JPH04358443A

JPH04358443A - 光受信器

Info

Publication number: JPH04358443A
Application number: JP3134190A
Authority: JP
Inventors: Osamu Kinoshita; 修木下
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1991-06-05
Filing date: 1991-06-05
Publication date: 1992-12-11
Anticipated expiration: 2010-08-09
Also published as: US5307196A; JPH0775356B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えばローカルエリ
アネットワーク等のデータ伝送装置に用いられる直流結
合形の光受信器に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、スター網で構成される光ローカ
ルエリアネットワーク等では、データ伝送を効率よく行
うために、不要時にはデータを送出せずに必要時のみデ
ータを送出するという、いわゆるバースト状のデータ伝
送形態をとる。バーストデータの伝送は、一般的な二点
間の連続的なデータ伝送とは異なり、受信信号のレベル
が短時間に大きく変動するという特徴がある。つまり、
無信号期間が長く続いた後に大レベルの信号が到来した
場合、あるいは受信局と距離的に近い送信局Ａの信号の
直後に遠方の送信局Ｂの信号が到来するような場合には
、Ａ局とＢ局の伝送路損失の差等によって受信レベルが
急激に変動する。

【０００３】このようなバーストデータの受信に用いら
れる光受信器としては、第１に、受信レベルの急激な変
動に対して受信不能となる時間を極力小さくすること、
第２に、受信ダイナミックレンジが広いこと、第３に、
温度変動や電源電圧変動等の環境変化に対して安定に動
作することが要求される。

【０００４】従来、第１の要求を満たす方法として、直
流結合増幅で光受信器を構成する方法がある。一般的に
よく用いられる交流結合増幅では、受信レベルが変動し
て識別レベルが平均値に収束するまでに比較的長い時間
を要し、この期間はデータを正しく識別するのが困難に
なる。これに対して、直流結合増幅では、受信レベル変
化の基準となるパルス信号の“０”レベルが識別段まで
伝達されるため、素早い応答が可能になる。

【０００５】しかしながら、直流結合では増幅器のドリ
フトに対する配慮が必要になる。増幅器のドリフトの影
響を排除した光受信器としては、例えば特公平３−７１
７５号公報に示されるように、同一回路定数を持つダミ
ー回路を用いる方法がある。但し、この公報に示された
光受信器は、ダミー増幅回路の出力を分圧してデータの
識別しきい値を設定するという、固定しきい値の方法を
用いているため、受信レベルの変動に伴い、識別された
データのパルス幅変動が大きくなるという問題がある。

【０００６】また、一般に増幅器は温度ドリフト等の静
的な変動に加えて、受信レベルの大きさに依存して動作
点が変動するという、ダイナミックな変動特性も合せ持
っている。受信レベルに依存したダイナミックな変動は
、ダミー回路では検出が不可能である。したがって、デ
ータの識別しいき値はこのダイナミックな変動を考慮し
て高めに設定する必要がある。但し、しきい値を高く設
定することは、最小受信レベルを劣化させ、受信ダイナ
ミックレンジを広くとれないという問題を生ずる。

【０００７】このような問題に対応するため、例えば特
開昭６２−１５４９２８号公報に示されるように、受信
レベルの変化に対応させて識別しきい値を可変する方法
がある。この方法は、受信信号のピーク値を検出して識
別しきい値を可変すると共に、ダミー回路を用いて増幅
器のドリフトを除去する方法である。また、これ以外に
正及び負のピーク検出器を用いて識別しきい値の可変と
ドリフトの除去を行う方法がある。

【０００８】図８は正及び負のピーク検出器を用いる直
流結合形の光受信器の構成を示すブロック図である。同
図において、１００は光信号を電気信号に変換するフォ
トダイオードである。このフォトダイオード１００の出
力電流は増幅器２００に供給される。この増幅器２００
はフォトダイオード１００の出力電流を増幅して電圧信
号に変換するもので、この電圧信号は第１、第２のピー
ク検出器４００，８００に供給される。

