JPH06177724A

JPH06177724A - 検波回路

Info

Publication number: JPH06177724A
Application number: JP32174092A
Authority: JP
Inventors: Masahiko Hirayama; 正彦平山
Original assignee: NEC IC Microcomputer Systems Co Ltd
Current assignee: NEC IC Microcomputer Systems Co Ltd
Priority date: 1992-12-01
Filing date: 1992-12-01
Publication date: 1994-06-24

Abstract

(57)【要約】【目的】赤外線受信装置において、検波回路誤動作によ
り出力信号にヒゲ状の信号が発生するのを防ぐ。【構成】入力オフセット付き差動スイッチ型充放電回路
３の出力に平滑用コンデンサ４とヒステリシスコンパレ
ータ型波形整形回路５の入力を接続し、その波形整形回
路５の出力を出力端子６とする検波回路において、前記
充放電回路３の入力に全波整流回路２を設けることによ
り、前記充放電回路３の出力波形の充電完了時（山のピ
ーク）と放電完了時（谷のボトム）との差電圧を小さく
でき、前記波形整形回路５のコンパレータのしきい値の
ヒステリシス幅の設定に充分マージンができるので、回
路のバラツキや搬送波周波数の変化等に対しても、出力
信号にヒゲ状の信号が発生することはない検波回路を実
現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は検波回路に関し、特に赤
外線受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５は、一般的な赤外線受信装置を示す
ブロック図である。図５において、特定の周波数を持つ
搬送波が断続することにより構成されるパルス位置変調
（ＰｕｌｓｅＰｏｓｉｔｉｏｎＭｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ以下ＰＰＭと略す）信号が、赤外線ＬＥＤを導通さ
せ、赤外線を媒体とする赤外線変調波となって伝送さ
れ、赤外線感知素子７が前記赤外線変調波を受信し、Ｐ
ＰＭ変調信号のみを増幅回路８へ伝達し、前記増幅回路
８はＰＰＭ変調信号を増幅したのち、搬送波に同調した
帯域通過フィルタ（以下ＢＰＦと略す）９で不要な信号
やノイズ等を除去し、検波回路１０でＰＰＭ信号の搬送
波の断続に応じた低（Ｌｏｗ）レベル・高（Ｈｉｇｈ）
レベルとして検波し、出力端子６より出力している。

【０００３】図５の検波回路１０は、図６に示すよう
に、入力オフセット付き差動スイッチ型充放電回路３，
負荷コンデンサ４，波形整形回路５で構成している。こ
こで、負荷コンデンサの容量をＣ１とし、波形整形回路
５は、ヒステリシスを有するコンパレータ等が用いられ
る。また、入力端子３１，出力端子３６がある。図５の
検波回路１０の具体例を、図７，図８，図９を用いて詳
しく説明する。

【０００４】図９（Ａ）では、ＰＰＭ変調信号波形Ｗ１
の一例が示されており、この波形は、搬送波のあるＯＮ
期間とＤＣ信号のみのＯＦＦ期間とで構成されている。

【０００５】図５中のＢＰＦ９から出力され、次に検波
回路１０、即ち図６の入力オフセット付き差動スイッチ
型充放電回路３に入力される前記信号の処理について説
明する。

【０００６】図７において、入力端４１に入力された信
号は次の二方向に分けられる。一方はそのままの信号を
Ｑ１０１のベースへ伝達し、他方はＤＣレベルシフト回
路１１を通り、前記信号のＤＣレベルを適当に上げ、ロ
ーパスフィルタ１２で搬送波を除去し、ＮＰＮトランジ
スタＱ１００のベースへ伝達する。ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１００とＮＰＮトランジスタＱ１０１とは差動スイッ
チとして動作し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１００のベ
ースの入力信号は、前記ＮＰＮトランジスタＱ１０１の
ベースへのＰＰＭ変調信号の検波のしきい値として使わ
れる。

【０００７】図９（Ｂ）に前記ＮＰＮトランジスタＱ１
００とＱ１０１の信号波形Ｗ２，Ｗ３を示す。ＮＰＮト
ランジスタＱ１０１のベース電位が、ＮＰＮトランジス
タＱ１００のベース電位より高いとき、ＮＰＮトランジ
スタＱ１０１はＯＮし、ＮＰＮトランジスタＱ１０１の
コレクタ電流は入出力電流比１：１のカレントミラー回
路１４を通し、カレントミラー回路１４の出力端１４２
より流れ出る。

