JPS643083B2 - - Google Patents
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- JPS643083B2 JPS643083B2 JP54110570A JP11057079A JPS643083B2 JP S643083 B2 JPS643083 B2 JP S643083B2 JP 54110570 A JP54110570 A JP 54110570A JP 11057079 A JP11057079 A JP 11057079A JP S643083 B2 JPS643083 B2 JP S643083B2
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- Japan
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- circuit
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 19
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0082—Lowering the supply voltage and saving power
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
- H03D13/003—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means
- H03D13/004—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means the logic means delivering pulses at more than one terminal, e.g. up and down pulses
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0009—Emitter or source coupled transistor pairs or long tail pairs
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0082—Quadrature arrangements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、低電圧電源使用のFM受信機に対し
ても、優れた性能を発揮するFM検波器を提供す
るものである。
ても、優れた性能を発揮するFM検波器を提供す
るものである。
従来、半導体集積回路（以下、ICという）で
FM検波器を組み込む場合の検波方式としては第
１図に示すクオドラチヤ検波方式が知られてい
る。第１図でＡ，Ｂは検波器入力端子、Ｃ，Ｄ，
Ｅはインダクタ１０１と共振回路１０２とバイパ
スコンデンサ１０３とから構成される位相シフト
回路の接続端子、Ｈは電源電圧印加端子、Ｇは接
地端子ＦはFM復調出力端子である。
FM検波器を組み込む場合の検波方式としては第
１図に示すクオドラチヤ検波方式が知られてい
る。第１図でＡ，Ｂは検波器入力端子、Ｃ，Ｄ，
Ｅはインダクタ１０１と共振回路１０２とバイパ
スコンデンサ１０３とから構成される位相シフト
回路の接続端子、Ｈは電源電圧印加端子、Ｇは接
地端子ＦはFM復調出力端子である。
かかるクオドラチヤ検波方式では、定電流源３
とトランジスタ１，２とで構成される差動増幅器
のベースに加わる基準位相を有するFM中間周波
信号と位相回路によつて、FM中間周波信号の基
準位相に対し、周波数の値に応じて位相シフトさ
れたFM中間周波信号とがトランジスタ５，６で
構成される掛算器によつて合成されてFM検波さ
れる。掛算器の出力であるFM検波出力は負荷抵
抗７を介して端子Ｆより取り出される。電源電圧
印加端子Ｈに加えられる電圧から抵抗８と直列接
続されたダイオード９，１０，１１とでバイアス
電圧が作られ、抵抗８と前記直列接続との交点に