【０００９】第１のピーク検出器４００は入力信号から
データの“０”レベル側のピーク値を検出し、第２のピ
ーク検出器８００は入力信号からデータの“１”レベル
側のピーク値を検出するものである。各検出電圧はそれ
ぞれ分圧抵抗ＲＤ１，ＲＤ２を介して合成された後、オ
フセット電圧加算器５００に供給される。

【００１０】このオフセット電圧加算器５００は入力電
圧に予め設定されたオフセット電圧を加算して、無信号
入力期間における比較器６００の出力を“０”に固定す
るためのもので、その加算電圧は比較器６００の（−）
入力端に比較参照電圧として供給される。この比較器６
００は（＋）入力端に増幅器２００の出力を受け、これ
を（−）入力端側の参照電圧と比較して、受信データの
“０”、“１”を識別するものである。

【００１１】図９に図８の動作波形を示す。図９におい
て、（ｆ）は増幅器２００の出力電圧波形、（ｇ）は比
較参照電圧波形、（ｈ）は比較器６００の出力電圧波形
を表している。ＶＧＡはオフセット電圧レベルである。

【００１２】すなわち、距離的に近い送信局Ａの信号の
直後に遠方の送信局Ｂの信号が到来し、Ａ局とＢ局の伝
送路損失の差によって受信レベルが急激に変動して、増
幅器２００の出力電圧が（ｆ）のように変化したとする
。第２のピーク検出器８００は受信データの“１”側の
ピークを検出するため、受信レベルが変化すると、その
変化に応じたピーク電圧が得られる。

【００１３】一方、第１のピーク検出器４００は受信デ
ータの“０”側のピークを検出するため、受信レベルの
変化とは無関係に、増幅器２００の直流動作点に対応す
る電圧を検出して出力する。したがって、第１、第２の
ピーク検出器４００，８００の各出力との間には、受信
データの振幅値に相当する電圧が発生することになる。そこで、この電圧を抵抗ＲＤ１，ＲＤ２で分割した信号
とオフセット電圧ＶＧＡを加算して比較器６００の比較
参照電圧（ｇ）とする。

【００１４】この比較参照電圧（ｇ）は、図に示すよう
に、受信レベルの大小に対応して変化し、比較器６００
では受信データのほぼ１／２の振幅レベルで識別が行わ
れる。また、温度変化等による増幅器２００の動作点変
動（ドリフト）はピーク検出器４００によって検出され
、比較器６００の参照電圧をドリフト相当分だけ同一方
向へ変動させるように動作する。比較器６００は正負両
入力の差を増幅し、同相電圧の変化は除去するように動
作するため、ドリフトによる影響は除去されて安定した
識別が行われる。

【００１５】以上、特開昭６２−１５４９２８号公報あ
るいは図８に代表して示される従来の光受信器は、ドリ
フト補償と識別しきい値の制御を併用することで良好な
バースト受信特性を実現している。しかしながら、複雑
なしきい値電圧選択回路が必要であったり、正及び負の
ピーク検出器が必要である等、回路構成が複雑になる欠
点があった。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
の光受信器は、ドリフト補償と識別しきい値の制御を併
用した場合、良好なバースト受信特性を実現しているも
のの、複雑なしきい値電圧選択回路や正及び負のピーク
検出器が必要である等、回路構成が複雑になるという問
題を有する。

【００１７】この発明は上記の問題を解決するためにな
されたもので、簡易な構成で良好なドリフト補償及び識
別しきい値の制御を実現し得る直流結合形の光受信器を
提供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの発明に係る光受信器は、光電変換素子の出力を直
流結合増幅して比較参照値と比較することによりデータ
の識別を行うものであって、前記光電変換素子の出力を
増幅する増幅器と、この増幅器の出力信号の帯域を制限
するフィルタと、このフィルタの出力基底レベルのピー
ク値を検出し当該検出値に基づいて前記比較参照値を発
生する比較参照値発生手段と、この手段で得られる比較
参照値と前記増幅器の出力信号との大小比較を行う比較
器とを具備して構成される。

