JPH0124365B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 この発明は、受信装置、主としてAMラジオ受
信装置に関する。

〔背景技術〕

AMラジオ受信装置を構成するRF（無線周波）
増幅段として、第１図に示すような回路が、特公
昭53−45250号公報によつて公知である。

この回路は、感度を良くするため、エミツタ接
地増幅トランジスタQ₁のエミツタに非線形素子
としてのスイツチングダイオードQ₂を介したコ
ンデンサC₁₀₅により交流的に接地している。そし
て、強入力信号特性を良くするため、中入力以上
では、AGC電圧によりダイオードQ₂をオフさせ
て、増幅トランジスタQ₁のエミツタインピーダ
ンスが抵抗R₁で決定されるようにされる。

上記ダイオードQ₂の上述のような制御は、ベ
ースに定電圧V_B3が印加され、ダイオードQ₂のバ
イアス電流を形成するトランジスタQ₃のベース
電圧の制御によつて行なわれる。すなわちトラン
ジスタQ₁₁、分圧抵抗R₆，R₆′でレベルシフトさ
れたAGC電圧がベースに印加されたトランジス
タQ₄₀によつて、上記トランジスタQ₃のベース電
圧を低下させるものである。

この回路にあつては、AGC電圧の信号成分を
減衰させるためのデカツプリング用のコンデンサ
C₁₀₅をトランジスタQ₄₀のベースに接続する必要
がある。したがつて、モノリシツクIC化に際し
て、外付端子P₁、及び外付部品が増加するとい
う欠点がある。

さらに、強入力信号特性が良くするために、エ
ミツタ接地増幅トランジスタQ₁のコレクタに、
差動トランジスタQ₄，Q₅で構成されたコレクタ
電流分割回路が設けられる。一方の差動トランジ
スタQ₅のベースには、所定の基準電圧V_B1が印加
される。他方の差動トランジスタQ₄ベースには、
上記レベルシフトされたAGC電圧がベースに印
加されたトランジスタQ₄₁のコレクタ反転電圧が
印加される。したがつて、トランジスタQ₄₁のし
きい値電圧V_BEを越えるAGC電圧の上昇に伴なつ
てトランジスタQ₄₁のコレクタ電圧が低下する。
これにより、トランジスタQ₄の導電度が低下し
て、RF増幅段の出力電流を減少させる利得制御
動作が行なわれる。

この場合、AGC電圧の上昇、換言すれば、入
力信号V_INのレベル上昇に伴なつて、トランジス
タQ₁のコレクタ電圧を低下させるため、トラン
ジスタQ₁のコレクタ電圧のダイナミツクレンジ
を制限するという欠点がある。

また、この回路では、上述のような利得制御の
ために、多数の回路素子を必要とする。

〔発明の目的〕

この発明の目的は、簡単な回路により、感度、
及び強入力信号特性の改善を図つた受信装置を提
供することにある。

この発明の他の目的は、モノリシツクIC化に
適した受信装置を提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明の基本的な構成は、「ベースにはRF受信
信号を受けるトランジスタQ₁と、上記トランジ
スタQ₁のエミツタと基底電位との間に接続され
た抵抗R₁と、上記トランジスタQ₁のエミツタに
その一端が接続された非線形素子Q₂と、上記非
線形素子Q₂の他端と基底電位との間に接続され
たコンデンサC₁₀₅と、上記非線形素子Q₂の他端に
接続された定電流源と、エミツタが上記トランジ
スタQ₁のコレクタに、ベースが直流バイアス源
に接続されたトランジスタQ₄とを有するRF増幅
段と、上記トランジスタQ₄のコレクタに流れる
電流を入力とする周波数変換段と、上記周波数変
換段の出力に接続されたIF増幅段と、上記IF増
幅段の出力を検波する検波段と、上記検波段の出
力を平滑する平滑手段と、上記平滑手段の出力を
そのベースに受けるトランジスタQ₁₁と、上記ト
ランジスタQ₁₁のエミツタと基底電位との間に接
続された抵抗R₆と、上記トランジスタQ₁₁のコレ
クタに流れる電流を入力とし、出力が上記非線形
素子Q₂の他端に接続されたカレントミラーQ₉，
Q₁₀とを有するAGC段とを具備する受信装置であ
つて、さらに、上記AGC段は上記トランジスタ
Q₁₁のエミツタに生ずる電圧を第１のAGC信号と
して上記IF増幅段に印加して、上記IF増幅段の
利得を制御し、上記カレントミラーQ₉，Q₁₀の出
力電流を第２のAGC信号として上記定電流源に
流し、上記定電流源の電流から上記第２のAGC
信号の電流を引いた電流を上記非線形素子Q₂に
流すことにより、そのインピーダンスを変化さ
せ、もつて、RF増幅段の利得を制御するように
したことを特徴とする受信装置。」にある。