得るバイアス電圧をトランジスタ６のベースに加
えるとともに、抵抗４を介してトランジスタ１の
コレクタに動作電圧を与えている。
とトランジスタ１，２とで構成される差動増幅器
のベースに加わる基準位相を有するFM中間周波
信号と位相回路によつて、FM中間周波信号の基
準位相に対し、周波数の値に応じて位相シフトさ
れたFM中間周波信号とがトランジスタ５，６で
構成される掛算器によつて合成されてFM検波さ
れる。掛算器の出力であるFM検波出力は負荷抵
抗７を介して端子Ｆより取り出される。電源電圧
印加端子Ｈに加えられる電圧から抵抗８と直列接
続されたダイオード９，１０，１１とでバイアス
電圧が作られ、抵抗８と前記直列接続との交点に
得るバイアス電圧をトランジスタ６のベースに加
えるとともに、抵抗４を介してトランジスタ１の
コレクタに動作電圧を与えている。
この第１図で示すクオドラチヤ検波方式は、家
庭用ステレオ用等のように、電源電圧が12V程度
と十分に高い場合には、優れた性能を発揮する
が、携帯用ラジオまたはラジオ付カセツトテープ
レコーダ等の様に、電源電圧の低い値（２〜6V）
で、使用される場合、性能が劣化する欠点があ
る。なぜなら、トランジスタ５，６で構成される
掛算器やトランジスタ１，２等で構成される差動
増幅器が正常にバイアスされる為には、電源電圧
印加端子Ｈには、少なくとも3V程度の電圧が必
要である。従つて、従来FM検波方式であるクオ
ドラチヤ検波方式は、低電圧電源で使用される場
合（特に電源電圧が3V以下の場合）、性能が著し
く劣化し、使用に耐えないものであつた。
庭用ステレオ用等のように、電源電圧が12V程度
と十分に高い場合には、優れた性能を発揮する
が、携帯用ラジオまたはラジオ付カセツトテープ
レコーダ等の様に、電源電圧の低い値（２〜6V）
で、使用される場合、性能が劣化する欠点があ
る。なぜなら、トランジスタ５，６で構成される
掛算器やトランジスタ１，２等で構成される差動
増幅器が正常にバイアスされる為には、電源電圧
印加端子Ｈには、少なくとも3V程度の電圧が必
要である。従つて、従来FM検波方式であるクオ
ドラチヤ検波方式は、低電圧電源で使用される場
合（特に電源電圧が3V以下の場合）、性能が著し
く劣化し、使用に耐えないものであつた。
本発明の目的は、低電圧電源（3V以下）でも
性能がほとんど劣化しない極めて、電源電圧特性
の優れたFM検波方式を提供することにある。
性能がほとんど劣化しない極めて、電源電圧特性
の優れたFM検波方式を提供することにある。
本発明によるFM復調回路は、FM中間周波信
号を増幅して互いに反対位相の第１および第２の
信号を出力する第１の振幅制限増幅器と、前記
FM中間周波信号を受けこの信号の位相を中心の
FM中間周波数に対する該信号の周波数の偏移に
相当する量だけシフトして位相シフト信号を出力
する位相シフト回路と、前記位相シフト信号を増
幅して出力する第２の振幅制限増幅器と、前記第
１の振幅制限増幅器からの前記第１の信号および
前記第２の振幅制限増幅器からの出力信号を受け
これらのうちの優位な電圧に追従する出力を発生
する第１のOR回路と、前記第１の振幅制限増幅
器からの前記第２の信号および前記第２の振幅制
限増幅器からの前記出力信号と同一の信号を受け
これらのうちの優位な電圧に追従する出力を発生
する第２のOR回路と、前記第１のOR回路の出
力を積分する第１の低域波回路と、前記第２の
OR回路の出力を積分する第２の低域波回路
と、これら第１および第２の低域波回路の出力
の差をとりFM復調信号を発生する回路手段とを
備えることを特徴とする。
号を増幅して互いに反対位相の第１および第２の
信号を出力する第１の振幅制限増幅器と、前記
FM中間周波信号を受けこの信号の位相を中心の
FM中間周波数に対する該信号の周波数の偏移に
相当する量だけシフトして位相シフト信号を出力
する位相シフト回路と、前記位相シフト信号を増
幅して出力する第２の振幅制限増幅器と、前記第
１の振幅制限増幅器からの前記第１の信号および
前記第２の振幅制限増幅器からの出力信号を受け
これらのうちの優位な電圧に追従する出力を発生
