JPS5942489B2 - 周波数弁別回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は周波数弁別回路、特に半導体集積回路に実現す
るのに適した周波数弁別回路に関するものである。

従来から周波数変調波の復調や自動周波数制御等のため
に種々の周波数弁別回路が用いられていた。

しかしながら、フオーターシーレ一方式や比率検波器は
コイルや容量の大きなコンデンサを数多く必要とする。

このコイルや容量の大きなコンデンサは半導体チップ上
に形成できず、その為に半導体チップ上にコイルやコン
デンサを接続する多くの電極端子を必要とする欠点があ
り、半導体集積回路には全く適さないものであった。

またたとえば特公昭４８−７６６１に示されるような差
動ピーク検波方式は必要とするコイルは１つであり、半
導体集積回路化に適した回路構成をしている。

またこの時コイルのために要求される電極端子数は２個
と割合に少ないものである。

しかしながら出力オフセット電圧のバラツキが大きい欠
点があった。

またオフセット電圧のバラツキを小さくすると感度が悪
くなっていた。

モノリシック集積回路化に適した他の方式として入力信
号を一方は直接他方は移相回路を介してそれぞれＡＮＤ
ゲートもしくはＯＲゲートに加えこれを積分するカドレ
チュア検波方式がある。

この検波方式もコイル等のために要求される電極端子数
は３つであり、半導体集積回路としては比較的適してい
る反面、これを半導体集積回路化した場合には出力オフ
セット電圧を犠牲にするか検波感度を犠牲にするかの選
択を迫られる。

本発明は感度が高く、オフセット電圧のバラツキが小さ
く、半導体集積回路用に適した周波数弁別回路を提供す
ることにある。

本発明によれば、入力信号を受け２つの互いに位相の反
転した第１および第２の信号を得る入力段増幅回路と、
第１の信号の位相を９０°移相する移相回路と、コレク
タが交流的に接地されベースに前記第１の信号を受ける
第１のトランジスタと、コレクタが交流的に接地されベ
ースに前記第２の信号を受ける第２のトランジスタと、
前記第１および第２のトランジスタのエミッタに一端が
それぞれ接続され他端はいづれも移相回路に接続された
第１および第２のコンデンサと前記第１および第２のト
ランジスタのエミッタ出力を入力する差動増幅出力回路
とを含む周波数弁別回路を得る。

かかる本願発明によれば、コイルは移相回路に１つしか
必要としないので半導体集積回路に適した回路構成とい
うことができる。

第１および第２のコンデンサの容量は十分小さく半導体
チップ内に形成可能であり、またコイル外付けのために
要求される電適数もせいぜい１つか２つであり、このた
めにチップ面積が大きくなることはない。

また差動増巾出力回路の利得を下げ、一方入力段増巾回
路の利得を十分大きくすることによって、感度を犠牲に
することなく、出力オフセット電圧のバラツキを小さく
できる。

次に図面を参照して、本願発明をより詳細に説明する。

第１図は本発明の一実癩例を示す図であり、入力信号源
１からの入力信号は主に差動増幅器で構成される入力段
増幅回路２に印加され、この増幅回路２によって増巾並
びに振幅制限された後左いに位相が１８０°異なる２つ
の出力を回路内部点Ａ。

Ｂに得る。

回路内部点Ａにはコンデンサ３１ 、３２とコイル３３
とからなる移相回路３が接続され、回路内部点Ａに得ら
れた信号とは位相が９０°異なる信号がコンデンサ３１
と３２の接続点りに得られる。

エミッタ抵抗４２を備えたエミッタフォロワートランジ
スタ４１のベースは接続点１１が接続されており、一方
コンデンサ３２とコイル３３とのそれぞれの他端にはベ
ースバイアス用電源４３とこれに並列に接続されたコン
デンサ４４とが接続されている。

