JPH11355670A - ピクセルセンサ列増幅器のア―キテクチャ - Google Patents
ピクセルセンサ列増幅器のア―キテクチャInfo
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Abstract
及びその他のノイス゛を除去可能なアクティフ゛ヒ゜クセルセンサ列増幅器
のアーキテクチャを提供する。 【解決手段】ヒ゜クセル列増幅器アーキテクチャにより、ヒ゜クセルセンサアレ
イ(280)からノイス゛が低減された差分イメーシ゛信号(118)が生成
される。このヒ゜クセル列増幅器アーキテクチャは、第1の二重サンフ゜リ
ンク゛(DS)回路(230)、及び第1のDS回路(230)と同じ構成を
有する第2のDS回路(240)から構成される。基板上に生成
された結合したノイス゛成分(74)を含むイメーシ゛信号(38)は、
第1のDS回路(230)に結合される。リセット状態に保持された
基準イメーシ゛信号(102)は、イメーシ゛信号のノイス゛成分を表して
おり、第2のDS回路(240)に結合される。さらに、基準電
圧源(88)が、第1のDS(230)及び第2のDS(240)回路の両方
の基準入力に結合される。第1のDS回路(230)は、差分イメ
ーシ゛信号(118)の第1の側(120)を出力し、第2のDS回路(24
0)は、差分イメーシ゛信号(118)の第2の側(122)を出力する。
Description
置に関するものであり、より詳細には、固体撮像装置上
の1組のピクセルによって生成されたイメージ信号か
ら、固定パネル・ノイズおよび他のノイズの発生源を取
り除くことができる、アクティブピクセルセンサ列増幅
器のアーキテクチャに関するものである。
を対応する電子信号に変換するため、電荷結合素子(C
CD)撮像装置を使用していた。一般的なCCD撮像装
置は、電荷パケットを形成する自由電子を収集すること
ができる、フォトサイト(photosite)のマトリックス
(配列)を含む。この電荷パケットは、フォトサイトに
入射する光子放射に直接比例する。したがって、その配
列の表面上にイメージの焦点を合わせた時、配列の各フ
ォトサイトの電荷パケットは、完全なイメージのそれぞ
れの画素すなわちピクセルに対応する。生成されたフォ
トサイト電荷パケットは、CCDイメージの出力信号と
してシリアルに転送されるCCDシフト・レジスタ内に
パラレル方式で転送される。CCD撮像装置の出力信号
は、その振幅が1つのイメージ・フレームに関する各ピ
クセルのイメージの光度(光の強度)を表す一連の電気
信号である。1秒につき数個のイメージ・フレームに対
応する出力信号を生成するために、連続的にこの処理を
繰り返す。その結果、生成された出力信号中の各フレー
ムは、各フォトサイトで検出された光度に関する情報を
含む。
材料を通る約1〜2cmの距離をほぼ完全に電荷移動さ
せる必要があることである。したがって、このようなC
CD撮像装置は、かなりの量の電力を必要とし、大きな
配列サイズで製造することが困難であり、また、チップ
電子回路上の相補型金属酸化膜半導体(CMOS)に組
み込むことが困難である。その困難性とは、撮像装置に
必要な撮像装置信号処理電子回路はCMOS中で最も良
好に組み立てられるが、標準のCCD処理がCMOS処
理に適合しないことである。
(APS)が、カメラ装置内のCCD撮像装置の代替と
して次第に広まってきた。APSは、配列内の各ピクセ
ル・フォトサイトにおいて1つまたは複数のオンチップ
・トランジスタを利用する。フォトサイトのトランジス
タは、フォトサイトによって生成された電荷パケットに
対応するフォト信号(photo signal)をバッファリング
し、出力信号線を駆動して、逐次的にデータを送り出さ
なければならないCCD撮像装置の欠点を回避する。し
かしながら、一般的なAPS配列は依然として、各フォ
トサイトで検出された光度を表す情報を含む(配列内の
イメージ・データの行を表す)出力信号を各フレーム毎
に生成する。
憶したりバッファに入れたりするための伝統的手法(米
国特許第5,471,515号を参照されたい)は、(露光時間
にわたって集積された)イメージ信号および2個のコン
デンサ上のリセットレベルを個々に記憶することであ
る。これらの2個のコンデンサは、(接地(GND)な
どの)ある基準と1組のソースフォロア増幅器のゲート
の間に接続される。次に2個のソースフォロア増幅器の
出力は、さらにバッファリングしたり、増幅したり、デ
ィジタル化したりすることができる集積された光に比例
する準相関関係のある二重サンプリング差分イメージ信
号を提供する。しかしながら、この伝統的手法にはいく
つかの問題がある。
PN)のため、不均一なバックグラウンド・イメージが
結果として生じるということである。このFPNノイズ
は、空白のディスプレイ上にランダムな縞模様の現れと
して見える。この作用は、1組のソースフォロア増幅器
が、概略的には同一であるが、出力差分信号に(各列に
ついて)ランダムなオフセットを生じる異なるオフセッ
ト電圧を有するために、処理が誘発する不整合によるも
のである。このノイズは、APS配列の設計および製造
に固有のものであり、したがって部品ごとに変化すると
いう点で悪質である。不足がちな集積回路のスペースを
使用する複雑な回路を追加しなければ、これを除去する
ことはできないが、これによって、集積イメージ・セン
サのコストは増加してしまう。
ージに対する高まる要求に応えられる程には、APS配
列からのイメージの解像度が十分シャープでないことで
ある。これは、ソースフォロア増幅器の利得が1(unity
gain)より小さく、そのため感度が低くなり、それによ
って、信号のうちノイズに対する利用可能な信号比率
(S/N)が低減することによる。したがって、電圧フ
ォロアの後に追加されたいずれのノイズも、実際のイメ
ージに対して、より大きく現れる。この作用は、特に低
照明状態で顕著である。ビデオカメラを使用したことの
ある大部分の人々がこの問題を知っている。コスト、必
要電力、不快さ、およびセットアップの全般的な扱いに
くさのために、ユーザはフラッシュやフォト・ランプを
使用することを望まない。したがって、ユーザからの要
望は、低照明状態を含む全ての照明状態で高品質の写真
を得ることができることである。ゆえに、APS配列上