する第１のOR回路と、前記第１の振幅制限増幅
器からの前記第２の信号および前記第２の振幅制
限増幅器からの前記出力信号と同一の信号を受け
これらのうちの優位な電圧に追従する出力を発生
する第２のOR回路と、前記第１のOR回路の出
力を積分する第１の低域波回路と、前記第２の
OR回路の出力を積分する第２の低域波回路
と、これら第１および第２の低域波回路の出力
の差をとりFM復調信号を発生する回路手段とを
備えることを特徴とする。
まず第２図に示す本発明の原理図によつて本発
明の原理を説明する。
明の原理を説明する。
第２図において端子ＴはFM中間周波信号入力
端子、端子Ｕ，Ｖは位相シフト回路２２の接続端
子、端子Ｏは復調出力端子である。端子Ｔに入力
されたFM中間周波信号は中間周波増幅器（以下
IF増幅器と略す）２１で増幅された後、その出
力信号は直接に振幅制限増幅器（以下、リミツタ
増幅器という）２３によつて互いに反転した二つ
の出力を得、一方IF増幅器２１の出力は位相シ
フト回路２２で位相シフトされた後リミツタ増幅
器２４に加えられる。リミツタ増幅器２３の２つ
の出力はそれぞれOR回路２５，２６に回路点
Ｍ，Ｎを介して加えられる。リミツタ増幅器２４
の出力もまたOR回路２５，２６に回路点Ｌを介
して入力される。ここで、OR回路２５，２６は
出力信号が二入力信号のうち、より優位な電位を
有する、入力信号に追従する動作をおこなうもの
とする。OR回路２５，２６の出力はそれぞれ回
路点Ｐ，Ｑを介して次段のローパスフイルタ２
７，２８加えられそれらの出力は低周波増幅器２
９の正相、逆相入力端子（Ｒ点、Ｓ点）に加えら
れる。低周波増幅器２９では実質的に両入力信号
の減算がおこなわれる加算回路を構成している。
端子ＯよりFM復調出力が取り出される。
端子、端子Ｕ，Ｖは位相シフト回路２２の接続端
子、端子Ｏは復調出力端子である。端子Ｔに入力
されたFM中間周波信号は中間周波増幅器（以下
IF増幅器と略す）２１で増幅された後、その出
力信号は直接に振幅制限増幅器（以下、リミツタ
増幅器という）２３によつて互いに反転した二つ
の出力を得、一方IF増幅器２１の出力は位相シ
フト回路２２で位相シフトされた後リミツタ増幅
器２４に加えられる。リミツタ増幅器２３の２つ
の出力はそれぞれOR回路２５，２６に回路点
Ｍ，Ｎを介して加えられる。リミツタ増幅器２４
の出力もまたOR回路２５，２６に回路点Ｌを介
して入力される。ここで、OR回路２５，２６は
出力信号が二入力信号のうち、より優位な電位を
有する、入力信号に追従する動作をおこなうもの
とする。OR回路２５，２６の出力はそれぞれ回
路点Ｐ，Ｑを介して次段のローパスフイルタ２
７，２８加えられそれらの出力は低周波増幅器２
９の正相、逆相入力端子（Ｒ点、Ｓ点）に加えら
れる。低周波増幅器２９では実質的に両入力信号
の減算がおこなわれる加算回路を構成している。
端子ＯよりFM復調出力が取り出される。
ここで、位相シフト回路２２について、説明す
る。第３図に位相シフト回路２２の位相特性を示
すが、縦軸の位相シフト量φは、第２図における
端子Ｕの中間周波信号の位相を基準としたときの
端子Ｖにおける位相の位相シフト量を示し、横軸
の△ｆは端子Ｕの中間周波信号の周波数偏移値を
示す。第３図より、判る様に位相シフト量φは、
中心周波数cのときの−90度を中心として０度か
ら180度までほぼ対称に変化する。
る。第３図に位相シフト回路２２の位相特性を示
すが、縦軸の位相シフト量φは、第２図における
端子Ｕの中間周波信号の位相を基準としたときの
端子Ｖにおける位相の位相シフト量を示し、横軸
の△ｆは端子Ｕの中間周波信号の周波数偏移値を
示す。第３図より、判る様に位相シフト量φは、
中心周波数cのときの−90度を中心として０度か
ら180度までほぼ対称に変化する。
次に、Ｌ，Ｍ，Ｎ点の電圧波形ｌ，ｍ，ｎが、
それぞれ正弦波と考えると、その位相関係は第４
図の如く仮定することができる。但し、各々の電
圧波形ｌ，ｍ，ｎの振幅は１〔Ｖ〕で、規格化し
てある。又、Ｍ点の電圧をV1、Ｎ点の電圧をV2、
Ｌ点の電圧をV3とするV1，V2，V3は(1)、(2)、(3)