前述の回路内部点Ａ、Ｂに得られた信号はコレクタが電
源１０の正の端子に接続されたトランジスタ５と６の各
ベースにそれぞれ供給されている。

さらに、これらのトランジスタ５，６のエミッタにはコ
ンデンサ７．８を介してトランジスタ４１のエミッタ即
ち回路内部点Ｃに得られる信号が供給される。

このようにしてコンデンサ７の両端にはトランジスタ５
の導通時に回路内部点ＡとＣとの電圧のベクトル差に相
当する電圧からトランジスタ５のベース・エミッタ間順
方向電圧を引いた値の電圧を生じ、またコンデンサ８の
両端にはトランジスタ６の導通時に回路内部点ＢとＣと
の電圧のベクトル差に相当する電圧からトランジスタ６
のベース・エミッタ間順方向電圧を引いた値の電圧を生
じる。

これらコンデンサ７．８の両端電位は実質的にトランジ
スタ５゜６のベース・エミッタ間電圧に比例しており、
すなわち回路内部点Ａ、ＢとＣとの電位差に比例してい
る。

尚、トランジスタ５と６の導通は信号の半周期毎に生じ
る。

これらコンデンサ７．８の両端電圧は差動増巾器を含む
出力回路９の差動入力に加えられる。

この時トランジスタ５，６のエミッタに生じる回路内部
点Ｃの信号は出力回路９の差動増幅器で打ち消されるこ
とになる。

出力回路９の出力には次に述べるように周波数弁別出力
を得る。

次に入力信号の周波数、ｆｉと移送回路３の中心周波数
ｆｏとの関係を第２図を参照してさらにくわしく説明す
る。

移相回路３の位相特性θは回路理論より θ＝９０°−ｔａｎ−１ＱＸ −−・（
１）となることが簡単に導ひかれる。

ここでＱはコンデンサ３２とコイル３３との同調回路Ｑ
であり、Ｘは 、ｆｉ ｆｏ ２△ｆ Ｘ−一−−２□ ・・・・・・（２）ｆｏ
ｆｉ ｆ。

定義されるものである（△ｆ＝ｆｉ−ｆｏ）。

入力信号の周波数ｆｉと移相回路の中心周波数ｆｏとの
関係により各回路内部点Ａ、Ｂ、Ｃの信号のベクトル図
を第２図ａ、ｂ、ｃに示した。

尚、＋１０１１は接地点を示す。

上述したように出力は回路内部点ＡとＣとの信号のベク
トル差と回路内部点ＢとＣとの信号のベクトル差との絶
対値のスカラ差によって得られるので、入力信号周波数
ｆｉと中心周波数ｆｏとが等しい場合（第２図ａ）には
出力は零、入力信号周波数ｆｉより中心周波数ｆｏが小
さい場合（同図ｂ）には出力は正（又は負）の値、入力
信号周波数ｆｉより中心周波数ｆｏが大きい場合（同図
Ｃ）には出力は負（又は正）の値となる。

このように入力信号の周波数ｆｉが変化するとそれに応
じ位相特性θが変化し、出力の正負並びにその値が変化
し、周波数弁別出力が得られる。

本発明の特徴についてさらに述べる。

コンデンサ３１，７．８の容量はコンデンサ３２の容量
に比して極めて小さく、０．２〜ｌ０ＰＦ程度で良い。

たとえばコンデンサ３１として０．５ＰＦ、コンデンサ
７．８として５〜６ＰＦが選ばれる。

このような低容量コンデンサは半導体集積回路内に作成
可能である。

したがって、半導体チップに要求される電極は電源電位
供給用と入出力用の外にコイル３３とコンデンサ３２の
並列回路を付加する接続点１１にただ１つ必要とされる
だけである。

したがって半導体チップサイズやパッケージサイズの大
型化、あるいは集積度の低下等がなく、半導体集積回路
等の集積回路に構成するのに最適の回路形式である。

また調整は付加されるコイル３３等による中心周波数ｆ
ｏをスィーパ−等により所定の値に調節するだけでよい
。

このように調整が極めて容易で比検波方式のようなむづ
かしい調整は不要である。

次に検波出力は回路内部点Ａ、Ｂの高周波電圧、すなわ
ち入力段増幅回路２の増幅度と出力回路９の増幅度とに
より決まる。

一方、出力回路９の出力オフセット電圧のバラツキは通
常同出力回路９の増幅度に比例することが知られている
。

したがって出力回路９の増幅度を低くし、入力段増幅回
路２の増幅度を高くすることにより、検波感度を犠牲に
することなく出力オフセット電圧のバラツキを小さく押
えることができる。

