なる信号を励起する
電極よりなる主電極に対して、アース端子が上記主電極
と互いに逆方向側となるように設定さ耘かっ誘電体を介
して対向設置するかもしくは誘電体の表面で並設する副
電極を設けるように構成したものであり、これにより位
相の異なる信号を励起するそれぞれの主電極が分布イン
ダクタとして作用し、またそれぞれの主電極と副電極が
対向することによって先端オープンの分布定数回路を形
成し、そ扛によって発生する負リアクタンスによる分布
キャパシタンスを実現し、上記のそれぞれの分布インダ
クタと並列に作用させ平衡共振特性を得るものである。

実施例の説明 まず本発明の詳細な説明する。

第３図（ａ）〜（ｑ）は本発明の同調器における動作を
説明するための等価回路である。第３図（ａ）において
、電気長Ｉ！、ヲ有し、互いにアース端子を逆方向側に
設定したそれぞれの伝送路電極２７０，２７１によって
形成される伝送路に対して、電圧ｅを発生する信号源２
７２が伝送路電極２７０に接続されて信号を供給するも
のとする。そして、それによって伝送路電極２７０の先
端におけるオープン端子には進行波電圧ｅＡが励起さｎ
るものとする〇一方、伝送路電極２了１は上記の伝送路
電極２７０に近接して対向設置もしくは並設されている
ので、相互誘導作用によって電圧が誘起される。その伝
送路電極２７１の先端におけるオープン端子に誘起され
る進行波電圧’ｋｅＢとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ＱＢは励起する進行波電圧ｅＡに対し
て逆位相となる。そして、そｎぞｎの進行波電圧（）Ａ
およびｅＢ４伝送路の先端がオープン状態であるので伝
送路電極２７０および２７１より成る伝送路において電
圧定在波を形成することになる。ここで伝送路電極２７
０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数ｉ
Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１における電
圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差Ｖをめると Ｖ　＝　ＫＱＡ−（１−Ｋ）ｅＢ　−（１）で表わすこ
とができる。ここで、それぞれの伝送路電極２７０およ
び２７１が同じ電気長！であるとすると ｅＢ−−０Ａ　・・・・・−（２） となり、そ、ｎＫよって第１式における電位差ＶはＶ　
＝　ＫｅＡ＋　（１−Ｋ　）ｅＡ ＝ｅＡ　・由・・（３） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差Ｖを発生させること
ができる。

ここで伝送路電極２７Ｑおよび２７１はその電極＋１］
Ｗを有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）、
さらに誘電率εＳを有する誘電体を介して間隔ｄす対向
されているものとする。この場合における伝送路の単位
長当９に形成するキャパシタンスＣ６は であり、故に Ｃ〇−ε。ε８−　・・・（６） となる。

従って、第３図（ａ）に示す伝送路は、第３図（ｂ）に
示すような単位長当りにおいて第６式で捷るＣ。

ノ分布キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。

捷だ、そ扛それの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１
における電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は
、上記において述べたように互いに逆位相関係にあるの
で、この伝送路は等制約に平衡モードの伝送路として動
作することになる。これによって第３図（ｃ）に示すよ
うな、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源２７４によって
平衡モードで励起される伝送路電極２７５および２７６
によって形成される平衡モード伝送路と等価になる。い
う捷でもなくその電気長は第３図（ａ）において示した
ものと電気長βと同じである。さらに、この平衡モード
伝送路は第３図（ｄ）に示すように、伝送路の分布イン
ダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生する集中
インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ
２７７および２７８と分布キャパシタ２７３よりなる分
布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長２との関係について説明する。