のノイズを削減すること、および/またはイメージ信号
を増大させる必要がある。
題は、イメージが歪曲して現れることである。この歪曲
は、設計に固有のソースフォロア増幅器の非線形性によ
る。ソースフォロア増幅器中にフィードバックがないた
め、非線形性を修正することができない。ユーザが取っ
ておきたいと望む大切な思い出を正確に保存するため、
カメラが鮮明で歪曲のないイメージを常に表示すること
をユーザは要求する。
かのAPS配列が明るい状態でさえスノー・ノイズ効果
を有するイメージを表すことである。このノイズ状態が
起こり得るのは、ソースフォロア増幅器が大量の電力を
消費し、そのためにAPS配列の特定の列がアクセスさ
れていない時に、オフにされるからである。列をサンプ
リングするためにソースフォロア増幅器をオンにする
時、スイッチング回路からの余分な電荷によってこのノ
イズが信号上に生じる。これとは別に、このノイズは、
イメージ信号上に結合される、(電源、基板または他の
スイッチング回路からの)各ソースフォロア増幅器上の
同相モードノイズによっても生じる。同相モードノイズ
の周波数は、通常APS配列からイメージをサンプリン
グする速度とは関係がないため、このノイズはランダム
に現れる傾向があり、したがってユーザにとってスノー
状に見える。この場合でも、ユーザは欠陥のないイメー
ジを要求し、一般にこのノイズには耐えられない。
として暗くされた(減光された)列(この列は、光を集
積している配列内の他のフォトセル列から除いたもので
ある)を使用することによって、これらのノイズ問題を
解決しようとした。しかしながら、基準列フォトサイト
とイメージ列フォトサイトの間のIC処理の不良によっ
て引き起こされる、フォトセルから基板への漏れにおけ
るいかなる差違も、この実施が排除しようとしている固
定パターン・ノイズ(FPN)に対する追加のノイズ源
となるものである。
は利得トランジスタを使用しない)受動ピクセル・サイ
トを使用するいくつかの実施は、従来使用されている電
圧フォロアに関連する問題を改善するため、列増幅器中
で複合演算相互コンダクタンス増幅器を使用する。しか
しながら、その複雑さと大きなICスペースが必要とさ
れることに加えて、製造過程におけるばらつきのため
に、増幅器の利得はIC全域では一致せず、やはり、F
PNの新たな発生源を追加する。
拡大するために必要とされるものは、大きなコストまた
は製造の困難さを加えずにイメージ信号からノイズの発
生源を取り除き、これにより一般の消費者に玄人並の成
果を提供する革新的方法である。
テクチャは、ピクセルセンサ配列からノイズが低減され
た差分イメージ信号を生成する。ピクセル列増幅器アー
キテクチャは、第1の二重サンプリング(DS)回路、
および第1のDS回路と同じ構成を有する第2のDS回
路を備える。基板上で生成されたノイズ成分の組合せを
含むイメージ信号を第1のDS回路に結合する。基準イ
メージ信号は、リセット状態に保持され、イメージ信号
のノイズ成分を表し、第2のDS回路に結合される。さ
らに、第1のDS回路および第2のDS回路の両方の基
準入力に基準電圧源を結合する。第1のDS回路は、差
分イメージ信号の第1の側面を提供し、第2のDS回路
は、差分イメージ信号の第2の側面を提供する。
態は、同等の差分イメージ信号118を生成するもので
あり、アクティブピクセルセンサ・サイト(APS)1
0によって生成されたイメージ信号に導入される、外部
のノイズ成分の発生源の多くを除去することができる。
好ましい実施形態では、ピクセルの少なくとも1つの追
加列(以後基準列102と呼ぶ。また、列の信号の意味
でも使用する)をアクティブピクセルセンサ配列280
に追加する。第1の側面(一方の側)120および第2
の側面(他方の側)122より構成される差分イメージ
信号118の半分を生成するのに、この基準列102を
使用する。基準列ピクセル12は、行復号器210から
の異なるリセット信号を使用することを除いて、配列内
の他のピクセルと同一である。オプションとして、光が
基準列ピクセル12上に当たらないようにそれらを光学
的にマスクして、ノイズが導入されるのをさらに削減す
ることもできる。読み出し中でない時、所与の行に関す
る基準ピクセル12はリセット状態に保持され、したが
って光を集積しない。基準ピクセル12の選択時、オプ
ションとしてこのピクセルをリセットから解除し、基準
列増幅器240をリセット・ピクセル・レベルに駆動す
る一方、全ての列増幅器230を、選択された行の各列
中のピクセルに当たる入射光に比例するレベルまで駆動
する。周囲の照明状態に適合させるために、露光時間中
入射光を集積する。列の読出中、差分イメージ信号11
8の半分(第2の側面122)を提供するために、基準
列増幅器240の出力を常に選択し、差分イメージ信号
118の他の半分(第1の側面120)を提供するため
に、残りの列増幅器230の出力を逐次的に選択する。
基準列増幅器240を含む全ての列増幅器230は、同
一の制御信号、バイアス電圧、および基準電圧Vref
を使用する同一のサンプル・アンド・ホールド増幅器で
ある。各列増幅器中の増幅要素は、単純な2つのトラン
ジスタ増幅器、またはより高い周波数、したがってより
速い読出速度を可能にする、より低い電力消費でより高
い利得を提供するより複雑な構成とすることも可能であ
る。
がある。フェーズ1)配列内の行を選択し、列増幅器に
結合された各々の共通列ライン(共通列ライン上に出力
されるイメージ信号の意味でも使用する)38に結合さ
れた選択行中の各ピクセルからのイメージ信号をサンプ
リングして記憶する。フェーズ2)各選択されたピクセ
ルのリセット状態をサンプリングし記憶して、それぞれ
の記憶したサンプリングイメージ信号から減じる。フェ
ーズ3)逐次的に選択された時に、集積回路の他のシス
テム電子回路によってさらに処理されるべきイメージ・
データの行を形成するために、各列増幅器230の出力
ラインに出力する。3つのフェーズに対する一般的なタ
イムインターバルの設定は、フェーズ1に関しては4マ
イクロ秒、フェーズ2に関しては4マイクロ秒、および
フェーズ3に関しては、イメージに対して必要な露光時
間および配列内の読み出す列の個数によって、1マイク
ロ秒から数百マイクロ秒である。
