JP2954127B2 - 赤外線信号受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は赤外線信号受信装置
に関する。
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４に従来の一般的な赤外線信号受信装
置のブロック図を示す。特定の周波数を持つ搬送波が断
続することにより構成されるパルス位置変調（Ｐｕｌｓ
ｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下Ｐ
ＰＭと略す）信号が赤外線ＬＥＤを導通し、赤外線を媒
体とする赤外線変調波となり、伝送される。赤外線感知
素子１はこの赤外線変調波を受信する。増幅回路２でＰ
ＰＭ信号を増幅した後、ＰＰＭ変調信号の搬送波に同調
したバンド・パス・フィルタ（以下ＢＰＦと略す）３で
不要な信号やノイズを除去する。検波回路４でＰＰＭ信
号の断続に応じてロウレベル／ハイレベルを検出する。
検波回路４の出力信号を波形整形回路５で波形整形し、
ＰＰＭ信号の搬送波の断続に応じたパルスを出力端子０
より出力する。
置のブロック図を示す。特定の周波数を持つ搬送波が断
続することにより構成されるパルス位置変調（Ｐｕｌｓ
ｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下Ｐ
ＰＭと略す）信号が赤外線ＬＥＤを導通し、赤外線を媒
体とする赤外線変調波となり、伝送される。赤外線感知
素子１はこの赤外線変調波を受信する。増幅回路２でＰ
ＰＭ信号を増幅した後、ＰＰＭ変調信号の搬送波に同調
したバンド・パス・フィルタ（以下ＢＰＦと略す）３で
不要な信号やノイズを除去する。検波回路４でＰＰＭ信
号の断続に応じてロウレベル／ハイレベルを検出する。
検波回路４の出力信号を波形整形回路５で波形整形し、
ＰＰＭ信号の搬送波の断続に応じたパルスを出力端子０
より出力する。
【０００３】赤外線感知素子１は一般にＰｉｎフォトダ
イオードが使用され、増幅回路２によりＰＰＭ信号を適
正な利得で増幅し、ＢＰＦ３に入力している。
イオードが使用され、増幅回路２によりＰＰＭ信号を適
正な利得で増幅し、ＢＰＦ３に入力している。
【０００４】次に、ＢＰＦ３以降の回路構成の従来例を
図５により詳しく説明する。コンデンサＣ１は一端が増
幅回路２の出力端に接続され、他端がバッファー回路１
２の入力端と、非反転入力端と反転入力端を有する可変
トランスコンダクタンスアンプ１１の出力端に接続され
ている。バッファー回路１２の出力は非反転入力端と反
転入力端を有する可変トランスコンダクタンスアンプ１
３の非反転入力端に接続されている。可変トランスコン
ダクタンスアンプ１３の出力端はバッファー回路１４の
入力端と、コンデンサＣ２の一端に接続されている。コ
ンデンサＣ２の他端はＧＮＤに接続されている。バッフ
ァー回路１４の出力端は可変トランスコンダクタンスア
ンプ１１の反転入力端と抵抗Ｒ２の一端に接続されてい
る。可変トランスコンダクタンスアンプ１１の非反転入
力端は電圧源の正端子と抵抗Ｒ１の一端に接続されてい
る。抵抗Ｒ１の他端は抵抗Ｒ２の他端と可変トランスコ
ンダクタンスアンプ１３の反転入力端に接続されてい
る。以上によりコンデンサＣ１の一端を入力端、バッフ
ァー回路１４の出力端を出力端とするＢＰＦ３が構成さ
れている。
図５により詳しく説明する。コンデンサＣ１は一端が増
幅回路２の出力端に接続され、他端がバッファー回路１
２の入力端と、非反転入力端と反転入力端を有する可変
トランスコンダクタンスアンプ１１の出力端に接続され
ている。バッファー回路１２の出力は非反転入力端と反
転入力端を有する可変トランスコンダクタンスアンプ１
３の非反転入力端に接続されている。可変トランスコン
ダクタンスアンプ１３の出力端はバッファー回路１４の
入力端と、コンデンサＣ２の一端に接続されている。コ
ンデンサＣ２の他端はＧＮＤに接続されている。バッフ
ァー回路１４の出力端は可変トランスコンダクタンスア
ンプ１１の反転入力端と抵抗Ｒ２の一端に接続されてい
る。可変トランスコンダクタンスアンプ１１の非反転入
力端は電圧源の正端子と抵抗Ｒ１の一端に接続されてい
る。抵抗Ｒ１の他端は抵抗Ｒ２の他端と可変トランスコ
ンダクタンスアンプ１３の反転入力端に接続されてい
る。以上によりコンデンサＣ１の一端を入力端、バッフ
ァー回路１４の出力端を出力端とするＢＰＦ３が構成さ
れている。
【０００５】図５において、ＢＰＦ３の同調周波数ｆ０
は、コンデンサーＣ１，Ｃ２の容量値をＣ１，Ｃ２、可
変トランスコンダクタンスアンプ１１，１３のｇｍをそ
れぞれｇｍ１，ｇｍ２とすると、（１）式で表され、
は、コンデンサーＣ１，Ｃ２の容量値をＣ１，Ｃ２、可
変トランスコンダクタンスアンプ１１，１３のｇｍをそ
れぞれｇｍ１，ｇｍ２とすると、（１）式で表され、
【０００６】
【数１】