第４図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における単
位長当りの特性インピーダンスＺ。は、第１６図Φ）に
示す等価回路で表わすことができる。その特性インピー
ダンスＺ。は一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第８式に示す特
性インピーダンスＺ０を用いる。第８式におけるキャノ
くシタンスＣ６は第６式においてめた伝送路におり−る
単位当りのキャパシタンスＣ８と同じものである。すな
わち伝送路における単位投首りの特性インピーダンスＺ
ｏはキャパシタンスＣ８の関数であり、それはまたキャ
パシタＣ８Ｋ関与する誘電体の誘電率ε５゜伝送路電極
＋１］　Ｗおよびそｎぞ汎の伝送路′電極の設置間隔ｄ
の関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺ。で、その電気長が２であり、かつ先端が
オーブン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンスＸは Ｘ　＝　Ｚｏ　ｃｏｔθ　・・・・・・（９）で表わす
ことができる。ここで μ ０−２π−・・・・・（１ｏ） λ であり、特に θ＝０〜− の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ＜、ｏ　・・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スはキャパシティブリアクタンスとなり得る。したがっ
て伝送路の電気長２によってθが第１１式に該当する場
合、すなわち例えば電気長μをλ／４以下に設定するこ
とによりキャパシタを形成ターることができる。そして
、その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣは ωＩＸＩ　ωＺ　ｏ　ＣＯｔθ で表わさ几るように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長旦の設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第５図である。第６図で
は、先端がオーブン状態の伝送路において、その電気長
２の変化に従って端子に発生する等価リアクタンスＸが
変化１−る様子を表わしている。第５図から明らかなよ
うに、伝送路の電気長２がλ／４以下もしくはλ２／〜
４λ／３などにおけるような場合には負の端子リアクタ
ンスを形成することが可能であり、すなわち等測的にキ
ャパシタを形成することができる。さらに、負の端子リ
アクタンスＣｒ、任意の値に実現することが可能である
。

このようにして形成さｎるキ六・ノぐ７タＣは、第３図
（ｅ）において示す集中定数キャノ々シタ２７９として
等測的に置換することができる。そして、伝送路に存在
する分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によっ
て発生する集中インダクタ成分そルぞれの総合によって
形成さｒるインダクタは、集中定数インダクタ２８０と
して等測的に置換することかできる。そして、仮想的な
平衡信号源２２７４およびそれぞれの伝送路におけるア
ースを、もとの第３図（−）において示した状態と等価
的と同じになるように置換すｎば、第３図（ｆ）に示す
ようになる。この第３図（ｆ）においてアース端子を共
通化して表わすと、明らかに最終的には第３図（ｑ）に
おいて示すように、集中定数キャパシタ２了９および集
中定数インダクタ２８０より成る並列共振回路と等価に
なり、同調器を実現することがでさる０ 以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものでおる。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしたものそれぞ扛と比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性を明らかにする。

第６図は、伝送路電極として例えば本発明における同調
器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端子
が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の動
作を示すものである０第６図（ａ）において伝送路電極
２８１および２８２よりなる先端オーブンの伝送路が、
電圧ｅを発生する信号源２８３によってドライブされて
いるものとする。それによって伝送路電極２８１の先端
におけるオーブン端子には定在波電圧ｅＡが励起され、
そ扛と対向設置もしくは並設される伝送路電極２８２の
先端におけるオーブン端子には定在波電圧ｅＢが誘起さ
れるものとする０ここで、それぞ扛の伝送路電極２８１
および２８２のアース端子は互いに同方向側に設定され
ているので、そ几ぞれの定在波電圧ｅＡとｔｉｌＢは互
いに同位Δ刊となる。

従がって、伝送路電＆２８１および２８２におけるそれ
ぞルの電圧分布係数は同じＫｉ有す゛ることになる。そ
扛によって伝送路電極が対向する任意の部分における電
位差Ｖは Ｖ　＝　ＫｅＡＫｅ　Ｂ　−−（１４）となる。ここで
、それぞれの伝送路電極２８１および２８２の電気長が
同じ長さであるとするとｅＡ−ｅＢ　・・・（１５） となり、そｎによって第１４式における電位差Ｖは Ｖ＝ＫｅＡ−ＫｅＡ＝Ｏ−（１６） となる。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位
差が発生しないことになる。第６図（ａ）における信号
源２８３を伝送路端に置換設定したものが第６図（ｂ）
であジ、電圧ｅ”ｘ発生する不平衡信号源２８４を設置
したことと等価になる。そしてこの等価回路においては
互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するのみであ
る。つまりこれは第６図（Ｃ）に示すように、等価的に
単なる一本の伝送路電極２８６が存在する場合と同一で
あることは明らかである。そして、信号源２８３および
アース端子を第６図（ａ）に示したようにもとの回路に
等イ！艶することにより第６図ｄ）に示すようになる０
つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲
形状により発生する集中インダクタ成分それぞれより成
る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを形成するだ
けである。以上より明らかなように、インダクタと並列
にキャノぐシタを形成することができないので、目的と
する並列共振回路の同調器は実現することができない。