クティブピクセルセンサ(APS)サイト10の1つの
タイプを示す。このサイトは、光から電気信号への変換
を実行する。アクティブピクセルセンサ配列(アレイ)
は、行および列で形成されるこのAPSサイト10のマ
トリックス(図5参照)である。これらのAPSサイト
10を、図2で示すP+基板である典型的なタイプの半
導体基板20上に製作する。フォト・ウェル(photo we
ll)24を基板内に形成して、無光状態で生成された電
荷が基板20に漏れるのを防止するように設計する。図
2では、この漏れをさらに低減するために、P+基板2
0の上に薄いP−エピタキシャル層16(epi)を形
成する。図2に示すフォト・ウェル24をN+材料で作
製して、拡散ノードを形成する。当業者は、他の可能な
アクティブピクセル・セル、または受動ピクセル・セル
の実施さえ可能であり、それが、本発明の範囲と思想に
影響を及ばさないことを理解するであろう。
光源22を制御し変換するために使用する他の回路に、
フォト・ウェル24を結合する。フォト・ウェル24
(拡散ノード)は、電荷28を記憶することができ、し
たがって電位を発生する寄生コンデンサを含む、(一般
にフォトダイオードとして周知の)逆バイアスされたダ
イオードである。この記憶された電荷28は、電源46
(Vdd)から、活性化されるとフォト・ウェル24を
電荷28で満たすリセット・スイッチ30によって供給
される。リセット・スイッチ30が開いた後、フォト・
ウェル24に当たる光源22によって、光源22からの
光子エネルギーが、フォト・ウェル24およびその下の
基板20の両方の中に、多数の電子−ホールの対を形成
する。電子−ホールの対の数は、光源22から受けた光
エネルギーの強度の関数である。次にフォト・ウェル2
4中で形成されたホールは基板20との接合部に拡散
し、フォト・ウェル24および基板20のバイアス接合
部における電界の影響を受けて基板20中に押し流され
る。同様に、基板20中で形成された電子はフォト・ウ
ェル24と基板20の接合部に向かって拡散し、フォト
・ウェル24に押し流されて接点26で収集される。し
たがって、光によって生成された各電子をフォト・ウェ
ル24内に追加するのに応じて、接点26の電圧が減少
する。
フォト・ウェル24の領域のAPSサイト10の領域に
対する比率、すなわちフォト・ウェル24の領域/AP
Sサイト10の領域)をできるだけ大きく保持するた
め、リセット・スイッチ30、バッファ32、および行
選択スイッチ34をNMOS FETデバイスとして製作するの
が好ましい。この事実は、トランジスタをオンにするた
め、各トランジスタのゲートがトランジスタのソースよ
りも少なくとも1しきい値高いことを必要とする。した
がって、フォト・ウェル24に蓄電される最大電圧は、
リセット・スイッチ30のゲートに現れる、典型的な値
が電源電圧46(Vdd)である電圧より1ゲートしき
い値(この大きさは、使用されるIC処理によって決定
され、一般には0.8Vから1.2Vである)低い。同
様に、電圧フォロア形式のバッファ32では、そのソー
スは、そのゲート上の信号より1ゲートしきい値低い。
したがって、図3で分かるように、共通列ライン38に
のる最大の信号は、電源電圧46(Vdd)より2つの
ゲートしきい値電圧だけ低い。この最大信号はまた、フ
ォト・ウェルに当たる光源22がないことを表す。光源
22がフォト・ウェルに当たると、共通列ライン38上
に示される信号レベルは、光源22の光度に比例する速
度で、光源22の光度が最大のときの電位接地(GN
D)に向かって減少する。
の多数の発生源からノイズがイメージ信号中に導入され
る可能性がある。フォト・ウェル24のリセット時、
(フリッカ・ノイズとも時々呼ばれる)1/fノイズの
1つの発生源が導入される。リセット・トランジスタ3
0のゲート下のシリコンと二酸化珪素の境界における過
剰電子状態によるゲートしきい値の変化によって、この
ノイズが発生する。別のノイズ発生源が基板20から導
入される。バッファ32のしきい値の相違、および電源
46、Vddからもまた、ノイズが導入される可能性も
ある。
イズ比(S/N)を低減するために信号の利得を増大さ
せる方法と、イメージ信号が他の信号と交差するとき
に、迷走ノイズ(stray noise)を拾い上げずにICを
横切ってA/D復号器または他の処理回路にそのイメー
ジ信号を転送する方法と、使用する回路の使用可能な電
圧パラメータ内に信号を保持するために信号をレベルシ
フトする方法である。
イズ(FPN)などの低周波ノイズ成分を低減するため
に、図4に示すような二重サンプリング回路が使用可能
であることが周知である。この回路では、共通列ライン
38が従来技術の列増幅器70に3つのフェーズで信号
を転送する。共通列ライン38は、最初にイメージ信号
を示し、活性化したピクセル選択信号48によりピクセ
ル・スイッチ56を閉じる。第1のフェーズの終わり
で、ピクセル・スイッチ56を開き、ピクセル・コンデ
ンサ52に記憶された電荷がイメージ信号レベルを保持
する。第2のフェーズ中、リセット選択信号50がリセ
ット・スイッチ58を閉じ、次にピクセル・フォトウェ
ル(pixel photowell)をリセットする。第2のフェーズ
の終わりで、ピクセル・フォトウェルのリセット(無
光)状態を表す信号(Vr)が、リセット記憶コンデン
サ54に現れ、リセット・スイッチ58が開く。
60及びリセット電圧フォロア62が、イネーブル制御
64によって動作可能にされ、従来型の差動回路66内
でリセット信号Vrからイメージ信号Vsを減算して、
フォト・ウェルに当たる光度を表すシングルエンド(単
一端)のイメージ信号68が出力される。次に全部の行
を読み出すために、各列ラインを選択的にサンプリング
し、その後、次の行を選択し、再び第1のフェーズから
開始する。この二重サンプリング法により1/fノイズ
及びしきい値FPNノイズ(threshold FPN noise)が低
減される。しかしながら、イメージ信号Vsまたはリセ
ット信号Vrに存在する他のノイズは、従来技術の列増
幅器を通過する。
クティブピクセルセンサ配列280、およびその配列上
に形成されるイメージを制御し読み出すのに使用される
関連回路のブロック図を示す。この配列は、アクティブ
ピクセルセンサ・サイト10の行および列で構成され