【０００８】ＮＰＮトランジスタＱ１０１のＯＮ時コレ
クタ電流Ｉ４（以下Ｉ４と略す）を、カレントミーラー
回路１３の出力端１３３の引き込み電流Ｉ３（以下Ｉ３
と略す）より適当に大きくすることで、ＮＰＮトランジ
スタＱ１０１がＯＮ時コンデンサ４はＩ４とＩ３の差分
の電流により充電し、ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯ
ＦＦ時、コンデンサ４はＩ３により放電する。コンデン
サ４はＰＰＭ変調信号のＯＮ期間時Ｉ４とＩ３の差分の
電流による充電とＩ３のみによる放電とのため、ノコギ
リ波状の充放電をくりかえし、高（Ｈｉｇｈ）レベルと
なり、ＯＦＦ期間時Ｉ３による放電電流により、低（Ｌ
ｏｗ）レベルとなる。図６（Ｃ）に示すように、コンデ
ンサ４の充電電圧・放電電圧を次式に示す。

【０００９】充電電圧＝（Ｉ４−Ｉ３）Ｔｃ／Ｃ１ …（１）放電電圧＝Ｉ３×ＴＤ／Ｃ１ …（２）ここで、Ｔｃ：充電時間，ＴＤ：放電時間，Ｃ１：コン
デンサ４の値。

【００１０】前記コンデンサ４の充放電信号は、波形整
形回路５に入力される。前記図６の波形整形回路５は、
ヒステリシスコンパレータにより構成されており、コン
デンサ４のノコギリ波状の信号を方形波に波形整形し、
出力端子３６より出力する。

【００１１】尚、図７において、入力端子１３１，出力
端子１３２，１３３を有するカレントミラー回路１３が
あり、入力端子１３１は、抵抗Ｒ１を介して、電圧源１
１１に接続されている。トランジスタＱ１００のコレク
タは、電圧源１１１′に接続されている。カレントミラ
ー回路１４は、入力端子１４１，出力端子１４２を有
し、入力端子１４１は、トランジスタＱ１０１に接続さ
れている。出力端子１４２は、出力端４２，負荷コンデ
ンサ４，カレントミラー回路１３の出力端子１３３とに
接続されている。ＤＣレベルシフト回路１１は、入力端
４１に接続され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２に出
力している。トランジスタＱ１０１のベースは、入力端
４１に接続されている。

【００１２】図８は、図６の波形整形回路５の一例を示
す回路図である。図８において、コレントミラー回路２
０の入力端２０１は、抵抗Ｒ１１の一端と接続し、前記
抵抗Ｒ１１の他端は電圧源１１１の正端子と抵抗Ｒ１３
の一端とＰＮＰトランジスタＱ１３のエミッタとＰＮＰ
トランジスタＱ１４のエミッタと、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１５のコレクタとそれぞれ接続し、カレントミラー回
路２０の出力端２０２はＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ
１２のエミッタとそれぞれ接続し、前記ＮＰＮトランジ
スタＱ１１のコレクタは前記抵抗Ｒ１３の他端と接続
し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１２のコレクタは、前記
ＰＮＰトランジスタＱ１３のコレクタとベースと前記Ｐ
ＮＰトランジスタＱ１４のベースとそれぞれ接続し、前
記ＮＰＮトランジスタＱ１４のコレクタは、前記ＮＰＮ
トランジスタＱ１２のベースと抵抗Ｒ１２の一端とに接
続し、前記抵抗１２の他端は前記ＮＰＮトランジスタＱ
１５のエミッタと前記カレントミラー回路２０の出力端
２０３とそれぞれ接続し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１
５のベースは電圧源１１２の正端子と接続しており、前
記ＮＰＮトランジスタＱ１１のベースを入力端５１、コ
レクタを出力端５２とするヒステリシスコンバータを構
成している。

【００１３】図８のヒステリシスコンパレータの動作
を、図７を使い説明する。

【００１４】図１０において、（Ａ）では、トランジス
タＱ１２のベースのヒステリシスのしきい値Ｅ３と、ト
ランジスタＱ１１のベースの入力波形（Ｃ１充放電電圧
波形）Ｗ３とが示されており、（Ｂ）ではトランジスタ
Ｑ１１のコレクタ波形Ｗ４（出力端６の波形）が示され
ている。

【００１５】図１０において、ＮＰＮトランジスタＱ１
１のベース電位がＨｉｇｈレベル時、ＮＰＮトランジス
タＱ１１はＯＮし、ＮＰＮトランジスタＱ１２はＯＦＦ
する。このとき、ＮＰＮトランジスタＱ１２のベースの
電位は、ＮＰＮトランジスタＱ１５の同じ電位となり、
ＮＰＮトランジスタＱ１２のベース電位はＬｏｗレベル
となる。