第７図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同調
器におけるものと同じもので形成した一般的なマイクロ
ストリップラインであるが、その伝送路電極と対向する
電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合の
動作を示すものである。第７図（ａ）において伝送路電
極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、電圧
ｅｆ発生する信号源２８９によってドライブされ、伝送
路の先端におけるオーブン端子に定在波電圧ｅＡが励起
されるものとし、その電圧分布係数ｉＫとする〇一方、
アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋｉ有する
定在波電圧ｅＢが発生するものと仮定すると、伝送路電
極２８７とアース電極２８８が対向する任意の部分にお
ける電位差ＶはＶ　＝　ＫｅＡＫｅＢ　−印・（１７）
で表わされる。しかし、アース電極２８８における定在
波電圧ＱＢは一様にアース電位（零電位）であり ６Ｂ　＝　Ｏ・・・・・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差■はｖ−ｘ。Ａ　・・山・
（１９） となる。これによって、伝送路電極２８７とアース電極
２８８の間に分布キャパシタを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７はアース電極２８
８と近接して対向しているため、相互誘導作用によって
伝送路電極２８７における画先端がほとんどショート状
態になったものと等価になる。そのため伝送路電極２８
７におけるインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させる
ことになる。すなわち、このマイクロストリップライン
は第７図（ｂ）Ｋ示すように等価損失抵抗２９０ｉ含む
集中定数インダクタ２９１および集中定数キャパシタ２
９２それぞ几より成る並列共振回路を形成する。ここで
等価損失抵抗２９０は実際には相当大きな抵抗値を有す
るものになるため、共振回路における損失が非常に大き
くなる。従って、同調器としては明らかにＱ性能が非常
に低下したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。

第８図は従来において最も多く使用されているλ／４共
振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件お
よび伝送路の長さの設定と、更にアースの設定における
そ扛ぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示す
ものである○第２０図において平衡モード伝送路電極２
９３および２９４は、その電気長℃が共振周波数におけ
るλ／４に等しく設定され、かつ先端がショートされて
いる。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２９６によっ
て、それぞ扛の伝送路電極が平衡モードでドライブされ
ているものとする。アース端子は平衡信号源２９５の中
性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの端
子にアースを設定するものではない。この場合における
伝送路の端子に発生ずる等価的な端子リアクタンスＸは
、伝送路の特性インピーダンスを２０とすると Ｘ　＝　Ｚｏｔａｎθ　−・−・（２０）となる。ここ
で特性インピーダンスＺ０は第８式において示したもの
と同じものであり、捷たθについても槁１０式において
示したものと同じものである。この共振器では伝送路の
電気長℃を２＝λ／４　・・・・（２１） とじンＶ辺で θ＝π／２　・・・・・・（２２） である。従って第２０式における端子リアクタンスＸは Ｘ＝Ｚ　ｊａｎ　−＝（Ｘ）　・−（２３）２ となり、等価的に並列共振特性を得ることができるもの
である。しかしながら、このλ／４共振器における構成
を本発明の同調器における構成と比較すると、１ず伝送
路の端子条件についてみると本発明の同調器においては
オープン状態であるのに対して、従来のλ／４共振器に
おいてはショート状態であり、従って端子条件において
全く異なる構成であることが明らかである。更に伝送路
の電気長μの設定についてみると、本発明の同調器にお
いては同調周波数のλ／４以下に設定するものであり実
際的にはλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成
するものであるか、従来のλ／４共振器においては厳密
に共振周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝
送路の電気長２の設定において根本的に異なる構成であ
ることも明らかである。また、構成における伝送路の電
気長２の異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同調器に
おいては小型化することができるが、λ／４共振器にお
いては非常に長い伝送路を設ける必要があり大型化する
不都合があった。従来のλ／４共振器を小型化する目的
で誘電率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の長
さを短縮化したものもみら扛るが、それに用いる誘電率
の高い誘電体は一般に誘電体損失ｔａｎδが非常に大き
く、従って共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があった。更に、誘電率の高い誘電体における誘電率
の温度依存性は一般に大きく、従って共振周波数の安定
性を確保することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第９図は同調周波数の温度依存
性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第１
０図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表す
グラフである。