式で与えられる。
それぞれ正弦波と考えると、その位相関係は第４
図の如く仮定することができる。但し、各々の電
圧波形ｌ，ｍ，ｎの振幅は１〔Ｖ〕で、規格化し
てある。又、Ｍ点の電圧をV1、Ｎ点の電圧をV2、
Ｌ点の電圧をV3とするV1，V2，V3は(1)、(2)、(3)
式で与えられる。
V1＝sinθ ……(1)
V2＝−sinθ ……(2)
V3＝sin（θ−π＋φ） ……(3)
一方、OR回路２５，２６の出力（Ｐ，Ｑ点の
電圧）は、入力信号電圧のうちの優位な電圧に追
従する為、それぞれ第５図、第６図に示す様な電
圧波形となる。このＰ，Ｑ点の電圧波形をローバ
スフイルタ２７，２８を通して平均値化し、それ
らの直流電圧をＲ点、Ｓ点にそれぞれ得る。この
ときＲ点、Ｓ点の直流電圧をＸ，Ｙとすれば、
Ｘ，Ｙは(4)、(5)式になる。
電圧）は、入力信号電圧のうちの優位な電圧に追
従する為、それぞれ第５図、第６図に示す様な電
圧波形となる。このＰ，Ｑ点の電圧波形をローバ
スフイルタ２７，２８を通して平均値化し、それ
らの直流電圧をＲ点、Ｓ点にそれぞれ得る。この
ときＲ点、Ｓ点の直流電圧をＸ，Ｙとすれば、
Ｘ，Ｙは(4)、(5)式になる。
Ｘ＝１／2π〔∫a pV1dθ＋∫b aV3dθ＋∫c=2〓bV1dθ〕
＝２／πcos φ／２ ……(4) Ｙ＝１／2π〔∫d p（−V1）dθ＋∫e dV3dθ＋∫c e（−V
1）dθ〕 ＝２／πsinφ／２ ……(5) (4)、(5)式で示すＸ，Ｙの直流電圧は、それぞれ
低周波増幅器２９の正相入力端子（Ｒ点）、逆相
入力端子（Ｓ点）に加わり、増幅されFM復調出
力端子Ｏに導びかれる。復調出力端子Ｏにおける
復調出力電圧V0は(4)、(5)式より(6)式の様に導出
できる。但し、低周波増幅器２９の電圧利得を
Avとする。
＝２／πcos φ／２ ……(4) Ｙ＝１／2π〔∫d p（−V1）dθ＋∫e dV3dθ＋∫c e（−V
1）dθ〕 ＝２／πsinφ／２ ……(5) (4)、(5)式で示すＸ，Ｙの直流電圧は、それぞれ
低周波増幅器２９の正相入力端子（Ｒ点）、逆相
入力端子（Ｓ点）に加わり、増幅されFM復調出
力端子Ｏに導びかれる。復調出力端子Ｏにおける
復調出力電圧V0は(4)、(5)式より(6)式の様に導出
できる。但し、低周波増幅器２９の電圧利得を
Avとする。
△φ＝φ−π／２とおくと(6)式は(7)式になる。
第２図の端子Ｕ，Ｖに接続される位相シフト回
路２２には、例えば第７図に示すインダクタL1，
L2、コンデンサC2、抵抗R2より構成される位相
シフト回路等が使用される。端子Ｕ，Ｖにおける
端子電圧の位相差のπ／２からのずれは上記△φと 一致するわけであるが、このとき、△φは(8)式で
表わされる。
路２２には、例えば第７図に示すインダクタL1，
L2、コンデンサC2、抵抗R2より構成される位相
シフト回路等が使用される。端子Ｕ，Ｖにおける
端子電圧の位相差のπ／２からのずれは上記△φと 一致するわけであるが、このとき、△φは(8)式で
表わされる。
△φ＝±tan-12QL△／c ……(8)
cは第３図における中心周波数
△はcからの周波数偏移値
QLは第７図L2、C2からなる共振回路の負荷Ｑ
さて、(7)式で△φ≪１と考えると(7)式は(9)式に
なる。
なる。
(9)式に(8)式を代入して(10)式が得られる。
又、位相回路（第７図）の振幅特性を考えると
(10)式は(11)式の近似をとることができる。
(10)式は(11)式の近似をとることができる。
但し、ｘ＝2QL・△／c ……(12)
(11)式は、FM復調器のＳ字特性を示すが、これ
を図示すると、第８図の様になる。即ち、中心周
波数cを中心として周波数が、△だけ偏移した
とき復調出力端子Ｏの直流レベルは、第８図の様
にＳ字状の曲線を描き、従つて、FM復調が、可
能となる。
を図示すると、第８図の様になる。即ち、中心周
波数cを中心として周波数が、△だけ偏移した
とき復調出力端子Ｏの直流レベルは、第８図の様
にＳ字状の曲線を描き、従つて、FM復調が、可
能となる。
次に本発明のFM復調回路の具体的な実施例を