る。この例示の図には、5行および5列がある。しかし
ながら、当業者は、行数および列数は任意のサイズとす
ることが可能であり、その場合でも依然として本発明の
好ましい実施形態の思想と範囲に適合することを理解す
るであろう。タイミングコントローラ200を使用し
て、行復号器210に結合された行制御信号260を介
して配列のいずれの行およびいずれの列を読み出すべき
かを選択する。タイミングコントローラ200はまた、
スイッチド・キャパシタ・サンプル・アンド・ホールド
増幅器より構成される各新規の二重サンプリング回路
(DS)である、1組の列増幅器230および基準列増
幅器240に関するタイミングも生成する。さらに、タ
イミングコントローラは、出力のために各列を逐次的に
選択するか、あるいはオプションとして所望の解像度に
応じて異なる間隔で列を出力するようプログラムするこ
ともできる。(行および列の数によって決定される最大
解像度から)半分の解像度のイメージに対する例は、1
列おき、および1行おきに選択したものとすることがで
きる。それぞれの列増幅器230および基準列増幅器2
40は、各共通列ライン38上のAPS配列280を出
た信号をレベルシフトするのに使用される基準電圧源8
8に結合される。各列増幅器230は1つの出力を有す
る。各列増幅器230は、理想的なイメージを表す差分
イメージ信号118の第1の側面120、基準電圧源8
8およびノイズ成分の組み合わせを表すノイズ発生源を
提供する。各列増幅器230はまた、差分イメージ信号
118の第2の側面122のための疑似負荷も提供す
る。基準列増幅器240は、基準電源88とノイズ発生
源成分のみを表す、差分イメージ信号118の第2の側
面122の発生源を提供する。このノイズ発生源成分
は、各列増幅器230の出力の差分イメージ信号118
の第1の側面120上のノイズ発生源成分と同相で同じ
大きさである。基準列増幅器240はまた、差分イメー
ジ信号118の第1の側面120に疑似負荷出力を提供
する。差分イメージ信号118は、デジタル出力270
を提供する差動モードA/D変換器220に結合され
る。
に、2つの基準列を使用するアクティブピクセルセンサ
配列に関する別のブロック図を示す。この方法では、一
方は奇数列、他方は偶数列に対して、差分イメージ信号
118の第2の側面122を供給するために配列境界の
各側の列を使用する。この方法は、追加の差動A/D変
換器220またはマルチプレクサのいずれかを必要と
し、さらにこれら以外に単一の高速差動A/D変換器2
20を必要とし、フレーム読出速度を2倍にする。
に使用されるインタフェースと共に、二重サンプリング
を使用する列増幅器230と、(列増幅器230と同一
の設計およびレイアウトである)基準列増幅器240の
ための回路の好ましい実施形態を概略的に示す。
るバイアス信号44を有するバイアス・トランジスタ3
6を備える電流源によって、バイアスがかけられる。共
通列ライン38はさらに列増幅器230の入力に結合さ
れる。列増幅器230は、タイミングコントローラ20
0からのSn信号49によって制御される第1のスイッ
チ76を備える。第1のスイッチ76は、好ましい実施
形態ではコンデンサである第1の記憶素子78に結合さ
れる。第1の記憶素子78は、さらに増幅器80、第2
のスイッチ92、およびここでも好ましい実施形態では
コンデンサである第2の記憶素子82に結合される。増
幅器80の出力は、Sp信号48によって制御される第
2のスイッチ92と、Sr信号50によって制御される
第3のスイッチ94に結合される。第3のスイッチ94
の他の側は、これもまたSp信号48にって制御される
第4のスイッチ84、および第2の記憶素子82に結合
される。第4のスイッチ84は、さらに基準電圧源8
8、Vrefに結合される。増幅器80の出力は、列増
幅器230の出力を形成する。
準列ライン102は、バイアス44によって制御される
ゲートを有するバイアス・トランジスタ36を備える電
流源によって、バイアスがかけられる。基準列ライン1
02は基準列増幅器240の入力に結合されるととも
に、Sn信号49によって制御される第1のスイッチ1
06に結合される。第1のスイッチ106は、次に容量
性の第1の記憶素子108に結合される。第1の記憶素
子108は、次に増幅器110の入力、Sp信号48に
よって制御される第2のスイッチ96、および容量性の
第2の記憶素子112に結合される。増幅器110の出
力は、第2のスイッチ96と、Sr信号50によって制
御される第3のスイッチ98に結合される。第3のスイ
ッチ98は、Sp信号48が制御する第4のスイッチ9
0、および第2の記憶素子112の他端に結合される。
第4のスイッチ90は、さらに基準電圧源88、Vre
fに結合される。増幅器110の出力は、基準列増幅器
240の出力を形成する。
2の側面)122上のノイズ、および差分イメージ信号
118の列増幅器部分(第1の側面)120に存在する
ノイズの大きさおよび周波数を同じものに維持するため
に、列増幅器230および基準列増幅器240の出力に
は同じ負荷が見えなければならない。各列増幅器230
および基準列増幅器240が疑似負荷を含むことによっ
て、この平衡負荷を実現する。この平衡負荷を有するこ
とによって、ノイズ発生源を本質的に同一の大きさにし
て、差動A/D変換器220内でそれらを相殺すること
ができる。
スタ300、および差分イメージ信号118の第2の側
面122に疑似負荷を形成する第2のトランジスタ31
0に結合される。第1のトランジスタ300は、列選択
信号250(図5および図6参照)の1つである列選択
信号So47によって制御される。第1のトランジスタ
300は、さらに差分イメージ信号118の第1の側面
120に結合される。第2のトランジスタ310は、さ
らに差分イメージ信号118の第2の側面122に結合
される。第2のトランジスタ310のゲートはGND
(グラウンド)に結合される。
ンジスタ320および第4のトランジスタ330に結合
される。第3のトランジスタ320は、そのゲートをG
NDに結合することによって疑似負荷として使用され
る。第3のトランジスタ320の目的は、差分イメージ
信号118の第1の側面120上に追加の平衡負荷を提
供することであり、したがって第3のトランジスタ32