第９図および第１０図において、特性（５）は本発明に
おける同調器の温度依存性であり、誘電体としてアルミ
ナセラミック材もしくは樹脂系プリント回路基板を使用
した場合の実験結果である。一方、特性（Ｂ）は第２図
において示すような、従来において最も多く用いられて
いた同調器における温度依存特性である。これらの実験
結果から、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調周波数は極めて安定で
あり、更に共振Ｑが高く、かつ安定であることが明らか
である。一方、従来の同調器においては、インダクタを
構成するフェライト材のコアにおける透磁率μとＱの根
本的な不安定性、およびコイル部分の膨張と収縮による
インダクタンスの変化がそれぞれ原因して、同調周波数
と共振Ｑの安定性を確保することが困難であった。そ扛
によって、他の温度補償部品もしくは他の自動安定化補
償回路を付加して不安定性を補っていた。

次に本発明の実施例について図面を参照しな力；ら説明
する０ 第１１図は本発明の実施例における平衡型同調器の回路
構成図を示すものである。１６は中性点アース端子１７
を有する分布インダクタを形成する主電極であって平衡
端子１８および１９を有するものである。一方誘電体（
図示せず）を介して対向する副電極２ｏはその両端がア
ース端子２１および２２に設定されている。この場合に
おいて主電極１６のアース端子１７を特別に設けなくと
も仮想的中性点を発生させることが可能であり等測的に
アース端子を実現することができて所要の目的を達成す
ることができる。平衡端子１８および１９は主電極１６
の端部のみならず所要のインピーダンスを呈する任意の
位置に設定することも可能である。また副電極２ｏのア
ース端子２１および２２も任意の所要位置に設定するこ
とができる。この実施例の場合には単体の主電極および
副電極の簡単な構成で平衡型同調器を構成することがで
きる。

第１２図は本発明の他の実施例における平衡型同調器の
回路構成図を示すものである。２３および２４は中性点
アース端子２５および２６を有してかつ平衡端子２７お
よび２８を有する主電極である。一方誘電体（図示せず
）ｆ：介して対向する副電極２９のアース端子３ｏは主
電極２３および２４の平衡端子２７および２８とほぼ対
向する位置に設定されている。平衡端子２了および２８
は主電極２３および２４の端部のみならず所要のインピ
ーダンスを呈する任意の位置に設定することも可能であ
る。この実施例の場合には平衡端詔７と２８を近接して
設置することができ信号の入出力リードが短かく構成す
ることができる。

第１３図は本発明の他の実施例における平衡型同調器の
回路構成図を示すものである。中性、ヘアース端子３１
および平衡端子３２と３３ｆｆ：有１″る主電極３４の
構成は第１１図で説明したものと巨ｊ様であるが、他方
電極の構成はアース端子３５と３６を有する副電極３７
と３８に分割されている。

７−ス端子３１および３６と３６、および平衡端子３２
と３３の設定は第１１図において説明したようＶこ構成
することができる。この第１３図に示す実施例と前記第
１２図に示す実施例の畠１１電４浜３７と３８、および
副電極２９それぞれのオーブン端子側の所要位置を力対
することによって分布キャパシタンスを変化させること
７５Ｓできて１可調周波数を可変設定することが可能で
あり、更に平衡状態を調整することも可能である。