第９図に示す。端子Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｏはそれぞれ本
発明の原理を示した第２図の端子Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｏ
に対応する。端子はFM中間周波増幅器２１の
反転入力端子で、端子Ｉは電源供給端子、端子
G′は接地端子を示す。
第９図に示す。端子Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｏはそれぞれ本
発明の原理を示した第２図の端子Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｏ
に対応する。端子はFM中間周波増幅器２１の
反転入力端子で、端子Ｉは電源供給端子、端子
G′は接地端子を示す。
抵抗３３、トランジスタ３１，３２、抵抗３４
によつて形成される差動増幅器は第２図のFM中
間周波増幅器２１を構成し、トランジスタ３５、
抵抗３６，３７，３８，４１，４３、トランジス
タ３９，４０およびダイオード４２で形成される
差動増幅器は第２図におけるリミツタ増幅器２３
を構成し、インダクタ２０１，２０５、コンデン
サ２０２、抵抗２０３は位相シフト回路２２を構
成し、トランジスタ４４，４８，４９、抵抗４
５，４６，４７，５０はリミツタ増幅器２４を構
成し、トランジスタ５１，５２、抵抗５３はOR
回路２５を構成し、トランジスタ５４，５５、抵
抗５６はOR回路２６を構成し、抵抗５７，５８
及びトランジスタ６０，６１のベース・エミツタ
間容量はローパスフイルタ２７，２８を構成し、
トランジスタ６０，６１、抵抗５９，６２は低周
波増幅器２９を構成している。又、コンデンサ２
０４は、電源供給端子Ｉを交流的に接地するため
のものである。
によつて形成される差動増幅器は第２図のFM中
間周波増幅器２１を構成し、トランジスタ３５、
抵抗３６，３７，３８，４１，４３、トランジス
タ３９，４０およびダイオード４２で形成される
差動増幅器は第２図におけるリミツタ増幅器２３
を構成し、インダクタ２０１，２０５、コンデン
サ２０２、抵抗２０３は位相シフト回路２２を構
成し、トランジスタ４４，４８，４９、抵抗４
５，４６，４７，５０はリミツタ増幅器２４を構
成し、トランジスタ５１，５２、抵抗５３はOR
回路２５を構成し、トランジスタ５４，５５、抵
抗５６はOR回路２６を構成し、抵抗５７，５８
及びトランジスタ６０，６１のベース・エミツタ
間容量はローパスフイルタ２７，２８を構成し、
トランジスタ６０，６１、抵抗５９，６２は低周
波増幅器２９を構成している。又、コンデンサ２
０４は、電源供給端子Ｉを交流的に接地するため
のものである。
本実施例では、トランジスタ６０，６１のベー
スから見た容量性インピーダンスと抵抗５７，５
８とによりローパスフイルタが構成され、第２図
に示すローパスフイルタ２７，２８の役割をはた
している。通常ローパスフイルタとしては、抵抗
とコンデンサからなるフイルタを一段、又は二段
縦続接続したものが一般的であるが、トランジス
タのベース・エミツタ間又はベース・コレクタ間
に寄生する容量成分によるローパスフイルタ効果
を利用することでもよく、このようにすることに
よつてIC化に適したローパスフイルタを得るこ
とができる。
スから見た容量性インピーダンスと抵抗５７，５
８とによりローパスフイルタが構成され、第２図
に示すローパスフイルタ２７，２８の役割をはた
している。通常ローパスフイルタとしては、抵抗
とコンデンサからなるフイルタを一段、又は二段
縦続接続したものが一般的であるが、トランジス
タのベース・エミツタ間又はベース・コレクタ間
に寄生する容量成分によるローパスフイルタ効果
を利用することでもよく、このようにすることに
よつてIC化に適したローパスフイルタを得るこ
とができる。
又ダイオード４２と抵抗４３はトランジスタ４
０，４９のベースバイアスを与える為のバイアス
回路を構成している。
０，４９のベースバイアスを与える為のバイアス
回路を構成している。
このように、本発明によるFM復調回路では、