0は、さらに差分イメージ信号118の第1の側面12
0に結合される。第4のトランジスタ330は、さらに
差分イメージ信号118の第2の側面122に結合され
る。第4のトランジスタ330は、そのゲートを基準列
リセット信号18(図9参照)に結合することによっ
て、列出力を読み取る時に動作可能となる。
の列に関する本発明の好ましい実施形態の動作および原
理を示す。共通列ライン38は、理想列出力39と、共
通列増幅器に導入されるノイズ発生源の結合を表す第1
のノイズ成分74より構成される。全ての列増幅器が共
用する基準電圧源88,Vrefは、理想電圧基準信号
87および第2のノイズ成分86によって表される。同
様に、基準列出力102は、理想基準列信号101およ
び第3のノイズ成分104によって表される。
加される電圧オフセット(vos)116を有する増幅器
80によって表される。この信号は、入力オフセット電
圧116と共に増幅器80の単位利得入力電圧を表す。
同様に、基準列増幅器110に関して、電圧オフセット
114が入力信号に追加される。
に使用されるタイミングを示す。Sn49(図9では4
9sn)は、フェーズ1およびフェーズ2の両方の間ア
クティブであり、共通列出力38をサンプリングするの
に使用される。Sp48(図9では48sp)は、フェ
ーズ1の間のみアクティブであり、ピクセル・イメージ
をサンプリングするのに使用される。Sr50(図9で
は50sr)は、フェーズ2およびフェーズ3の間アク
ティブであり、Sr50は、ピクセル・セルがリセット
状態である時にそれをサンプリングし、So47(図9
では47so)によるサンプリングの間列増幅器の出力
を保持するのに使用される。So47は、結果として生
じるイメージ信号を読出すために差分イメージ信号11
8をサンプリングする、第3のフェーズ中の時間を示
す。第1のフェーズの終わりでは、選択されたピクセル
からの安定したイメージ信号が、共通列出力38のノイ
ズ成分と共に使用可能である。フェーズ2の終わりで
は、選択されたピクセルに対する安定したリセット・レ
ベルが、共通列出力38の異なるノイズ成分と共に使用
可能である。フェーズ1の終わりでは、基準列出力10
2に関して、ノイズ成分を有する安定したリセット・レ
ベルが存在する。フェーズ2の終わりでは、基準列出力
は、同一のレベルであるが異なるノイズ成分を有するリ
セット・レベルを有する。列リセット信号40は、フェ
ーズ2の間にピクセルをリセットする時のタイミングを
示す。基準列リセット信号18は、基準列ピクセルをリ
セットするのに使用される異なるリセット信号を示す。
基準列ピクセルは、選択された行のピクセルが読み出し
のために選択されるまで、リセット状態に保持される。
フェーズ1およびフェーズ2の間、差分イメージ信号1
18の第2の側面122をドライブするために選択され
た基準列ピクセルをリセット状態から解放して、電源ノ
イズがフォトセル内にさらに結合するのを防止する。
ける回路の作用および動作を解析することができる。第
1のフェーズ中、スイッチ76はスイッチ92および8
4と同様に閉じられる。スイッチ92が閉じることによ
って増幅器80の入力と出力が短絡し、これにより列増
幅器オフセット電圧116が発生する。同じように、ス
イッチ84が閉じることによって、基準電源88および
ノイズ86が記憶素子82上に配置される。容量C1を
有する第1の記憶素子78上のフェーズ1の終わりにお
ける電荷は、 Q78=C1(Vs39+Vn74−Vos116) である。ただし、Vs39は理想イメージ信号であり、V
n74はノイズ発生源n1 74からの同相モードノイズの項で
あり、またVos116は増幅器80のオフセット電圧であ
る。容量C2を有する第2の記憶素子82上の電荷は、 Q82=C2(Vref87+Vn86−Vos116) である。ただし、Vref87は理想基準電源であり、さら
にVn86はノイズ発生源n286からの同相モードノイズの
項である。
関して、スイッチ106、スイッチ96、およびスイッ
チ90が閉じられ、スイッチ98は開かれる。容量C3
を有する第3の記憶素子108上の電荷は、 Q108=C3(Vr101+Vn104−Vos114) である。ただし、Vr101はフェーズ1の終わりにおける
基準ピクセルのノイズのないリセット・レベルであり、
Vn104はノイズ発生源n3 104から発生する同相モードノ
イズであり、Vos114は増幅器110のオフセット電圧
である。容量C4を有する第4の記憶素子112上の電
荷は、 Q112=C4(Vref87+Vn86−Vos114) である。ただし、Vref87は理想基準電圧源であり、さ
らにVn86はノイズ発生源n2 86からの同相モードノイズ
の項である。
84、スイッチ90、およびスイッチ96は開き、スイ
ッチ98およびスイッチ94は閉じる。スイッチ76お
よびスイッチ106は閉じたままである。フェーズ2の
終わりにおける記憶素子の電荷は以下の通りである。
たピクセルのリセット・レベル。
ピクセルのリセット・レベル。
高インピーダンス入力を備えて、列増幅器80および基
準列増幅器110は製作されるため、増幅器の入力に転
送される電荷は最小であり、したがってフェーズ1から
フェーズ2の、第1の記憶素子78上のいかなる電荷の
差も第2の記憶素子82に転送される。同じ電荷移動の
制限が、第3の記憶素子108と第4の記憶素子112
の間に当てはまる。したがって、ΔQ78を第1の記憶素
子78上のフェーズ1とフェーズ2の間の電荷の差とす
ると、 ΔQ78=C1(Vs39+Vn74−Vos116−Vr39−Vn74’+Vos116) =C1(Vs39−Vr39+Vn74−Vn74’) 同様に、 ΔQ82=C2(Vref87+Vn86−Vos116−Vout80+Vos116) =C2(Vref87−Vout80+Vn86) ΔQ108=C3(Vr101+Vn104−Vos114−Vr101’−Vn104’+Vos114) =C3(Vr101−Vr101’+Vn104−Vn104’) ΔQ112=C4(Vref87+Vn86−Vos114−Vout110+Vos114) =C4(Vref87−Vout110+Vn86) 電荷保存則により、 ΔQ78=ΔQ82 ΔQ108=ΔQ112 したがって、 C1(Vs39−Vr39+Vn74−Vn74’)=C2(V