【００１６】次に、ＮＰＮトランジスタＱ１１のベース
電位がＬｏｗレベルのとき、ＮＰＮトランジスタＱ１２
はＯＮし、ＰＮＰトランジスタＱ１３とＰＮＰトランジ
スタＱ１４からなるカレントミラー回路を通し、ＮＰＮ
トランジスタＱ１２のコレクタ電流が抵抗Ｒ１２に流
れ、ＮＰＮトランジスタＱ１２のベース電位を上げ、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１２のベース電位はＨｉｇｈレベル
となる。このとき、抵抗Ｒ１２に発生する電位（ヒステ
リシスの幅）差ＥＦは、Ｉ５×Ｒ１２となる。

【００１７】ここでＩ５はカレントミラー回路２０の出
力端２０２の引き込み電流、Ｒ１２は抵抗Ｒ１２の値。

【００１８】ＮＰＮトランジスタＱ１１とＱ１２からな
る差動増幅器はしきい値にＩ５×Ｒ１２の電位差ＥＦを
持つヒステリシスのコンパレータとなる。以上の動作に
より、検波回路１０は、ＢＰＦ９よりのＰＰＭ変調信号
を検波している。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】図９，図１０に示した
ように、コンデンサ４の充放電の電圧は、前記（１），
（２）式で決定されるが、コンデンサ４の値とカレント
ミラー回路１３の出力端１３３の引き込み電流Ｉ３（以
下Ｉ３と略す）・ＮＰＮトランジスタＱ１０１のＯＮ時
のコレクタ電流Ｉ４（以下Ｉ４と略す）と入力のＰＰＭ
変調信号の搬送周波数ｆ１（以下ｆ１と略す）の変化に
よって、変動する。

【００２０】また、赤外線受信装置は、半導体集積回路
によって製造されるため、半導体内部のコンデンサや抵
抗等の値がばらつく。特にコンデンサ４の容量値が小さ
い時や、半導体内部の抵抗値が小さく、Ｉ３，Ｉ４が大
きい時や、ｆ１が低い時には、コンデンサ４の充放電電
圧は大きくなり、波形整形回路５においてヒステリシス
コンパレータのしきい値のヒステリシス幅（Ｈｉｇｈレ
ベルとＬｏｗレベルとの差）以上に放電電圧が大きくな
ると、コンデンサ４の立上り時の波形の充電完了時（波
形の山のピーク），放電完了時（波形の谷のボトム）の
差電圧が大きくなりすぎて、前記ヒステリシスコンパレ
ータの設定されたヒステリシス幅を越えてしまって、ヒ
ステリシスコンパレータが動作してしまい、ヒゲ状の信
号が発生する。

【００２１】図１１に、このときのコンデンサ４の充放
電電圧波形と波形整形回路５のヒステリシスコンパレー
タの出力波形を示す。

【００２２】図１１の（Ａ）において、図５のトランジ
スタＱ１２のベース電位Ｅ５，図６，図７のコンデンサ
１の充放電電圧波形Ｗ５，図５のトランジスタＱ１１の
コレクタ波形Ｗ６が示されており、ここで、トランジス
タＱ１１のコレクタ波形Ｗ６には、ヒゲＨ状の信号が発
生してしまう。このヒゲＨの発生状態を詳しく説明する
ため、（Ａ）中における円Ｓの内部を拡大して、（Ｂ）
に示す。（Ｂ）において、波形Ｗ６は、波形Ｗ５のレベ
ルが電位Ｅ５よりも高いときにのみ、高レベルを維持す
るが、この高いときが２回あるため、波形Ｗ６の高レベ
ルも２回ある。即ち、パルス幅の狭いパルスのヒゲＨを
発生することになる。

【００２３】図１２において、（Ａ）で赤外線入力信号
波形Ｗ７が示されており、（Ｂ）でトランジスタＱ１２
のベース電位とコンデンサ４の波形Ｗ８とが示されてお
り、（Ｃ）で出力端子５２の波形Ｗ９が示されている。
波形Ｗ９のうちＰの部分だけ（低レベル分）長くなった
パルス波形となっている。

【００２４】また図１２に示すように、前記不具合を対
策するためのＩ３の値を予め小さめに設定すると、入力
のＰＰＭ信号がＯＮ期間からＯＦＦ期間に移ったとき
に、コンデンサ４の放電時間が大きくなるため、波形整
形回路５のヒステリシスコンパレータの出力のパルス幅
が長くなってしまう。即ち、Ｐの部分だけ、長くなる。