このため自動周波数制御（ＡＦＣ）回路等の直流出力電
圧を得る回路に用いるのに適している。

さらに第２図ａ。ｂ、ｃのベクトル図は最も感度の良い
といわれるフォスクー・シーレー型の周波数弁別回路と
ほとんど同じであり、このため本発明の回路は周波数弁
別回路としてはフォスター・シーレー型のものと同様に
最も感度の良いものである。

次に、本発明の他の実施例を第３図を参照して説明する
。

第１図と相違する点は９０°の移相回路３′とトランジ
スタ４１に対するバイアスのみであり、他の部分は第１
図と同様の参照数字を付して説明を省略する。

回路内部点Ａに接続された接続点１２にはコイル３４と
これに直列に接続されたコンデンサ３２とコイル３３と
の並列回路が接続されている。

このコイル３４と前述の並列回路との接続された部分は
接続点１３を介してトランジスタ４１のベースに接続さ
れ、並列回路の他端にはコンデンサ４４を介して接地点
に接続されている。

この場合バイアス電位はコイル１２を介して与えられて
いる。

かかる回路によっても周波数弁別動作は第１図の回路と
ほぼ同様に説明できる。

尚第３図のように回路内部点Ａの信号をコーイル３４を
介してトランジスタ４１に供給することによって、入力
段増幅器２の歪による入力信号の高調波等の高同波成分
がトランジスタ４１のベースに加わることを少なくでき
るので、検波歪率を極めて小さくできるものである。

本実捲例に於いても電源供給用の端子や入出力用端子の
他にわずか２端子が要求されただけであり、４，５個の
端子を必要とするフォスター・シーレ一方式や比率検波
方式に比して極めて集積回路用に適した回路であるとい
うことができる。

また検波感度が高く、出力オフセットの小さいことや調
節の容易なこと等も第１図の実施例と同様である。

尚、上記に本発明の一実癩例を説明したが、本発明は上
記実施例に限定されることはなく、たとえば移相回路３
，３′は他の回路形式でも良く、要は回路内部点Ａに得
られる信号を９０°もしくはほぼ９０°だけ移相できる
ものであればその回路形式を問わないことは明らかであ
る。

尚、９０°から多少ずれても検波態率が低下するのみで
、回路動作は実質上変わりないものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の回路図である。 第２図ａ、ｂ、ｃは本発明の詳細な説明するベクトル図
である。 第３図は本発明の第２の実症例の回路図である。 １・・・・・・入力信号源、２・・・・・・入力段増幅
回路、３・・・・・・移相回路、４・・・・・・インピ
ーダンス変換回路、５．６，４１・・・・・・［・ラン
ジスタ、９・・・・・・出力回路、７．８，３１．３２
，４４・・・・・・コ〕／デンサ、３３゜３４・・・・
・・コイル、４２・・・・・・抵抗、１０・・・・・・
電源、１１．１２，１３・・・・・・接続点、Ａ、Ｂ、
Ｃ・・・・・・回路内部点。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 人力信号を受は互いに位相の異なる第１および第２
   の信号を得る入力段増幅回路と、前記第１の信号の位相
   を移相する手段と、前記第１の信号をベースに受ける第
   １のトランジスタと、前記第２の信号をベースに受ける
   第２のトランジスタと、前記第１および第２のトランジ
   スタの各エミッタにそれぞれの一端が接続された第１お
   よび第２のコンデンサと、前記第１および第２のコンデ
   ンサのそれぞれの他端に前記移相する手段の出力を供給
   する手段と、前記第１および第２のトランジスタの各エ
   ミッタ出力を入力する差動増幅出力回路とを含む周波数
   弁別回路。 ２ 前記第１および第２のトランジスタはコレクタ接地
   型式に接続され、前記移相する手段は位相を９０°移和
   する特許請求の範囲第１項の周波数弁別回路。