ref87−Vout80+Vn86) Vout80について解くと、 Vout80=Vref87+Vn86−(C1/C2)(Vs39−V
r39+Vn74−Vn74’) 同様に基準列増幅器240に関して、 C3(Vr101−Vr101’+Vn104−Vn104’)=C4
(Vref87−Vout110+Vn86) Vout110について解くと、 Vout110=Vref87+Vn86−(C3/C4)(Vr101−
Vr101’+Vn104−Vn104’) 基準列増幅器240のレイアウトは列増幅器230のレ
イアウトと同一で、基準列はAPS配列内の列と同一の
バルク基板を共用するので、C3/C4=C1/C2、
Vn104=Vn74、およびVn104’=Vn74’とすることが
でき、さらに基準ピクセルの状態は変更されないため、
Vr101=Vr101’とすると、 Vout110=Vref87+Vn86−(C1/C2)(Vn74−
Vn74’) となり、この場合差分イメージ信号は、 Vout80−Vout110=(C1/C2)(Vr39−Vs39) である。
相モードノイズの発生源が、本質的に本発明の好ましい
実施形態から除去されることを除いて、この結果は(C
1/C2=1の)図4の従来技術の増幅器と同じであ
る。特に、記憶素子78の容量C1および記憶素子82
の容量C2を(C1/C2=C3/C4を保持する、容
量C3およびC4も同様に)調整することによって、信
号の利得を増加させることができる。列増幅器の利得
は、C1とC2の比によって設定される。これらの2つ
の記憶素子は互いに非常に近接しており、所与の列増幅
器において同一の環境を共有しているため、IC全体の
プロセスの差違は、利得要素に相互コンダクタンス増幅
器を使用して実施するような場合程には、個々の列増幅
器間の利得の違いに影響を及ぼさないであろう。
よって、差分イメージ信号118を集積回路を横切って
差動A/D変換器220に、または、差動A/D変換器
220の前の他のアナログ処理回路に送る時に、容量性
の結合により最小の追加ノイズが導入される。列増幅器
回路の設計により、フィードバックが非線形性を低減
し、この回路が増幅器上のオフセット電圧を本質的に除
去するので、列増幅器230内で使用される増幅器にお
ける要件は減少する。
方法として、図8内の回路が提供する機能をブロック形
式で示す。第1の二重サンプリング回路(DS)は、列
増幅器230より構成され、共通列ライン・イメージ信
号38を共に形成する理想イメージ信号39,Vcol
と、第1のノイズ成分74,nlを受ける。このイメー
ジ信号38は、第1のサンプル・ホールド回路140お
よび第1の減算回路130のマイナス入力に結合され
る。第1のサンプル・ホールド回路140の出力は、第
1の減算回路130のプラス入力に結合される。第1の
サンプル・ホールド回路140は、サンプル・ピクセル
Sp信号48によって制御される。第1の減算回路13
0の出力は、コンデンサ領域(面積)比(C1/C2)
によって設定される利得およびオフセット相殺(オフセ
ット消去機能)を有する、第1の増幅器152に結合さ
れる。第1のDS回路はまた、基準電圧源88を形成す
るために第2のノイズ成分86,n2が追加される理想
基準電圧源87を受ける。この基準電圧源88は、サン
プル・ピクセルSp信号48によって制御される、第2
のサンプル・ホールド回路142に結合される。第2の
サンプル・ホールド回路142の出力は、第2の減算回
路132のプラス入力に結合される。第2の減算回路1
32のマイナス入力は、第1の増幅器152の出力を受
ける。第2の減算回路132の出力は、サンプル・リセ
ットSr信号50によって制御される第3のサンプル・
ホールド回路148に結合される。第3のサンプル・ホ
ールド回路148の出力は、差分イメージ信号118の
第1の側面120になる。
0より構成される第2の二重サンプリング回路(DS)
は、共に共通基準列ライン信号102を形成する、理想
基準信号101,Vr_col、および第3のノイズ成
分104,n3を受ける。この共通基準列ライン信号1
02は、第4のサンプル・ホールド回路144、および
第3の減算回路134のマイナス入力に結合される。第
4のサンプル・ホールド回路144の出力は、第3の減
算回路134のプラス入力に結合される。第4のサンプ
ル・ホールド回路144は、サンプル・ピクセルSp信
号48によって制御される。第3の減算回路134の出
力は、コンデンサ領域比(C3/C4、好ましくはC3
/C4=C1/C2)によって設定される利得およびオ
フセット相殺を有する、第2の増幅器154に結合され
る。第2のDS回路はまた、基準電圧源88を形成する
ために第2のノイズ成分86,n2が追加される理想基
準電圧源87を受ける。この基準電圧源88は、サンプ
ル・ピクセルSp信号48によって制御される第5のサ
ンプル・ホールド回路146に結合される。第5のサン
プル・ホールド回路146の出力は、第4の減算回路1
36のプラス入力に結合される。第4の減算回路136
のマイナス入力は、第2の増幅器154の出力を受け
る。第4の減算回路136の出力は、サンプル・リセッ
トSr信号50によって制御される第6のサンプル・ホ
ールド回路150に結合される。第6のサンプル・ホー
ルド回路150の出力は、差分イメージ信号118の第
2の側面122になる。当業者は、この基本的なブロッ
ク図より、いくつかの異なる本発明の実施形態を設計す
ることができるが、それらも依然として本発明の思想及
び範囲内にあることを理解するであろう。
の組み合わせからなる例示的な実施態様を示す。
(118)を生成するためのピクセル列増幅器のアーキ
テクチャであって、第1の二重サンプリング(DS)回
路(230)と、この第1のDS回路(230)と基本
的に同一の構成を有する第2のDS回路(240)とを
備え、各DS回路が入力、出力、および基準入力を有す
ることと、前記第1のDS回路(230)の前記入力が
イメージ信号(38)に結合され、前記イメージ信号
(38)が1組のノイズ成分(74)の影響を受け、前
記第1のDS回路(230)の前記出力が、前記ノイズ
が低減された差分イメージ信号(118)の第1の側面
(120)を出力することと、前記第2のDS回路(2
40)の前記入力が、リセット状態に保持された基準イ