【００２５】ヒステリシスコンパレータの出力は、その
まま出力端子６の出力波形となり、出力端子６の出力パ
ルス幅が入力ＰＰＭ信号のＯＮ期間と比べて長くなる
と、出力端子６以降と接続するマイコンなどのデバイス
が誤動作する原因となる。

【００２６】以上のように赤外線受信装置においては半
導体内部のコンデンサ・抵抗のバラツキや、ＰＰＭ信号
の搬送波の周波数により誤動作という問題点があり、正
常な検波を行なうことが重要となってくる。

【００２７】本発明の目的は、前記問題点を解決し、部
品特性のバラツキやＰＰＭ信号波の周波数により誤動作
することのないようにした検波回路を提供することにあ
る。

【００２８】

【課題を解決するための手段】前記問題点を解決するた
め、本発明の構成は、全波整流回路の入力を入力端子と
し、前記全波整流回路の出力を入力オフセット付き差動
スイッチからなる充放電回路の入力に接続し、前記入力
オフセット付き差動スイッチ型充放電回路の出力に負荷
コンデンサとヒステリシスコンパレータからなる波形整
形回路の入力を接続し、前記波形整形回路の出力を出力
端子としていることを特徴とする。

【００２９】

【実施例】図１は本発明の一実施例を示すブロック図で
ある。図１において、本発明の一実施例は、入力端子１
を有する全波整流回路２と、入力オフセット付き差動ス
イッチ型充放電回路３と、負荷コンデンサ４と、波形整
形回路５と、出力端子６とを備えている。

【００３０】ここで、一般的な赤外線受信装置について
は、図５で説明したので省略する。図１では、検波回路
部分だけを示す実施例が示されている。充放電回路３，
ヒステリシスコンパレータのごとき波形整形回路５は、
前述した従来技術が使用し得る。ここでは、全波整流回
路２について、図３を用いて詳しく説明する。

【００３１】図３は、図１の全波整流回路２の一例を示
す回路図である。図３において、演算増幅器６０の非反
転入力（＋）端子を電圧源１１３に抵抗Ｒ２１を介して
接続し、入力と前記演算増幅器６０の反転入力（−）端
子間、および前記演算増幅器６０の出力と反転入力端子
間に、それぞれ抵抗Ｒ２２およびＲ２３を接続し、前記
演算増幅器６０の出力には、ＮＰＮトランジスタＱ２１
のベースを接続し、また前記入力にはＮＰＮトランジス
タＱ２２のベースを接続し、これらＮＰＮトランジスタ
Ｑ２１，Ｑ２２のコレクタは電圧源１１１に接続し、ま
たこれらのエミッタ同士を接続して、さらに電流源１１
４を接続し、このポイントを出力とする。ここで、抵抗
Ｒ２２，Ｒ２３の抵抗値は等しく、これらはまた抵抗Ｒ
２１の抵抗値の２倍となっていることが好ましい。

【００３２】図２において、本実施例の各部波形が示さ
れており、（Ａ）では入力信号Ｗ１０，（Ｂ）では図３
のトランジスタＱ２１のエミッタ信号（トランジスタＱ
１０１のベース）Ｗ１１と、図７のトランジスタＱ１０
０のベース電位Ｅ１０とが示されており、（Ｃ）では図
１のコンデンサ４の波形Ｗ１２が示されている。

【００３３】今、入力に図２の（Ａ）の入力信号Ｗ１０
を加えると、演算増幅器６０で増幅された信号がＮＰＮ
トランジスタＱ２１のベースに入力される。ここで、抵
抗Ｒ２２，Ｒ２２の抵抗値が等しいとすると、ＮＰＮト
ランジスタＱ２１のベースには、入力信号とレベルが同
じで位相だけ反転した信号が入力され、また、ＮＰＮト
ランジスタＱ２２のベースには、入力信号と同じ信号が
入力され、ＮＰＮトランジスタＱ２１とＱ２２のエミッ
タが共通であるため、２つの信号の正の振幅のみ加算さ
れ、図２の（Ｂ）に示す全波整流信号が出力に発生す
る。この信号が図１に示す次段の入力オフセット付差動
スイッチ型充放電回路３に入力することにより、充放電
をくりかえすが、本実施例の場合は、全波整流波形であ
るため、従来技術の項で説明した式（１）および（２）
において、Ｔｃ＞＞ＴＤであり、放電完了時の電圧と充
電完了時の電圧の差が非常に小さくなり、負荷コンデン
サ４には図２の（Ｃ）に示すように、ノコギリ波振幅の
小さい信号Ｗ１２が出力される。この信号Ｗ１２は、さ
らに波形整形回路５に入力され、図４に示す波形整形さ
れたパルス信号が出力端子６から出される。本実施例の
場合、波形整形回路５に入力される信号のノコギリ波振
幅が小さいため、その振幅を越えないように波形整形回
路におけるヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅
を容易に設定することができる。