第１４図は本発明の他の実施例における平衡型同調器の
回路構成図を示すものである。主電極３９と副電極４０
よりなる同調部４１は第１１図において説明したものと
同様であるが、主電極３９の平衡端子４２および４３に
電圧可変キャパシタンスダイオード４４および４５が接
続され、更に不平衡−平衡モード変換器４６の平衡端子
と接続されている。そして４７は不平衡端子であり、４
８は制御電圧端子であり、４９は不平衡２次タップ端子
である。ここで同調部４１として第１１図に示すものを
用いたが第１２図もしくは第１３図に示すものを用いて
もよく、また電圧可変キャパシタンスダイオード４４と
４５、および不平衡−平衡モード変換器４６は併設せず
とも各々単独設置してもよい。この実施例の場合には同
調周波数を可変制御することが可能で、しかも不平衡信
号回路系と接続することが可能な平衡型可変同調器を構
成することができる。ここで電圧可変キャパシタンスダ
イオード４４および４５の替りに可変空気コンデンサを
用いても所要の目的を達成できることはいう壕でもない
。そして同調＠４１に第１２図もしくは第１３図のもの
を用いた場合には副電極２９もしくは３７および３８の
所要部分をカットすることによって同調周波数帯を任意
に設定することができ、また平衡性も調整することがで
きる。

第１５図ないし第２２図は前記第１１図で説明した平衡
型同調器を代表してその主副電極と誘電体の構造の実施
例を示すものである。第１５図において（ａ）は表面図
、（ｂ）は側面図、（ｃ）は裏面図を示す。（以下第１
６図ないし第２２図において同様）第１６図において１
００は誘電体基板であり、１０１と１０２は分布定数回
路を形成して分布インダクタと分布キャパシタを実現す
る主電極である。電極１０１と１０２のアース端子の設
定は第１５図に示すように対向する主副電極相互におい
て任意の逆方向側となるようにする。（以下第１６図な
いし第２２図において同様）第１６図（ａ）に示す西側
、（Ｂ）と第１５図（Ｃ）に示す（ハ）側、（Ｂ）がそ
れぞれ対応する。（以下第１６図ないし第２２図におい
て同様） 第１６図においては誘電体基板１０３を介して１個所の
屈曲部を有する電極１０４と１０５がそれぞれ対向設置
されている。

第１７図においては誘電体基板１０６’ｉ介して複数個
所の屈曲部を有する電極１０７と１０８がそれぞれ対向
設置されている。

第１８図において誘電体基板１０９’ｉｚ介してメアン
ダ形状の電極１１０と１１１がそ扛ぞれ対向設置さ扛て
いる。

第１９図においては誘電体基板１１２を介してスパイラ
ル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ対向設置さ扛て
いる。

第２０図において誘電体基板１１５の表面に電極１１６
と１１７がそれぞ扛側方対向して設置されている。

第２１図においては誘電体基板１１８の内部に電極１１
９と１２０がそれぞれ対向設置されている。

第２２図においては誘電体基板１２１の内部に電極１２
２が設置され、誘電体基板１２１０表面に電極１２３が
設置されそれぞれの電極１２２と１２３が対向している
０ 以上第１６図ないし第２２図の実施例において対向設置
もしくは並設さルる電極それぞれは同一形状の全面完全
対向としたが、任意の片方電極が他方電極と比較して等
測長さが異なっていても、捷だ相方電極が部分的に対向
するようにしても実現できる。捷た第２０図ないし第２
２図における実施例に用いる電極それぞ７しの形状は第
１６図ないし第１９図に示す実施例で示したものを用い
ても実現することができる。

以上それぞれの実施例において第１６図に示すものは簡
単な電極パターンで構成することができ、第１６図ない
し第１９図に示すものは小さい同調器の占有面積で比較
的大きな分布インダクタンスと分布キャパシタンスを形
成することができ従って比較的低い同調周波数の同調器
を構成することができ、第２０図に示すものは誘電体の
片面のみで電極を形成するので簡単に構成することがで
き、第２１図および第２２図に示すものは多層基板と対
応でき、電極が内蔵さ扛るため外部の要因によって同調
器の性能が影響を受けることが少なく安定なものを構成
することができる等の特徴を有している。