【０００７】抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で設定される帰還量に
応じて、同調周波数ｆ０と同調する周波数のみが増幅さ
れる。
応じて、同調周波数ｆ０と同調する周波数のみが増幅さ
れる。
【０００８】ＢＰＦ３の出力端はＤＣレベルシフト回路
１５の入力に接続されている。ＤＣレベルシフト回路１
５は、ＮＰＮトランジスタＱ１００のベースとＮＰＮト
ランジスタＱ１０１のベースが接続され、ＮＰＮトラン
ジスタＱ１００のエミッタと定電流源２５が接続され、
第１の出力とし、ＮＰＮトランジスタＱ１０１のエミッ
タと定電流源２６が接続され、第２の出力とする構成を
なしている。ＤＣレベルシフト回路１５の第１の出力は
差動増幅器のＮＰＮトランジスタＱ１０２のベースに接
続され、ＤＣレベルシフト回路１５の第２の出力はロー
パスフィルター１６の入力に接続されている。ローパス
フィルター１６は抵抗Ｒ４の一端を入力とし、他端が接
地のコンデンサーＣ３に接続され、抵抗Ｒ４とコンデン
サーＣ３との接続点を出力とする構成をなしている。ロ
ーパスフィルター１６の出力は差動増幅器のもう一方の
ＮＰＮトランジスタＱ１０３のベースに接続されてい
る。差動増幅器の出力端はカレントミラー回路１７の入
力端１７．１に接続されている。カレントミラー回路１
７の出力端１７．２はカレントミラー回路２３の出力端
２３．３と、一端が接地されたコンデンサＣ４の他端に
接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１０２とＱ１０
３のエミッタはカレントミラー回路２３の出力端２３．
２に接続されている。カレントミラー回路２３の入力端
２３．１は抵抗Ｒ５を介して電圧源に接続されている。
１５の入力に接続されている。ＤＣレベルシフト回路１
５は、ＮＰＮトランジスタＱ１００のベースとＮＰＮト
ランジスタＱ１０１のベースが接続され、ＮＰＮトラン
ジスタＱ１００のエミッタと定電流源２５が接続され、
第１の出力とし、ＮＰＮトランジスタＱ１０１のエミッ
タと定電流源２６が接続され、第２の出力とする構成を
なしている。ＤＣレベルシフト回路１５の第１の出力は
差動増幅器のＮＰＮトランジスタＱ１０２のベースに接
続され、ＤＣレベルシフト回路１５の第２の出力はロー
パスフィルター１６の入力に接続されている。ローパス
フィルター１６は抵抗Ｒ４の一端を入力とし、他端が接
地のコンデンサーＣ３に接続され、抵抗Ｒ４とコンデン
サーＣ３との接続点を出力とする構成をなしている。ロ
ーパスフィルター１６の出力は差動増幅器のもう一方の
ＮＰＮトランジスタＱ１０３のベースに接続されてい
る。差動増幅器の出力端はカレントミラー回路１７の入
力端１７．１に接続されている。カレントミラー回路１
７の出力端１７．２はカレントミラー回路２３の出力端
２３．３と、一端が接地されたコンデンサＣ４の他端に
接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１０２とＱ１０
３のエミッタはカレントミラー回路２３の出力端２３．
２に接続されている。カレントミラー回路２３の入力端
２３．１は抵抗Ｒ５を介して電圧源に接続されている。
【０００９】次に、検波回路４の動作を図６を用い説明
する。図６（１）はＰＰＭ変調信号の波形の一例で、搬
送波のあるオン期間とＤＣ信号のみのオフ期間とで構成
される。ＰＰＭ変調信号はＢＰＦ３の出力から検波回路
４内のＤＣレベルシフト回路１５に入力され、二方向に
分かれる。一方はＮＰＮトランジスタＱ１００のエミッ
タホロワを介し、ＮＰＮトランジスタＱ１０２のベース
に伝達される。他方はＮＰＮトランジスタＱ１０１のエ
ミッタホロワを介し、ローパスフィルター１６で搬送波
が除去され、ＮＰＮトランジスタＱ１０３のベースに伝
達する。ＮＰＮトランジスタＱ１０２，１０３は差動ス
イッチとして動作し、ＮＰＮトランジスタＱ１０２のベ
ース電位がＮＰＮトランジスタＱ１０３のベース電位よ
り低いと、ＮＰＮトランジスタＱ１０３がオンし、カレ
ントミラー回路１７を通し出力端１７．２に電流が流
れ、ＮＰＮトランジスタＱ１０２のベース電位がＮＰＮ
トランジスタＱ１０３のベース電位より高いとＮＰＮト
ランジスタＱ１０３がオフし、カレントミラー回路１７
の出力端１７．２に電流が流れない。
する。図６（１）はＰＰＭ変調信号の波形の一例で、搬
送波のあるオン期間とＤＣ信号のみのオフ期間とで構成
される。ＰＰＭ変調信号はＢＰＦ３の出力から検波回路
４内のＤＣレベルシフト回路１５に入力され、二方向に
分かれる。一方はＮＰＮトランジスタＱ１００のエミッ
タホロワを介し、ＮＰＮトランジスタＱ１０２のベース
に伝達される。他方はＮＰＮトランジスタＱ１０１のエ
ミッタホロワを介し、ローパスフィルター１６で搬送波
が除去され、ＮＰＮトランジスタＱ１０３のベースに伝
達する。ＮＰＮトランジスタＱ１０２，１０３は差動ス