【００１９】

【作用】上記構成による光受信器では、光入力信号を光
電変換素子で電気信号に変換し、増幅器で増幅した後、
ローパスフィルタで帯域を制限し、帯域制限されたパル
ス信号の基底レベルのピーク値を検出し、その検出値に
オフセット電圧を加算して比較参照値を生成し、比較器
で増幅器出力をこの比較参照電圧と大小比較してデータ
を識別する。

【００２０】

【実施例】以下、図１乃至図３を参照してこの発明の一
実施例を説明する。

【００２１】図１はその基本構成を示すもので、１はフ
ォトダイオード、２は増幅器、３はローパスフィルタ、
４はピーク検出器、５はオフセット電圧加算器、６は比
較器である。

【００２２】まず、光入力信号はフォトダイオード１で
電気信号に変換され、増幅器２で増幅される。この増幅
器２は、例えば並列帰還形の反転増幅器であって、光入
力信号を負極性の電圧信号に変換する。増幅器２の出力
信号は２分岐され、一方は比較器６の（−）入力端に供
給され、他方はローパスフィルタ３に供給される。

【００２３】上記ローパスフィルタ３は、遮断周波数を
入力データの最高繰返し周波数以下に設定して、増幅器
２から出力されるパルス信号の帯域を制限するものであ
る。ピーク検出器４はローパスフィルタ３によって帯域
制限されたパルス信号の基底レベル（“０”レベル）の
ピーク値を検出し、その出力をオフセット電圧加算器５
に入力する。このオフセット電圧加算器５は、無信号時
における識別出力を“０”に固定するためのオフセット
電圧ＶＧ　をピーク検出器４の出力に加算して出力する
。この加算電圧は比較器６の（＋）入力端に供給される。この比較器６はオフセット電圧加算器５の出力を比較参
照電圧として増幅器２の出力との比較を行う。この際、
増幅器２で反転した極性を元に戻すため、識別データは
比較器６の反転出力端子より取り出す。図２は図１に示
した光受信器の具体例を示す回路構成図である。また、
図３は図２に示した光受信器の動作波形を示す波形図で
ある。

【００２４】図２において、増幅器２は反転増幅器であ
るため、出力信号は図３（ａ）に示すように負極性の信
号となる。この信号は抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１からな
るローパスフィルタ３を介してピーク検出器４に供給さ
れる。

【００２５】このピーク検出器４はＮＰＮトランジスタ
を用いた帰還形構成のものであり、トランジスタＱ１〜
Ｑ３及び抵抗Ｒ２〜Ｒ４からなる差動増幅回路の正相入
力端子（Ｑ１のベース）にローパスフィルタ３の出力を
印加し、逆相入力端子（Ｑ２のベース）にピーク検出コ
ンデンサＣ２の端子電圧を帰還している。

【００２６】ここで、Ｑ４はコンデンサＣ２に正の電荷
を充電するスイッチングトランジスタである。ピーク検
出器に信号が入力されてＱ１のベース電位がＣ２の電位
より高くなると、Ｑ４が導通してＣ２を充電する。Ｃ２
の電位はＱ２のベースに帰還されているため、Ｑ２のコ
レクタにはＱ１のベース電位とＣ２の電位の差電圧が発
生する。Ｑ４はこの差電圧によって駆動されるため、Ｃ
２の電位がＱ１のベース電位とほぼ等しくなるまで充電
が継続される。一方、入力信号が変化してＱ１のベース
電位がＣ２の電位より低くなると、Ｑ４のベース・エミ
ッタ間が逆バイアスされて遮断状態となり、Ｑ４はＣ２
の電位に影響を与えなくなる。このとき、Ｃ２に充電さ
れた電荷は負荷（Ｒ６，Ｒ７等）を通じて放電されるが
、放電時定数を大きくとることによって、Ｃ２にはＱ１
のベースに印加された波形の正のピーク値が保持される
ことになる。尚、抵抗Ｒ５はＣ２への充電時定数を調整
するため、抵抗Ｒ６は放電時定数を調整するためのもの
である。