従来のクオドラチヤ検波に於いて掛算器を使用し
ていたのに対して、OR回路を採用している。し
かも、第９図より明らかに、わかる様に、トラン
ジスタ３９，４０，４８，４９，５１，５２，５
４，５５及びトランジスタ６０，６１のバイアス
が、正常に掛かる為に必要な電源供給端子Ｉでの
電圧は1.8V程度で充分であり、低電圧動作の極
めて優れた性能を有するFM復調回路を提供する
ことができる。
従来のクオドラチヤ検波に於いて掛算器を使用し
ていたのに対して、OR回路を採用している。し
かも、第９図より明らかに、わかる様に、トラン
ジスタ３９，４０，４８，４９，５１，５２，５
４，５５及びトランジスタ６０，６１のバイアス
が、正常に掛かる為に必要な電源供給端子Ｉでの
電圧は1.8V程度で充分であり、低電圧動作の極
めて優れた性能を有するFM復調回路を提供する
ことができる。
以上、本発明の一実施例を説明したが、特に具
体的回路構成等に於いては適宜変更できることは
明らかである。
体的回路構成等に於いては適宜変更できることは
明らかである。
第１図は従来のFM検波器の回路図である。第
２図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第
３，４，５，６および８図はいづれも本発明の一
実施例の動作を説明した図で、それぞれ位相シフ
ト回路の位相特性図、Ｌ，Ｍ，Ｎの各点での電圧
波形図、Ｐ点の電圧波形図、Ｑ点の電圧波形図、
および入出力特性図、第７図は位相シフト回路の
一例を示す回路図である。第９図は本発明の一実
施例にかかるFM検波器の具体的回路を示した図
である。 １，２，５，６，３１，３２，３５，３９，４
０，４４，４８，４９，５１，５２，５４，５
５，６０，６１……トランジスタ、３……定電流
源、４，７，８，３３，３４，３６，３７，３
８，４１，４３，４５，４６，４７，５０，５
３，５６，５７，５８，５９，６２，２０３……
抵抗、９，１０，１１，４２……ダイオード、２
０４……コンデンサ、２１……中間周波増幅器、
２２……位相シフト回路、２３，２４……振幅制
限増幅器、２５，２６……OR回路、２７，２８
……ローパスフイルタ、２９……低周波増幅器。
２図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第
３，４，５，６および８図はいづれも本発明の一
実施例の動作を説明した図で、それぞれ位相シフ
ト回路の位相特性図、Ｌ，Ｍ，Ｎの各点での電圧
波形図、Ｐ点の電圧波形図、Ｑ点の電圧波形図、
および入出力特性図、第７図は位相シフト回路の
一例を示す回路図である。第９図は本発明の一実
施例にかかるFM検波器の具体的回路を示した図
である。 １，２，５，６，３１，３２，３５，３９，４
０，４４，４８，４９，５１，５２，５４，５
５，６０，６１……トランジスタ、３……定電流
源、４，７，８，３３，３４，３６，３７，３
８，４１，４３，４５，４６，４７，５０，５
３，５６，５７，５８，５９，６２，２０３……
抵抗、９，１０，１１，４２……ダイオード、２
０４……コンデンサ、２１……中間周波増幅器、
２２……位相シフト回路、２３，２４……振幅制
限増幅器、２５，２６……OR回路、２７，２８
……ローパスフイルタ、２９……低周波増幅器。
Claims (1)
- １ FM中間周波信号を増幅して互いに反対位相
の第１および第２の信号を出力する第１の振幅制
限増幅器と、前記FM中間周波信号を受けこの信
号の位相を中心のFM中間周波数に対する該信号
の周波数の偏移に相当する量だけシフトして位相
シフト信号を出力する位相シフト回路と、前記位
相シフト信号を増幅して出力する第２の振幅制限
増幅器と、前記第１の振幅制限増幅器からの前記
第１の信号および前記第２の振幅制限増幅器から
の出力信号を受けこれらのうちの優位な電圧に追
従する出力を発生する第１のOR回路と、前記第
１の振幅制限増幅器からの前記第２の信号および
前記第２の振幅制限増幅器からの前記出力信号と
同一の信号を受けこれらのうちの優位な電圧に追
従する出力を発生する第２のOR回路と、前記第
１のOR回路の出力を積分する第１の低域波回