イッチとして動作し、ＮＰＮトランジスタＱ１０２のベ
ース電位がＮＰＮトランジスタＱ１０３のベース電位よ
り低いと、ＮＰＮトランジスタＱ１０３がオンし、カレ
ントミラー回路１７を通し出力端１７．２に電流が流
れ、ＮＰＮトランジスタＱ１０２のベース電位がＮＰＮ
トランジスタＱ１０３のベース電位より高いとＮＰＮト
ランジスタＱ１０３がオフし、カレントミラー回路１７
の出力端１７．２に電流が流れない。
【００１０】ＮＰＮトランジスタＱ１０３がオンしてカ
レントミラー回路１７から流れ出す電流Ｉ４をカレント
ミラー回路２３の出力端２３．３の電流Ｉ３より適当に
大きくすることで、ＮＰＮトランジスタＱ１０３のオン
時は、電流Ｉ４とＩ３の差分の電流でコンデンサＣ４を
充電し、ＮＰＮトランジスタＱ１０３のオフ時は電流Ｉ
３でコンデンサＣ４を放電する。ＰＰＭ変調信号のオン
期間では、電流Ｉ４とＩ３の差分の充電電流と電流Ｉ３
の放電電流により、コンデンサＣ４はノコギリ波状の充
放電を繰り返しながらハイレベルとなり、ＰＰＭ変調信
号のオフ間では、電流Ｉ３の放電電流だけによりロウレ
ベルとなる。この時の充電電圧・放電電圧を次式に示
す。
レントミラー回路１７から流れ出す電流Ｉ４をカレント
ミラー回路２３の出力端２３．３の電流Ｉ３より適当に
大きくすることで、ＮＰＮトランジスタＱ１０３のオン
時は、電流Ｉ４とＩ３の差分の電流でコンデンサＣ４を
充電し、ＮＰＮトランジスタＱ１０３のオフ時は電流Ｉ
３でコンデンサＣ４を放電する。ＰＰＭ変調信号のオン
期間では、電流Ｉ４とＩ３の差分の充電電流と電流Ｉ３
の放電電流により、コンデンサＣ４はノコギリ波状の充
放電を繰り返しながらハイレベルとなり、ＰＰＭ変調信
号のオフ間では、電流Ｉ３の放電電流だけによりロウレ
ベルとなる。この時の充電電圧・放電電圧を次式に示
す。
【００１１】
【数２】
【００１２】コンデンサＣ４の充放電信号は波形整形回
路５に入力され、ヒステリシスコンパレータ１８の持っ
ているヒステリシス幅をインバータ蛍光灯等の外来光ノ
イズで発生するノコギリ波の波高値に応答しないように
設定して波形整形を行い、出力端子６よりＰＰＭ変調信
号のオン期間に比例したパルスを出力する。
路５に入力され、ヒステリシスコンパレータ１８の持っ
ているヒステリシス幅をインバータ蛍光灯等の外来光ノ
イズで発生するノコギリ波の波高値に応答しないように
設定して波形整形を行い、出力端子６よりＰＰＭ変調信
号のオン期間に比例したパルスを出力する。
【００１３】さらに図６（２）を用い詳細に説明する。
図６（２）はＮＰＮトランジスタＱ１０２，１０３ベー
スでの波形の一例である。ＮＰＮトランジスタＱ１０２
のベースにはＰＰＭ変調信号のオフ期間あるいは無信号
時に内部素子や外来光によるノイズがあり、このノイズ
がＮＰＮトランジスタＱ１０３のベースを超え検波出力
がロウレベルになり、検波回路４が誤動作する。この誤
動作を防止するため、ＤＣレベルシフト回路１５におい
て、ＮＰＮトランジスタＱ１００，１０１に流す電流Ｉ
１，Ｉ２の差で、ＮＰＮトランジスタＱ１００，１０１
のＶBEに電位差を持たせることでＮＰＮトランジスタＱ
１０２，１０３のベースにＤＣオフセットを付けてい
る。このＤＣオフセットが検波しきい値電圧となる。Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１０２のベースに入力されるＢＰＦ
出力信号は図６（２）の波形のようにＰＰＭ変調信号の
終了時点から群遅延の区間が発生し、前記検波しきい値
電圧を固定した場合は前記群遅延の区間も検波してしま
い、図６（２）のオン期間、オフ期間に応じて示した図
６（３）の波形整形回路５の出力パルスのように前記群
遅延の区間分ＰＰＭ変調波のオン期間よりも長くなり、
誤動作となる。この誤動作を防止するため、ローパスフ
ィルター１６の充放電電流比を５０：１程度に設定し、
ＢＰＦ出力信号レベルに応じて検波しきい値電圧が上昇
するようにし、ＢＰＦ出力信号の上側の上部を検波さ
せ、前記群遅延の区間を検波させずに、出力端子０から
ＰＰＭ変調信号に比例したパルスを出力させる（図６
（３）参照）。
図６（２）はＮＰＮトランジスタＱ１０２，１０３ベー
スでの波形の一例である。ＮＰＮトランジスタＱ１０２
のベースにはＰＰＭ変調信号のオフ期間あるいは無信号
時に内部素子や外来光によるノイズがあり、このノイズ
がＮＰＮトランジスタＱ１０３のベースを超え検波出力
がロウレベルになり、検波回路４が誤動作する。この誤
動作を防止するため、ＤＣレベルシフト回路１５におい
て、ＮＰＮトランジスタＱ１００，１０１に流す電流Ｉ
１，Ｉ２の差で、ＮＰＮトランジスタＱ１００，１０１
のＶBEに電位差を持たせることでＮＰＮトランジスタＱ
１０２，１０３のベースにＤＣオフセットを付けてい
る。このＤＣオフセットが検波しきい値電圧となる。Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１０２のベースに入力されるＢＰＦ