【００２７】上述したように、ピーク検出器４の入力に
は、ローパスフィルタ３によってデータの最高繰返し周
波数以下に帯域制限された信号が印加される。帯域制限
を受けた信号はデータ部分が振幅中心方向に向かって減
衰を受けた三角状の波形となる。したがって、データ“
０”レベルは、図３（ｄ）に示すように、無信号期間に
おける“０”レベルよりＶｄだけ“１”レベル側（負方
向）に浮き上がった波形となる。この波形の上端をピー
ク検出したピーク検出器４の出力波形は図３（ｅ）のよ
うになる。この出力電圧はオフセット電圧加算器５に印
加される。

【００２８】このオフセット電圧加算器５はトランジス
タＱ５及び抵抗Ｒ７，Ｒ８よりなり、ピーク検出器４の
出力信号をトランジスタＱ５のコレクタ電流と抵抗Ｒ７
の積で決まる電圧ＶＧ　だけ負方向にシフトする。抵抗
Ｒ８はトランジスタＱ５のコレクタ電流を設定するため
の抵抗である。

【００２９】オフセット電圧加算器５の出力は、前述し
たローパルフィルタ３の帯域制限による“０”レベルの
浮き上がりに伴って変化する。この浮き上がり量は受信
レベルの大きさに比例した値となるため、比較器６に印
加される比較参照電圧は、図３（ｂ）に示すように、受
信レベルの大きさに応じて振幅の中心方向に移動する。このため、比較器６では受信レベルの変化に対して安定
な識別が行われる。

【００３０】一方、温度変化等で生ずる増幅器２の動作
点変動は、変化速度が非常に遅く、ローパスフィルタ３
による減衰を受けないために、ピーク検出器４によって
正確に検出される。このため、比較参照電圧は増幅器２
の動作点変化に忠実に追従することになり、その影響は
比較器６の同相除去機能により除去される。

【００３１】したがって、上記構成による光受信器は、
識別しきい値の制御を、従来必要であった正負両極性の
ピーク検出器に代わり、ローパスフィルタと片方のピー
ク検出器のみで実現しているので、回路構成の簡略化を
図ることができる。また、ピーク検出器を帰還形構成と
しているので、差動増幅回路の利得を大きくとることに
よって、スイッチングトランジスタＱ４の温度特性やピ
ーク検出コンデンサＣ２への充電誤差を負帰還の効果で
十分抑圧することができる。つまり、ピーク検出器自身
で発生するドリフトを非常に小さく抑えられるため、増
幅器２で発生するドリフトを精度よく検出し、比較器６
によって除去することができる。

【００３２】図４はこの発明に係る他の実施例を示すブ
ロック図である。図４において、２１は増幅器、３１は
ローパスフィルタ、４１はピーク検出器、５１はオフセ
ット電圧加算器、６１は比較器であり、図１とはオフセ
ット電圧加算器５１の挿入位置が異なる。つまり、ロー
パスフィルタ３１の出力にオフセット電圧を加算し、そ
の出力をピーク検出して比較参照電圧を得るようにした
ものである。

【００３３】図５に図４に示した実施例の具体的な回路
構成をを示す。図５において、抵抗Ｒ１１とコンデンサ
Ｃ１１はローパスフィルタ３１を形成し、抵抗Ｒ１１，
Ｒ８１及びトランジスタＱ５１はオフセット電圧加算器
５１を形成している。

【００３４】抵抗Ｒ１１はローパスフィルタ３１の抵抗
とオフセット電圧発生用の抵抗とを兼ねており、トラン
ジスタＱ５１のコレクタ電流が抵抗Ｒ１１を流れること
によりオフセット電圧を発生する。トランジスタＱ５１
と抵抗Ｒ８１は定電流源を形成しており、抵抗Ｒ１１と
コンデンサＣ１１の接続点からトランジスタＱ５１のコ
レクタ側を見込んだインピーダンスは非常に高く、ロー
パスフィルタ３１の特性にはほとんど影響を与えない。