【００３４】図４において、（Ａ）に、図８のトランジ
スタＱ１２のベース電位，コンデンサ４の波形Ｗ２０，
出力端子６の波形Ｗ２１が示され、（Ｂ）は（Ａ）中の
Ｋ内の信号波形を拡大した波形が示されており、波形Ｗ
２０は、電位２０と一回しかクロスせず、従って出力端
子６の波形Ｗ２１はヒゲが発生することがない。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の検波回路
は、全波整流回路の入力を入力端子とし、その全波整流
回路の出力を入力オフセット付差動スイッチ型充放電回
路の入力に接続し、その出力に負荷コンデンサとヒステ
リシスコンパレータ型の波形整形回路の入力を接続し、
その出力を出力端子とすることにより、例えば図４に示
すように、充電完了時と放電完了時の電圧の差が小さく
できるため、半導体集積回路内の素子のバラツキや搬送
波周波数の変化を考慮しても、この充放電完了時の電圧
差を越えないように前記ヒステリシスコンパレータ型波
形整形回路のヒステリシス幅の設定が容易にできるの
で、たとえ半導体集積回路内の素子特性がばらついて
も、またＰＰＭ信号の搬送波周波数が変化しても、誤動
作することなく、正常に検波を行なうことができるとい
う効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の検波回路を示すブロック図
である。

【図２】（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、いずれも図１内の
各部の動作波形を示す波形図である。

【図３】図１内の全波整流回路の一例を示す回路図であ
る。

【図４】（Ａ），（Ｂ）はいずれも図１内のコンデンサ
と出力端子との電圧波形を示す波形図である。

【図５】一般的な赤外線受信装置を示すブロック図であ
る。

【図６】図５の検波回路を示すブロック図である。

【図７】図６内の入力オフセット付き差動スイッチ型充
放電回路を示す回路図である。

【図８】図６内のヒステリシスコンパレータ型波形整形
回路を示す回路図である。

【図９】（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、それぞれＰＰＭ変
調信号波形の一例，図７内の差動用トランジスタのベー
ス波形，図７内の負荷コンデンサの充放電電圧波形を示
す波形図である。

【図１０】（Ａ），（Ｂ）は、それぞれ図８内の差動用
トランジスタのベース電圧波形，コレクタの電圧波形を
示す波形図である。

【図１１】（Ａ），（Ｂ）は、それぞれ図８内のトラン
ジスタのベース電圧とコンデンサの電圧とコレクタ電圧
波，これらの拡大波形を示す波形図である。

【図１２】（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、それぞれ図１の
入力端子の波形，充放電回路の入力波形，出力端子の波
形を示す波形図である。

【符号の説明】

１，３１入力端子２全波整流回路３入力オフセット付差動スイッチ型充放電回路４負荷コンデンサ５波形整形回路６，３６出力端子７赤外線感知素子８増幅回路９バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０検波回路１１ＤＣレベルシフト回路１２ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３，１４，２０カレントミラー回路１３１，１４１，２０１カレントミラー入力端子１３２，１３３，１４２，２０２，２０３カレント
ミラー出力端子Ｒ１，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２
３抵抗１１１，１１１′，１１２，１１３電圧源Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ１００，Ｑ１０１ＮＰＮトラン
ジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５ＮＰＮト
ランジスタ４１，５１入力端４２，５２出力端６０演算増幅器１１４電流源Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ５，Ｅ６，Ｅ１０，Ｅ２０電
位Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４，Ｗ５，Ｗ６，Ｗ７，Ｗ８，Ｗ
９，Ｗ１０，Ｗ１１，Ｗ１２，Ｗ２０，Ｗ２１波形

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力オフセット付き差動スイッチからな
る充放電回路の出力に負荷コンデンサとヒステリシスコ
ンパレータからなる波形整形回路の入力とを接続し、前
記波形整形回路の出力を出力端子とする検波回路におい
て、前記充放電回路の入力に、全波整流回路の出力を接
続し、前記全波整流回路の入力を入力端子とすることを
特徴とする検波回路。
【請求項２】全波整流回路が、コレクタ同士，エミッ
タ同士をそれぞれ接続した一対のトランジスタを備え、
前記エミッタを出力端子と定電流源とに接続し、前記一
対のトランジスタのうち一方のトランジスタのベースに
は入力端子が接続され、他方のトランジスタのベースに
は位相だけ反転した前記入力端子の信号が印加される回
路となっている請求項１に記載の検波回路。