出力信号は図６（２）の波形のようにＰＰＭ変調信号の
終了時点から群遅延の区間が発生し、前記検波しきい値
電圧を固定した場合は前記群遅延の区間も検波してしま
い、図６（２）のオン期間、オフ期間に応じて示した図
６（３）の波形整形回路５の出力パルスのように前記群
遅延の区間分ＰＰＭ変調波のオン期間よりも長くなり、
誤動作となる。この誤動作を防止するため、ローパスフ
ィルター１６の充放電電流比を５０：１程度に設定し、
ＢＰＦ出力信号レベルに応じて検波しきい値電圧が上昇
するようにし、ＢＰＦ出力信号の上側の上部を検波さ
せ、前記群遅延の区間を検波させずに、出力端子０から
ＰＰＭ変調信号に比例したパルスを出力させる（図６
（３）参照）。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の赤外線
信号受信装置は、次のような問題点がある。
信号受信装置は、次のような問題点がある。
【００１５】第１の問題点は、従来の送信フォーマット
では、図７（１）に示すように、ＰＰＭ変調信号の連続
波が１０８ｍｓで一命令の搬送波が送られてきたが、最
近、図７（２）のように特定の送信フォーマット（例え
ばＶＴＲサーチモード）では、一命令が１０８ｍｓ以上
と長い搬送波でＰＰＭ変調信号が送られてくるため１０
８ｍｓ以上で検波できなくなり、出力端子０がハイレベ
ルとなり、命令を正確に伝達できなく、誤動作を起こさ
せることである（図７（３），（４）参照）。
では、図７（１）に示すように、ＰＰＭ変調信号の連続
波が１０８ｍｓで一命令の搬送波が送られてきたが、最
近、図７（２）のように特定の送信フォーマット（例え
ばＶＴＲサーチモード）では、一命令が１０８ｍｓ以上
と長い搬送波でＰＰＭ変調信号が送られてくるため１０
８ｍｓ以上で検波できなくなり、出力端子０がハイレベ
ルとなり、命令を正確に伝達できなく、誤動作を起こさ
せることである（図７（３），（４）参照）。
【００１６】その理由は、ＮＰＮトランジスタＱ１０
２，１０３のベース電圧差のオフセット電圧である検波
しきい値電圧を、ローパスフィルター１６でＢＰＦ出力
信号の搬送波を除去し、かつ、充放電電流の比を変えて
ＢＰＦ出力信号に応じて上昇させていることで、検波し
きい値電圧が、ＢＰＦ出力信号が入力されつづけると、
図７（３）ようにオフ期間の電位も上昇するため、最終
的にＢＰＦ出力信号ピークレベルとＤＣオフセットを足
した値まで達する。このことから、検波しきい値電圧が
ＮＰＮトランジスタＱ１０２のベースに入力されるＢＰ
Ｆ出力信号を前記オフセット電圧分まで超えてしまい、
ＰＰＭ変調信号のオン期間の間を検波（ＮＰＮトランジ
スタＱ１０３がオン）できなくなるためである。
２，１０３のベース電圧差のオフセット電圧である検波
しきい値電圧を、ローパスフィルター１６でＢＰＦ出力
信号の搬送波を除去し、かつ、充放電電流の比を変えて
ＢＰＦ出力信号に応じて上昇させていることで、検波し
きい値電圧が、ＢＰＦ出力信号が入力されつづけると、
図７（３）ようにオフ期間の電位も上昇するため、最終
的にＢＰＦ出力信号ピークレベルとＤＣオフセットを足
した値まで達する。このことから、検波しきい値電圧が
ＮＰＮトランジスタＱ１０２のベースに入力されるＢＰ
Ｆ出力信号を前記オフセット電圧分まで超えてしまい、
ＰＰＭ変調信号のオン期間の間を検波（ＮＰＮトランジ
スタＱ１０３がオン）できなくなるためである。
【００１７】本発明の目的は、特定の送信フォーマット
のように、一命令が１０８ｍｓ以上のＰＰＭ変調信号で
も検波しきい値電圧がＮＰＮトランジスタＱ１０２のベ
ースに入力されるＢＰＦ出力レベルを超えることなく、
ＰＰＭ変調信号のオン期間を検波し、出力端子からＰＰ
Ｍ変調信号のオン期間に比例したパルスを出力し、正確
に命令を伝達する赤外線信号受信装置を提供することで
ある。
のように、一命令が１０８ｍｓ以上のＰＰＭ変調信号で
も検波しきい値電圧がＮＰＮトランジスタＱ１０２のベ
ースに入力されるＢＰＦ出力レベルを超えることなく、
ＰＰＭ変調信号のオン期間を検波し、出力端子からＰＰ
Ｍ変調信号のオン期間に比例したパルスを出力し、正確
に命令を伝達する赤外線信号受信装置を提供することで
ある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明の赤外線信号受信
装置は、赤外線感知素子と、該赤外線感知素子により受
信した信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路で増幅し
た信号から特定の周波数成分を抽出するＢＰＦと、該Ｂ
ＰＦの出力信号を検波する検波回路と、該検波回路の出
力信号の波形を整形する波形整形回路とを有する赤外線
信号受信装置において、前記検波回路のＤＣレベルシフ
ト回路の入力を２系統に構成し、前記ＢＰＦの出力信号