メージ信号(102)に結合され、前記基準イメージ信
号(102)が、前記イメージ信号(38)と同様に前
記1組のノイズ成分(104)の影響を受け、前記第2
のDS回路(240)の前記出力が、前記ノイズが低減
された差分イメージ信号(118)の第2の側面(12
2)を出力することと、前記第1のDS回路(230)
の前記基準入力、および前記第2のDS回路(240)
の前記基準入力に結合された基準電圧源(88)とから
なるピクセル列増幅器のアーキテクチャ。
前記第2のDS回路(240)が、第1のサンプル時間
期間および第2のサンプル時間期間を有し、前記基準電
圧が、前記第1のサンプル時間期間中に、前記第1のD
S回路(230)と前記第2のDS回路(240)の両
方でサンプリングされる、上項1のピクセル列増幅器の
アーキテクチャ。
基準イメージ信号(102)が単一の基板上で生成され
る、上項1のピクセル列増幅器のアーキテクチャ。
第2のDS回路(240)の一つがさらに、入力、出
力、制御入力を有し、該入力が前記1つのDS回路の入
力に結合された、第1のサンプル・ホールド回路(14
0)と、プラス入力、マイナス入力および出力を有し、
該マイナス入力が前記1つのDS回路の入力および前記
第1のサンプル・ホールド回路(140)の入力に結合
され、前記プラス入力が前記第1のサンプル・ホールド
回路(140)の出力に結合された、第1の減算回路
(130)と、オフセット相殺を備え、入力、出力、お
よび利得設定を有し、該利得設定がコンデンサの面積比
によって制御され、該入力が前記第1の減算回路(13
0)の出力に結合された、増幅器(152)と、入力、
出力、および制御信号を有し、該入力が前記1つのDS
回路の基準入力に結合され、該制御信号が第1のサンプ
ル・ホールド回路(140)の制御信号に結合された、
第2のサンプル・ホールド回路(142)と、プラス入
力、マイナス入力および出力を有し、該プラス入力が前
記第2のサンプル・ホールド回路の出力に結合され、該
マイナス入力が前記増幅器(152)の出力に結合され
た、第2の減算回路(132)と、入力、出力、および
制御信号を有し、該入力が前記第2の減算回路(13
2)の出力に結合され、該出力が前記1つのDS回路の
出力に結合された、第3のサンプル・ホールド回路(1
48)と、各1つのDS回路の前記第1のサンプル・ホ
ールド回路(140)および前記第2のサンプル・ホー
ルド回路(142)の前記制御入力に結合された第1の
制御信号と、各1つのDS回路の前記第3のサンプル・
ホールド回路(148)の前記制御入力に結合された第
2の制御信号とを備える、上項1のピクセル列増幅器の
アーキテクチャ。
第2のDS回路(240)の一つがさらに、入力、制御
入力、および出力を有する、第1のスイッチ(76)
と、第1のノードおよび第2のノードを有し、該第1の
ノードが前記第1のスイッチ(76)の出力に結合され
た、第1の記憶素子(78)と、入力、出力、および利
得設定を有し、前記入力が前記第1の記憶素子(78)
の前記第2のノードに結合され、前記出力が前記1つの
DS回路の出力に結合された、増幅器(80)と、第1
のノードおよび第2のノードを有し、該第1のノードが
前記第1の記憶素子(78)の第2のノードおよび前記
増幅器(80)の入力に結合された、第2の記憶素子
(82)と、入力、制御入力、および出力を有し、該入
力が前記増幅器(80)の入力に結合され、該出力が前
記増幅器(80)の出力に結合された、第2のスイッチ
(92)と、入力、制御入力、および出力を有し、該入
力が前記増幅器(80)の出力に結合され、該出力が前
記第2の記憶素子(82)の第2のノードに結合され
た、第3のスイッチ(94)と、入力、制御入力、およ
び出力を有し、該入力が前記第2の記憶素子(82)の
第2のノードに結合され、該出力が前記1つのDS回路
の基準入力に結合された、第4のスイッチ(84)と、
前記1つのDS回路の前記第1のスイッチ(76)の制
御入力に結合された、第1の制御信号と、前記1つのD
S回路の前記第2のスイッチ(92)および前記第4の
スイッチ(84)の制御入力に結合された、第2の制御
信号と、前記1つのDS回路の前記第3のスイッチ(9
4)の制御入力に結合された、第3の制御信号とを備え
る、上項1のピクセル列増幅器のアーキテクチャ。
に基づいて、本質的に寄生ノイズのない差分イメージ信
号(118)を生成するための撮像システムであって、
複数の行と複数の列からなる配列に並べられて、センサ
配列(280)を形成する複数のアクティブピクセルセ
ンサ(10)であって、各アクティブピクセルセンサ
(10)が、拡散ノードにおいて前記アクティブピクセ
ルセンサ(10)によって検出された光度に対応する電
圧、またはリセット信号を生成することができ、各アク
ティブピクセルセンサ(10)が、該アクティブピクセ
ルセンサ(10)の外部で生成された他の信号から、前
記拡散ノード上に存在する前記電圧をバッファリングす
る、複数のアクティブピクセルセンサ(10)と、複数
行と少なくとも1つの列からなる配列に並べられ、それ
によって少なくとも1つの基準列信号(102)を形成
する、複数の基準ピクセルセンサであって、該基準ピク
セルセンサが、拡散ノードで電圧を生成するために基準
リセット信号を有することを除いて、前記アクティブピ
クセルセンサ(10)と基本的に同一の構成を有し、各
基準ピクセルセンサが、前記基準ピクセルセンサの外部
で生成された他の信号から、前記拡散ノード上の前記リ
セット電位をバッファリングする、複数の基準ピクセル
センサと、基準電圧源(88)と、複数のアクティブピ
クセル列増幅器回路であって、各増幅器回路が、各列信
号(38)を形成する列内の前記アクティブピクセルセ
ンサ(10)のそれぞれに接続され、前記列信号(3
8)のそれぞれがノイズ発生源(74)の組合せの影響
を受け、各アクティブピクセル列増幅器回路がさらに、
入力、出力、および基準入力を有し、該入力が前記それ
ぞれの列信号(38)に結合された、第1の二重サンプ
リング(DS)回路(230)と、前記各第1のDS回
路(230)の前記基準入力に結合された前記基準電圧
源(88)を備える、複数のアクティブピクセル列増幅
器回路と、リセット状態に保持された前記基準列信号