【００３５】このように、オフセット電圧加算器５１を
ローパスフィルタ３１の後に配置する構成の利点は、ピ
ーク検出器４１の負荷を減らしてピーク検出の放電時定
数を大きくできることであり、データ伝送速度が低い場
合やピーク検出コンデンサの値を小さく抑えて小型のコ
ンデンサを使いたい場合等に適している。

【００３６】図６はさらにこの発明に係る他の実施例を
示すブロック図である。図６において、２２は増幅器、
３２は第１のローパスフィルタ、４２は第１のピーク検
出器、７２は差動増幅器、５２はオフセット電圧加算器
、６２は比較器、２３は増幅器２２と同一回路定数を持
つダミー増幅器、３３はローパスフィルタ３２と同一回
路定数を持つ第２のローパスフィルタ、４３はピーク検
出器４２と同一回路定数を持つ第２のピーク検出器であ
る。

【００３７】すなわち、図６はＩＣ化を考慮した構成で
あり、増幅器２２の動作点変動やピーク検出器４２の温
度特性等を同一回路定数を持つダミー回路２３，３３，
４３で検出し、差動増幅器７２で除去するものである。

【００３８】図７に図６に示した実施例の具体的な回路
構成を示す。図７において、トランジスタＱ１００，Ｑ
１０１と抵抗Ｒ１００〜Ｒ１０２は並列帰還形の反転増
幅器２２であり、トランジスタＱ１０２，Ｑ１０３と抵
抗Ｒ１０３〜Ｒ１０５はダミー増幅器２３である。トラ
ンジスタＱ１０４とコンデンサＣ１０２はピーク検出器
４２であり、図２に示した帰還形のピーク検出回路とは
異なり、ＮＰＮトランジスタ一段の簡易な構成となって
いる。

【００３９】トランジスタＱ１０６〜Ｑ１０８と抵抗Ｒ
１０８〜Ｒ１１２は差動増幅器７２を形成している。こ
の差動増幅器７２は利得をほぼ１に設定して、増幅器２
２からピーク検出器４２の出力までの経路で発生するド
リフトをダミー回路２３，３３，４３で検出して除去す
る。抵抗Ｒ１０９，Ｒ１１３及びトランジスタＱ１０９
はオフセット電圧加算器５２を形成している。

【００４０】抵抗Ｒ１０９は差動増幅器７２の出力抵抗
（トランジスタＱ１０７のコレクタ抵抗）とオフセット
電圧発生用の抵抗とを兼ねており、トランジスタＱ１０
９のコレクタ電流が抵抗Ｒ１０９を流れることによりオ
フセット電圧を発生する。

【００４１】以上述べたように、この発明による光受信
器は、正または負のどちらか一方のピーク検出器を備え
る構成であるため、正負両極性のピーク検出器を用いた
従来の光受信器に比べて回路構成の簡略化が図れるだけ
でなく、高速データの受信に適した光受信器が実現でき
るという利点がある。

【００４２】すなわち、一般に正のピーク検出はＮＰＮ
トランジスタを用い、負のピーク検出はＰＮＰトランジ
スタを用いて構成するが、現在のＩＣ製造プロセスでは
ＰＮＰトランジスタはＮＰＮトランジスタに比較して動
作速度が遅く、データ伝送速度が数十Ｍｂ／ｓ以上の高
速になると負のピーク検出器が動作しなくなる。

【００４３】これに対して、この発明による光受信器は
、高速動作に適したＮＰＮトランジスタのみでピーク検
出器を構成することが可能なため、数十Ｍｂ／ｓ以上の
高速データ伝送領域にまで適用可能な光受信器を実現で
きる。

【００４４】また、この発明による光受信器は、増幅器
の出力信号を帯域制限し、その制限した信号の基底レベ
ルの変化を検出して識別しきい値を制御することにより
、温度変化や電源電圧変動による増幅器の静的なドリフ
トを排除できるだけでなく、受信レベルの変化に起因す
る増幅器のダイナミックなドリフトの影響を除去するこ
とができ、受信ダイナミックレンジの拡大を図ることが
できる。尚、この発明は上記実施例に限らず、その要旨
を変更しない範囲で種々変形してもよいことは勿論であ
る。