を２系統に分割し、前記ＢＰＦの一方の出力信号を前記
ＤＣレベルシフト回路の一方の入力系に出力し、前記Ｂ
ＰＦの他方の出力信号を減衰させ、その減衰信号を前記
ＤＣレベルシフト回路の他方の入力系に出力するアッテ
ネート回路を有する。
装置は、赤外線感知素子と、該赤外線感知素子により受
信した信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路で増幅し
た信号から特定の周波数成分を抽出するＢＰＦと、該Ｂ
ＰＦの出力信号を検波する検波回路と、該検波回路の出
力信号の波形を整形する波形整形回路とを有する赤外線
信号受信装置において、前記検波回路のＤＣレベルシフ
ト回路の入力を２系統に構成し、前記ＢＰＦの出力信号
を２系統に分割し、前記ＢＰＦの一方の出力信号を前記
ＤＣレベルシフト回路の一方の入力系に出力し、前記Ｂ
ＰＦの他方の出力信号を減衰させ、その減衰信号を前記
ＤＣレベルシフト回路の他方の入力系に出力するアッテ
ネート回路を有する。
【００１９】本発明は、検波閥値電圧の基準レベルを高
く設定可能な、アッテネートしたＢＰＦ出力信号を使用
できることから、搬送波のオン期間の検波誤動作を防止
できる。また、検波閥値電圧が上昇しても、検波しきい
値電圧が検波回路に入力されるＢＰＦ出力信号を超える
ことのない手段としてアッテネート回路を有している。
本発明では、検波しきい値電圧が上昇してもＢＰＦ出
力信号を超えることがないため、特定の送信フォーマッ
トのように従来のフォーマットより長い送信信号でも検
波でき、正確に命令を伝達できる。
く設定可能な、アッテネートしたＢＰＦ出力信号を使用
できることから、搬送波のオン期間の検波誤動作を防止
できる。また、検波閥値電圧が上昇しても、検波しきい
値電圧が検波回路に入力されるＢＰＦ出力信号を超える
ことのない手段としてアッテネート回路を有している。
本発明では、検波しきい値電圧が上昇してもＢＰＦ出
力信号を超えることがないため、特定の送信フォーマッ
トのように従来のフォーマットより長い送信信号でも検
波でき、正確に命令を伝達できる。
【００２０】なお、ＢＰＦ出力信号をアッテネート（減
衰）するものとしては、特開平５−２３６０３９号公報
があるが、これは受信信号の変動レベルを一定レベルに
全信号アッテネート（減衰）するものであり、本発明の
ように検波しきい値電圧を設定する信号のみアッテネー
トするものとは、まったく異なるものである。
衰）するものとしては、特開平５−２３６０３９号公報
があるが、これは受信信号の変動レベルを一定レベルに
全信号アッテネート（減衰）するものであり、本発明の
ように検波しきい値電圧を設定する信号のみアッテネー
トするものとは、まったく異なるものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て、添付図面を参照して説明する。
て、添付図面を参照して説明する。
【００２２】図１は本発明の一実施形態例の赤外線信号
受信装置のブロック図である。
受信装置のブロック図である。
【００２３】ＢＰＦ出力信号と、ＢＰＦ出力信号を２系
統に分けて、アッテネートしない信号とアットテートし
た信号との２信号を検波回路４に入力することを除い
て、本実施形態の赤外線信号受信装置の構成は、図４に
示した従来例と同じである。即ち、本実施形態では、図
１に示すように、ＢＰＦ出力信号をアッテネートするた
めのアッテネート回路２４を有している。
統に分けて、アッテネートしない信号とアットテートし
た信号との２信号を検波回路４に入力することを除い
て、本実施形態の赤外線信号受信装置の構成は、図４に
示した従来例と同じである。即ち、本実施形態では、図
１に示すように、ＢＰＦ出力信号をアッテネートするた
めのアッテネート回路２４を有している。
【００２４】アッテネート回路２４は、図２に示すよう
に、ＢＰＦ出力信号に検波回路４のＤＣレベルシフト回
路１５で無信号時の内部素子ノイズや外来光ノイズ対策
として付けるＤＣオフセット電圧と差動増幅器のＮＰＮ
トランジスタＱ１０２，１０３のダイナミックレンジ等
を見込んでアッテネート量を設定し、ＢＰＦ出力信号を
抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗比などでＡＣ成分のみをアッテネ
ートして出力する。
に、ＢＰＦ出力信号に検波回路４のＤＣレベルシフト回
路１５で無信号時の内部素子ノイズや外来光ノイズ対策
として付けるＤＣオフセット電圧と差動増幅器のＮＰＮ
トランジスタＱ１０２，１０３のダイナミックレンジ等
を見込んでアッテネート量を設定し、ＢＰＦ出力信号を
抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗比などでＡＣ成分のみをアッテネ
ートして出力する。
【００２５】以下に、図１を参照して、本実施形態の赤
外線信号受信装置の詳細と動作について説明する。
外線信号受信装置の詳細と動作について説明する。