路と、前記第２のOR回路の出力を積分する第２
の低域波回路と、これら第１および第２の低域
波回路の出力の差をとりFM復調信号を発生す
る回路手段とを備えることを特徴とするFM復調
回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11057079A JPS5634202A (en) | 1979-08-29 | 1979-08-29 | Fm demodulating circuit |
| US06/181,930 US4339726A (en) | 1979-08-29 | 1980-08-27 | Demodulator of angle modulated signal operable by low power voltage |
| GB8027794A GB2060291B (en) | 1979-08-29 | 1980-08-28 | Angle demodulators |
| DE3050934A DE3050934C2 (de) | 1979-08-29 | 1980-08-29 | Demodulatorschaltung zum Demodulieren eines winkelmodulierten Eingangssignals |
| DE3032660A DE3032660C2 (de) | 1979-08-29 | 1980-08-29 | Demodulatorschaltung zum Demodulieren eines winkelmodulierten Eingangssignals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11057079A JPS5634202A (en) | 1979-08-29 | 1979-08-29 | Fm demodulating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5634202A JPS5634202A (en) | 1981-04-06 |
| JPS643083B2 true JPS643083B2 (ja) | 1989-01-19 |
Family
ID=14539173
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11057079A Granted JPS5634202A (en) | 1979-08-29 | 1979-08-29 | Fm demodulating circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5634202A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2033073T3 (es) * | 1988-02-17 | 1993-03-01 | Shell Internationale Research Maatschappij B.V. | Composicion lubricante que contiene un mejorador del indice de viscosidad que tiene propiedades dispersantes. |
| JP2820511B2 (ja) * | 1990-07-18 | 1998-11-05 | 富士通株式会社 | コヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6031286B2 (ja) * | 1977-04-08 | 1985-07-22 | 株式会社東芝 | Ｆｍ検波回路 |
-
1979
- 1979-08-29 JP JP11057079A patent/JPS5634202A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5634202A (en) | 1981-04-06 |
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