第１６図ないし第２２図において２００ないし２１５は
それぞれ平衡端子である。

以上のように構成された本実施例の平衡型同調器Ｖこつ
いて以下その動作を説明する。

第２３図に第１１図に示す平衡型同調器を代表してその
動作等価回路を示す。第２３図（ａ）　において誘電体
（図示せず）を介して対向設置されるがもしくは誘電体
（図示せず）の表面で並設される主電極１２４と副電極
１２６のアースは互いに逆方向に設定されると共に主電
極１２４の両端子１２６と１２７にはそれぞれ主として
逆位相関係にある異なる位相の信号源１２８と１２９が
接続されて主電極１２４に信号電流を励起する。ここで
主電極１２４と副電極１２５はアース端子をそれぞれ逆
方向側に設定した平行伝送路を形成するので主電極１２
４と副電極１２６それぞれの信号電流は第２３図（ａ）
に示すようにある瞬時においては矢印のような逆位相の
信号電流位相関係を呈する。それにより対向する主電極
１２４と副電極１２５における各々の対向部分に電位差
が発生して分布キャパシタを形成する。そして副電極１
２６のインダクティブ成分は打消されて第２３図（ｂ）
に示すようにアース面１３１と等価になり主電極１２４
との間に分布キャパシタ１３１ｆ実現する。

主電極１２４は第２３図（ｃ）に示すように分布インダ
クタ１３２と等価であり分布キャパシタ１３１と共に分
布定数回路を形成する。これを集中定数回路で示したも
のが第２３図（ｄ）であシインダクタ１３３とキャパシ
タ１３４および１３５の並列共振回路を形成する。ここ
でアース端子１３６は中性点であるためキャパシタ１３
４と１３５は第２３図（ｅ）に示すようにキャパシタ１
３７に集約されて平衡型同調器を実現することができる
。またインダクタ１３３と並列に可変キャパシタ（図示
せず）を設置すれば平衡型可変同調器を実現することが
できる。

上記の動作説明は第１３図および第１４図に示す平衡型
同調器の実施例にも対応できるものであり、第１２図に
示す平衡型同調器の実施例についてもアース端子の設定
と平衡端子の設定がそれぞれにおいて第１１図、第１３
図、第１４図に示すものと逆設定になっているが動作原
理において異なるものではない。

なお上記それぞれの実施例における平衡型同調器の電極
としては金属導体、印刷厚膜導体もしくは薄膜導体等を
使用することができ、捷た誘電体基板としてはアルミナ
セラミック、チタバリ、プラスチック、テフロン、ガラ
ス、マイカ等を使用することができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体層
を介して対向設置するかもしくは誘電体の表面で並設す
る平衡型電極で同調器を構成しているので ■　簡単な構成で平衡型同調器のインダクタ部品とキャ
パシタ部品を一体化構成することができる。

■　超薄型でかつ小型の平衡型同調器を実現することが
できる。

■　平衡型同調器のインダクタとキャノ（シタがリード
レスで接続されるのでリートインダノタやストレーキャ
パシタの影響がなく、従って同調器としての動作が極め
て安定になり同調精度が向上すると共に完全な平衡性を
確保することができる。