【００２６】信号の流れは従来例と同じで、赤外線感知
素子１が赤外線変調波を受信し、増幅回路２でＰＰＭ信
号を増幅した後、ＰＰＭ変調信号の搬送波に同調したＢ
ＰＦ３で不要な信号やノイズを除去し、検波回路４でＰ
ＰＭ信号の断続に応じてロウレベル／ハイレベルを検出
し、検波回路４の出力信号をヒステリシスコンパレータ
１８による波形整形回路５で波形整形し、ＰＰＭ信号の
搬送波の断続に応じたパルスを出力端子０より出力す
る。アッテネート回路２４はＢＰＦ出力信号を、検波回
路４内のＤＣレベルシフト回路１５で無信号時の内部素
子ノイズと外来光ノイズ対策として付けるＤＣオフセッ
ト電圧１００ｍＶ程度と差動増幅器のＮＰＮトランジス
タＱ１０２，Ｑ１０３のダイナミックレンジ５０ｍＶを
考慮したアッテネート量に応じた抵抗比８５：１５程度
に抵抗Ｒ２とＲ３で分割し、抵抗Ｒ２とＲ３の接続点を
出力端とする構成をなしている。アッテネート回路２４
の出力は検波回路４内のＤＣレベルシフト回路１５に入
力する。ＤＣレベルシフト回路１５は従来例では一入力
であったが、本実施形態ではＮＰＮトランジスタＱ１０
０のベースとＮＰＮトランジスタＱ１０１のベースを入
力とした２入力構成をなし、ＮＰＮトランジスタＱ１０
０のベースはＢＰＦ３の出力端に接続され、他方の入力
ＮＰＮトランジスタＱ１０１のベースはアッテネート回
路２４の出力端に接続されている。
素子１が赤外線変調波を受信し、増幅回路２でＰＰＭ信
号を増幅した後、ＰＰＭ変調信号の搬送波に同調したＢ
ＰＦ３で不要な信号やノイズを除去し、検波回路４でＰ
ＰＭ信号の断続に応じてロウレベル／ハイレベルを検出
し、検波回路４の出力信号をヒステリシスコンパレータ
１８による波形整形回路５で波形整形し、ＰＰＭ信号の
搬送波の断続に応じたパルスを出力端子０より出力す
る。アッテネート回路２４はＢＰＦ出力信号を、検波回
路４内のＤＣレベルシフト回路１５で無信号時の内部素
子ノイズと外来光ノイズ対策として付けるＤＣオフセッ
ト電圧１００ｍＶ程度と差動増幅器のＮＰＮトランジス
タＱ１０２，Ｑ１０３のダイナミックレンジ５０ｍＶを
考慮したアッテネート量に応じた抵抗比８５：１５程度
に抵抗Ｒ２とＲ３で分割し、抵抗Ｒ２とＲ３の接続点を
出力端とする構成をなしている。アッテネート回路２４
の出力は検波回路４内のＤＣレベルシフト回路１５に入
力する。ＤＣレベルシフト回路１５は従来例では一入力
であったが、本実施形態ではＮＰＮトランジスタＱ１０
０のベースとＮＰＮトランジスタＱ１０１のベースを入
力とした２入力構成をなし、ＮＰＮトランジスタＱ１０
０のベースはＢＰＦ３の出力端に接続され、他方の入力
ＮＰＮトランジスタＱ１０１のベースはアッテネート回
路２４の出力端に接続されている。
【００２７】次に、図３を参照して、検波回路４の動作
について詳細に説明する。動作は従来例と同じく検波し
きい値電圧はローパスフィルター１６の充放電電流比を
変えて入力される信号に応じて上昇し、入力信号が入力
されつづけると最終的にその入力信号レベルまで上昇す
るが、無信号時の内部素子ノイズや外来光ノイズ対策と
してＤＣレベルシフト回路１５で付けたＤＣオフセット
電圧１００ｍＶ程度と、差動増幅器のＮＰＮトランジス
タＱ１０２，Ｑ１０３のダイナミックレンジ５０ｍＶを
見込んだアッテネート量でＢＰＦ出力信号をアッテネー
トした信号をローパスフィルター１６に入力しているた
め、検波しきい値電圧はＮＰＮトランジスタＱ１０２の
ベースに入力される信号（ＢＰＦ出力信号）を超えるこ
とはなく、１０８ｍＳ以上の連続ＰＰＭ変調信号が検波
回路４に入力されても検波できなくなることはない。し
たがって、図３（４）に示すように出力端子０からＰＰ
Ｍ変調信号のオン期間に比例した正確なパルスが出力さ
れ、誤動作しなくなる。
について詳細に説明する。動作は従来例と同じく検波し
きい値電圧はローパスフィルター１６の充放電電流比を
変えて入力される信号に応じて上昇し、入力信号が入力
されつづけると最終的にその入力信号レベルまで上昇す
るが、無信号時の内部素子ノイズや外来光ノイズ対策と
してＤＣレベルシフト回路１５で付けたＤＣオフセット
電圧１００ｍＶ程度と、差動増幅器のＮＰＮトランジス
タＱ１０２，Ｑ１０３のダイナミックレンジ５０ｍＶを
見込んだアッテネート量でＢＰＦ出力信号をアッテネー
トした信号をローパスフィルター１６に入力しているた
め、検波しきい値電圧はＮＰＮトランジスタＱ１０２の
ベースに入力される信号（ＢＰＦ出力信号）を超えるこ
とはなく、１０８ｍＳ以上の連続ＰＰＭ変調信号が検波
回路４に入力されても検波できなくなることはない。し
たがって、図３（４）に示すように出力端子０からＰＰ
Ｍ変調信号のオン期間に比例した正確なパルスが出力さ
れ、誤動作しなくなる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、次のよ
うな効果がある。