【００４５】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、簡易な
構成で良好なドリフト補償及び識別しきい値の制御を実
現し得る直流結合形の光受信器を提供することができる
。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係る光受信器の一実施例として基本
構成を示すブロック図。

【図２】図１に示した実施例の具体的な回路構成を示す
回路図。

【図３】図２に示した回路の動作を説明するための波形
図。

【図４】この発明に係る他の実施例の基本構成を示すブ
ロック図。

【図５】図４に示した実施例の具体的な回路構成を示す
回路図。

【図６】この発明に係る他の実施例の基本構成を示すブ
ロック図。

【図７】図６に示した実施例の具体的な回路構成を示す
回路図。

【図８】従来の直流結合形の光受信器の構成を示すブロ
ック図。

【図９】図８に示した光受信器の動作を説明するための
波形図。

【符号の説明】

１，１１…フォトダイオード、２，２１，２２…増幅器
、２３…ダミー増幅器、３，３１，３２，３３…ローパ
スフィルタ、４，４１，４２，４３…ピーク検出器、５
，５１，５２…オフセット電圧加算器、６，６１，６２
…比較器、７２…差動増幅器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】　　光電変換素子の出力を直流結合増幅し
て比較参照値と比較することによりデータの識別を行う
光受信器において、前記光電変換素子の出力を増幅する
増幅器と、この増幅器の出力信号の帯域を制限するフィ
ルタと、このフィルタの出力基底レベルのピーク値を検
出し当該検出値に基づいて前記比較参照値を発生する比
較参照値発生手段と、この手段で得られる比較参照値と
前記増幅器の出力信号との大小比較を行う比較器とを具
備する光受信器。
【請求項２】　　前記比較参照値発生手段は、前記フィ
ルタの出力基底レベルのピーク値を検出するピーク検出
器と、このピーク検出器の出力に所定の直流電圧を加算
するオフセット電圧加算器とを備えることを特徴とする
請求項１記載の光受信器。
【請求項３】　　前記比較参照値発生手段は、前記フィ
ルタの出力に所定の直流電圧を加算するオフセット電圧
加算器と、このオフセット電圧加算器の出力基底レベル
のピーク値を検出するピーク検出器とを備えることを特
徴とする請求項１記載の光受信器。
【請求項４】　　前記フィルタは遮断周波数を受信デー
タの最高繰返し周波数より低く設定することを特徴とす
る請求項１記載の光受信器。
【請求項５】　　光電変換素子の出力を直流結合増幅し
て比較参照値と比較することによりデータの識別を行う
光受信器において、前記光電変換素子の出力を増幅出力
する第１の増幅器と、この第１の増幅器の出力信号の帯
域を制限する第１のフィルタと、この第１のフィルタの
出力基底レベルのピーク値を検出する第１のピーク検出
器と、前記第１の増幅器と同一の回路定数を有するダミ
ー増幅器と、前記第１のフィルタと同一回路定数を有し
前記ダミー増幅器の出力帯域を制限する第２のフィルタ
と、前記第１のピーク検出器と同一の回路定数を有し前
記第２のフィルタの出力基底レベルのピーク値を検出す
る第２のピーク検出器と、前記第１のピーク検出器出力
と前記第２のピーク検出器出力との差を抽出し増幅出力
する差動増幅器と、この差動増幅器の出力に所定の直流
電圧を加算して前記比較参照値を生成するオフセット電
圧加算器と、前記第１の増幅器の出力信号と前記オフセ
ット電圧加算器の出力信号との大小比較を行う比較器と
を具備する光受信器。
【請求項６】　　前記第１のフィルタは、遮断周波数を
受信データの最高繰返し周波数より低く設定することを
特徴とする請求項５記載の光受信器。