(102)のそれぞれに結合された少なくとも1つの基
準列増幅器回路であって、前記基準列信号(102)の
それぞれが、前記それぞれのアクティブピクセル列と同
様にノイズ発生源(104)の組合せの影響を受け、そ
れぞれの基準列増幅器回路がさらに、前記第1のDS回
路(230)と基本的に同一の構成を有し、入力、出
力、および基準入力を有する、第2のDS回路(24
0)を備え、第2のDS回路(240)の前記入力が、
リセット状態に保持された前記それぞれの基準列信号
(102)に結合され、前記各第2のDS回路(24
0)の基準入力が、前記基準電圧源(88)に結合され
ることからなる前記少なくとも1つの基準列増幅器回路
と、前記各アクティブピクセル列増幅器および各基準列
増幅器回路に結合されたタイミングコントローラ(20
0)であって、該タイミングコントローラが、前記複数
のアクティブピクセルセンサ(10)を活性化して、現
在のフレームに対応する電圧信号を前記アクティブピク
セル列増幅器に提供し、及び活性化された基準ピクセル
センサに非リセット信号を提供して、リセット・レベル
に対応する電圧信号を前記それぞれの基準列増幅器回路
に提供し、その後、リセット信号に対応する電圧信号を
前記アクティブピクセル列増幅器回路に、及び前記非リ
セット信号を前記基準列増幅器回路に提供することから
なり、さらに、前記アクティブピクセル列増幅器回路
が、前記各列増幅器回路出力信号を第1の共通出力ライ
ン(120)に逐次的に提供すること、及び第2の共通
出力ライン(122)への前記基準列増幅器出力信号
が、前記撮像システムの寄生ノイズのない差分信号(1
18)を生成することを可能とする前記タイミングコン
トローラ(200)とを備える、撮像システム。
前記第2のDS回路(240)が、第1のサンプル時間
期間および第2のサンプル時間期間を有し、前記基準電
圧(88)が、前記第1のサンプル時間期間中に、前記
第1のDS回路(230)と前記第2のDS回路(24
0)の両方でサンプリングされる、上項6の撮像システ
ム。
準列信号(102)が単一の基板上で生成される、上項
6の撮像システム。
た複数の制御ラインを有する行復号器(210)をさら
に備え、各制御ラインが、それぞれの列信号内の前記ア
クティブピクセルセンサ(10)に接続され、前記行復
号器(210)が、1行内の前記アクティブピクセルセ
ンサ(10)を活性化することができ、前記タイミング
コントローラ(200)が、前記行復号器(210)に
結合され、前記タイミングコントローラ(200)が、
各センサの行が逐次的に活性化されるように各センサの
行を活性化する、上項6の撮像システム。
号(118)を生成するために、ピクセルセンサ配列
(280)の1組の列出力をサンプリングする方法であ
って、前記1組の列出力の第1の列出力(38)をサン
プリングして記憶し、それによって第1のサンプル値を
生成するステップと、前記1組の列出力の前記第1の列
出力(38)をサンプリングし、それによって第2のサ
ンプル値を生成するステップと、前記第2のサンプル値
から前記第1のサンプル値を減算し、それによって第1
のイメージ値を生成するステップと、基準電圧源(8
8)をサンプリングして記憶し、それによって第1のサ
ンプル基準値を生成するステップと、前記第1のサンプ
ル基準値から前記第1のイメージ値を減算し、それによ
って第1の差分イメージ信号(120)を生成するステ
ップと、前記1組の列出力の第2の列(102)をリセ
ット状態に保持するステップと、 前記1組の列出力の
前記第2の列(102)をサンプリングして記憶し、そ
れによって第3のサンプル値を生成するステップと、前
記1組の列出力の前記第2の列(102)をサンプリン
グし、それによって第4のサンプル値を生成するステッ
プと、前記第4のサンプル値から前記第3のサンプル値
を減算し、それによって第2のイメージ値を生成するス
テップと、前記基準電圧源(88)をサンプリングして
記憶し、それによって第2のサンプル基準値を生成する
ステップと、前記第2のサンプル基準値から前記第2の
イメージ値を減算し、それによって第2の差分イメージ
信号(122)を生成するステップとを含む方法。
号に加えられる固定パターンノイズ等のノイズを除去す
る手段が得られるので、鮮明なイメージを簡単に得るこ
とができる。
である。
ブピクセルセンサ・フォトサイトを示す図である。
信号の動作範囲を示す図である。
めに使用する二重サンプリング回路を備える従来技術の
列増幅器を示す図である。
ブピクセルセンサ配列、ならびに追加のインタフェース
および制御ブロックのブロック図である。
る別のブロック図である。
および基準列増幅器の構成を示す概略図である。
実施形態に導入される場所を示す図である。
増幅器、及び基準増幅器を制御するために、本発明の好
ましい実施形態で使用するタイミングを示す図である。
の機能をブロック形式で示す図である。
Claims (1)
- 【請求項1】ノイズが低減された差分イメージ信号(1
18)を生成するためのピクセル列増幅器のアーキテク
チャであって、 第1の二重サンプリング(DS)回路(230)と、こ
の第1のDS回路(230)と基本的に同一の構成を有
する第2のDS回路(240)とを備え、各DS回路が
入力、出力、および基準入力を有することと、 前記第1のDS回路(230)の前記入力がイメージ信
号(38)に結合され、前記イメージ信号(38)が1
組のノイズ成分(74)の影響を受け、前記第1のDS
回路(230)の前記出力が、前記ノイズが低減された
差分イメージ信号(118)の第1の側面(120)を
出力することと、 前記第2のDS回路(240)の前記入力が、リセット
状態に保持された基準イメージ信号(102)に結合さ
れ、前記基準イメージ信号(102)が、前記イメージ
信号(38)と同様に前記1組のノイズ成分(104)
の影響を受け、前記第2のDS回路(240)の前記出
力が、前記ノイズが低減された差分イメージ信号(11
8)の第2の側面(122)を出力することと、 前記第1のDS回路(230)の前記基準入力、および
前記第2のDS回路(240)の前記基準入力に結合さ
れた基準電圧源(88)とからなるピクセル列増幅器の
アーキテクチャ。
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