うな効果がある。
【００２９】第１の効果は、特定の送信フォーマットの
ように、一命令が１０８ｍｓ以上の連続したＰＰＭ変調
信号でも検波できることである。その理由は、検波しき
い値電圧を上昇させる信号にＢＰＦ出力信号をアッテネ
ートして使用することで、前記検波しきい値電圧はＮＰ
ＮトランジスタＱ１０２のベースに入力されるＢＰＦ出
力信号レベルを超えないためである。
ように、一命令が１０８ｍｓ以上の連続したＰＰＭ変調
信号でも検波できることである。その理由は、検波しき
い値電圧を上昇させる信号にＢＰＦ出力信号をアッテネ
ートして使用することで、前記検波しきい値電圧はＮＰ
ＮトランジスタＱ１０２のベースに入力されるＢＰＦ出
力信号レベルを超えないためである。
【００３０】第２の効果は、出力端子０からＰＰＭ変調
信号のオン期間に比例した出力パルスを出力し、正確に
命令を伝達できることである。その理由は、前記説明し
たように、検波回路の誤動作がなくなるためである。
信号のオン期間に比例した出力パルスを出力し、正確に
命令を伝達できることである。その理由は、前記説明し
たように、検波回路の誤動作がなくなるためである。
【図１】本発明の一実施形態の赤外線信号受信装置のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】図１の赤外線信号受信装置の回路図である。
【図３】検波回路４の動作の説明図である。
【図４】従来の赤外線信号受信装置のブロック図であ
る。
る。
【図５】図４の赤外線信号受信装置の回路図である。
【図６】検波回路４の信号の説明図である。
【図７】検波回路４の動作の説明図である。
１ 赤外線感知素子 ２ 増幅回路 ３ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） ４ 検波回路 ５ 波形整形回路０ 出力端子 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４ コンデンサ １１，１３ 可変トランスコンダクタンスアンプ １２，１４ バッファー回路 １５ ＤＣレベルシフト回路 １６ ローパスフィルター １７，２３ カレントミラー回路 １８ ヒステリシスコンパレータ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５ 抵抗 ２４ アッテネート回路 ２５，２６ 電流源
Claims (5)
- 【請求項１】 赤外線感知素子と、該赤外線感知素子に
より受信した信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路で
増幅した信号から特定の周波数成分を抽出するＢＰＦ
と、該ＢＰＦの出力信号を検波する検波回路と、該検波
回路の出力信号の波形を整形する波形整形回路とを有す
る赤外線信号受信装置において、前記検波回路のＤＣレベルシフト回路の入力を２系統に
構成し、前記ＢＰＦの出力信号を２系統に分割し、前記
ＢＰＦの一方の出力信号を前記ＤＣレベルシフト回路の
一方の入力系に出力し、前記ＢＰＦの他方の出力信号を
減衰させ、その減衰信号を前記ＤＣレベルシフト回路の
他方の入力系に出力する アッテネート回路を有すること
を特徴とする赤外線信号受信装置。 - 【請求項２】 前記アッテネート回路のアッテネート量
が前記検波回路内のＤＣレベルシフト回路でＢＰＦ出力
信号に付けられるＤＣオフセット電圧と差動増幅のダイ
ナミックレンジを考慮して設定されている請求項１記載
の赤外線信号受信装置。 - 【請求項３】 前記アッテネート回路の出力信号が、前
記検波回路内の前記ＤＣレベルシフト回路でＤＣオフセ
ット電圧を付けられ、ローパスフィルターによって搬送
波が除去された、信号レベルに応じて変化する検波しき
い値電圧の設定に用いられる請求項２記載の赤外線信号
受信装置。 - 【請求項４】 前記アッテネート回路は、前記ＢＰＦ内
の後段の可変トランスコンダクタンスアンプの反転入力
端と、入力端が該可変トランスコンダクタンスアンプの
出力端と接続されているバッファー回路の出力端の間に
直列に接続された２個の抵抗で構成され、その接続点を
出力端としている、請求項１から３のいずれかに記載の
赤外線信号受信装置。 - 【請求項５】 前記バッファー回路の出力端は前記検波
回路内のＤＣレベルシフト回路の一方のトランジスタの
ベースに入力され、前記アッテネート回路の出力端は前
記ＤＣレベルシフト回路の他方のトランジスタのベース
に入力される、請求項４記載の赤外線信号受信装置。
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| EP99101477A EP0939504B1 (en) | 1998-01-30 | 1999-01-27 | Infrared signal receiver with attenuating circuit |