■　モジュール化した平衡型同調器が実現できるので機
械的振動に対するインダクタとキャノくシタの定数変動
が皆無であり、同調周波数や平衡性が極めて安定である
。

■　誘電体基板に温度依存性の小さい材料を用いれば同
調周波数や平衡性が周囲温度変化に対して極めて安定な
平衡型同調器を実現することができる。

■　平衡同調器の部品点数を削減することか可能づあり
、製造の合理化やコストダウンが実現できる。

というすぐ扛た効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は平衡型同調器の基本回路図、第２図は従来の平
衡型同調器の部品構成斜視図、第３図（ａ）〜（ｑ）、
第４図（ａ）　、　（ｂ）　、第５図は本発明の動作原
理を示す説明図、第６図（ａ）　−（ｄ）　、第７図（
ａ）　、　（ｂ）　、第８図は従来の同調器における動
作原理金示す説明図、第９図、第１０図は本発明と従来
の同調器の温度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性
図、第１１図ないし第１４図は本発明の実施例における
平衡型同調器の回路構成図、第１５図ないし第２２図は
本発明の実施例における平衡型同調器の例における平衡
型同調器の動作原理説明図である。 １８．２３，２４，３４，３９，１０１，１０４，１０
７，１１０゜１１３．１１６，１１９，１２２，１２４
・・・・・・主電極、２０゜２９．３４，４０，１０２
，１０５，１０８，１１１．１１４，１１６゜１２０．
１２３，１２５・・・−・副電極、１８，１９，２７，
２８゜３２．３３，４２，４３，２００，２０１．２０
２，２０３，２０４゜２０５．２０ら、２０７，２０８
，２０９，２１０，２１１．２１２　。 ２１３．２１４，２１５・・・・・平衡端子、４４．４
５・・−・電圧可変キャパシタンスダイオード、１００
　、１０３　。 １０６．１０９，１１２，１１５，１１８，１２１誘電
体基板。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　夫　ほか１名第１
　図 第　２　図 第３図 第３図 イア７ ２）８ 劇 第４図 第５図 一イｉミぶ１￥ｆト覧タベシ＆！し 第６図 第７図 ＠８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１５　ｉ′ｉ （α）　（ｂ）　（Ｃ） 第１６図 （ｃＬ）（ｂ）（Ｃ） 第１８図 第２１図 （０−）　（ｂ）　（ｃ） （α）　（ｂ）　（ｃ） 第２３図 （の　（、ｄ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）端部もしくは中央部に設定したアース端子を基準
   にしてそれぞれ位相の異なる信号を励起する電極よりな
   る主電極に対して、アースに接続さｎる端子が上記主電
   極と互いに逆方向側となるように設定され、かつ誘電体
   を介して対向設置するがもしくは誘電体の表面で並設す
   る副電極を設けたことを特徴とする同調器。 （２）主電極において互いに逆位相となる信号をそれぞ
   れの電極に励起する特許請求の範囲第１項記載の同調器
   。 （３）不平衡−平衡モード変換器を設置してその平衡モ
   ード出力信号を主電極に供給する特許請求の範囲第２項
   記載の同調器。 （４）主電極もしくは副電極における任意の所要端（５
   ）主電極もしくは副電極の任意の所要部にタノ（６）可
   変リアクタンス素子として電圧可変キャパシタンスダイ
   オードを用いた特許請求の範囲第４項記載の同調器。 （７）主および副電極として少なくとも一個所以上の任
   意の屈曲角もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１項ない
   し第６項のいずれかに記載の同調器。 （８）主および副電極としてスパイラル形状を有するも
   のを用いた特許請求の範囲第１項ないし第６項のいず庇
   かに記載の同調器。 （９）主もしくは副電極における長さを副もしくは主電
   極における長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の
   部分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲第１
   項ないし第８項のいずれかに記載の同調器〇 （１０）　誘電体の内部においてそれぞれの主および副
   電極もしくは任意の片側の主もしくは副電極における部
   分もしくは全部を設置した特許請求の範囲第１項ないし
   第９項のいずれかに記載の同調器。 （１１）同筒形状もしくは角筒形状の銹電体における内
   周部および／もしくは外周部においてそれぞれの主およ
   び副電極を設置した特許請求の範囲第１項ないし第１０
   項のいずれかに記載の同調器。 （１２）主および副電極それぞれにおいてアースに接続
   される端子を、アースと接続せずに共通端子とした特許
   請求の範囲第１項ないし第１１項のいずれかに記載の同
   調器。 （１３）主および／もしくは副電極における所要部分を
   任意に切開し５て可変同調周波数範囲を任意に設定制御
   する特許請求の範囲第１項ないし第１２項のいずれかに
   記載の同調器。 （１４）非接触切開手段により主および／もしくは副電
   極を任意に切開する特許請求の範囲第１３項記載の同調
   器。 （１５）主および／もしくは副電極における任意の所要
   部位をアースに接続する端子もしくは共通端子に設定し
   て可変同調周波数範囲を任意に設定制御する特許請求の
   範囲第１項ないし第１４項のいず扛かに記載の同調器。