| KR1019990002495A KR100297146B1 (ko) | 1998-01-30 | 1999-01-27 | 감쇠 회로를 구비하는 적외선 신호 수신기 |
| US09/238,504 US6414776B1 (en) | 1998-01-30 | 1999-01-27 | Infrared signal receiver with attenuating circuit |
| DE69926932T DE69926932T2 (de) | 1998-01-30 | 1999-01-27 | Infrarotsignalempfänger mit Dämpfungsschaltung |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10019217A JP2954127B2 (ja) | 1998-01-30 | 1998-01-30 | 赤外線信号受信装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11220414A JPH11220414A (ja) | 1999-08-10 |
| JP2954127B2 true JP2954127B2 (ja) | 1999-09-27 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| US6985746B2 (en) * | 2001-04-30 | 2006-01-10 | Ipr Licensing, Inc. | Wireless communication system having mobility-based content delivery |
| US6870148B2 (en) * | 2002-09-20 | 2005-03-22 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | LED with controlled capacitive discharge for photo sensing |
| DE10251806A1 (de) * | 2002-11-07 | 2004-05-19 | Philips Intellectual Property & Standards Gmbh | Schaltungsanordnung für einen Mikrocontroller und Verfahren zum Betreiben eines Fernsteuerungsempfängers |
| KR101380785B1 (ko) * | 2012-05-11 | 2014-04-02 | 주식회사 네오디바이스 | 이득정지기능을 가지는 적외선 수신기 |
| US9020623B2 (en) * | 2012-06-19 | 2015-04-28 | Sonos, Inc | Methods and apparatus to provide an infrared signal |
| KR101513373B1 (ko) * | 2013-12-31 | 2015-04-20 | 한양대학교 산학협력단 | 직류 오프셋을 보상하는 광통신 수신기 |
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| JPS60141038A (ja) * | 1983-12-28 | 1985-07-26 | Rohm Co Ltd | 赤外線リモ−トコントロ−ル受信回路 |
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| DE69129780T2 (de) * | 1990-10-09 | 1999-03-18 | Nec Corp | Infrarotstrahlungsempfangsschaltung |
| JPH04326633A (ja) * | 1991-04-26 | 1992-11-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 光空間伝送装置 |
| JPH05236039A (ja) * | 1992-02-20 | 1993-09-10 | Nec Eng Ltd | 受信用ａｇｃ回路 |
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| JPH06181458A (ja) | 1992-12-14 | 1994-06-28 | Casio Comput Co Ltd | 赤外線を用いたデータ送受信装置 |
| JPH06224855A (ja) * | 1993-01-25 | 1994-08-12 | Sony Corp | 赤外線パルス通信方式の受光装置 |
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