〔実施例〕

第２図には、この発明をモノリシツクIC化さ
れたAM受信装置に適用した場合の具体的一実施
例回路が示されている。

同図において、一点鎖線によつて囲まれた部分
の回路部品は、周知の半導体装置製造方法によつ
て１個のシリコン・チツプ内に形成される。ま
た、丸で囲まれた数字は、集積回路のピン番号を
示しており、これらのピンに電気的に接続された
外部回路素子は、デイスクリート部品で構成され
る。

アンテナ１で受信された電波は、コンデンサ
C₁₀₁，C₁₀₂，C₁₀₃及びコイルL₁₀₁、抵抗R₁₀₁から
なる段間周波数選択素子を介して、１番ピンに印
加される。１番ピンに印加されたRF信号は、RF
増幅段２内のエミツタ接地トランジスタQ₁、さ
らにベース接地トランジスタQ₄により増幅され
15番ピンより、RF出力信号が得られる。この15
番ピンには、コンデンサC₁₁₂，C₁₀₄、コイル₁₀₃か
らなる段間周波数選択素子（同調回路）が接続さ
れる。また、15番ピンより得られたRF信号は、
コンデンサC₁₀₇を介して13番ピンに印加される。
この13番ピンからのRF信号は、周波数変換段３
内のトランジスタQ₂₃のベースに印加される。ト
ランジスタQ₂₁，Q₂₂は、周波数変換段３内の局
部発振器を構成し、その局部発振周波数は、11，
12及び14番ピンに接続されたコイルL₁₀₄、コンデ
ンサC₁₁₀，C₁₁₁等により決定される。この周波数
変換段３内で、RF信号と局部発振信号とが周波
数混合され、中間周波数信号がトランジスタQ₁₂
のコレクタ、すなわち11番ピンより得られる。11
番ピンより得られた中間周波数信号は、第１中間
周波数トランジスタIFT₁、コンデンサC₁₁₃を介
して、10番ピンに印加される。この10番ピンの中
間周波信号は、第1IF増幅段４ａの増幅トランジ
スタQ₃₀，Q₃₁により増幅され、９番ピンに取り
出される。この９番ピンより得られた中間周波信
号は、第２中間周波トランジスタIFT₂を介して、
８番ピンに印加され、第2IF増幅段４ｂの増幅ト
ランジスタQ₃₅，Q₃₆より増幅される。

この増幅出力信号は、音声及びAGC検波段５
の検波トランジスタQ₃₇のベースに印加される。

すなわち、中間周波増幅出力信号は、検波トラ
ンジスタQ₃₇のベース、エミツタ、そのエミツタ
に接続された抵抗R₂₆、コンデンサC₁₁₇によつて
AM検波され、６番ピンより音声出力が得られ、
図示されていないが、音声増幅段、スピーカへと
伝達される。

また、６番ピンより得られた音声信号は、５，
６番ピンに接続された抵抗R₂₈、及び５番ピンと
基底電位との間に設けられたコンデンサC₁₂₁から
なるAGCフイルタにより平滑され、エミツタフ
オロワ回路Q₃₈，Q₁₁を経て、トランジスタQ₁₁の
エミツタより、IF増幅段４ａへのAGC電圧が得
られる。また、このトランジスタQ₁₁のコレクタ
電流は、RF増幅段２のAGC電流信号として用い
られる。

14、15番ピン間に接続されたpnpトランジスタ
Q₈、ダイオードQ₆，Q₇は電圧比較回路を構成す
る。この電圧比較回路の検出信号は、トランジス
タQ₈のコレクタより得られ、AGCフイルタを構
成するコンデンサC₁₂₁の一端、すなわち５番ピン
に印加される。

上記トランジスタQ₁₁のエミツタから得られる
AGC電圧は、受信電波強度の上昇、すなわち
AGC電圧の上昇に対して、第1IF増幅段４ａの制
御トランジスタQ₂₈の導通度が増す。これによつ
て、可変電流トランジスタQ₂₉の導通度が低下し
て、増幅トランジスタQ₃₀，Q₃₁の電流が減少す
るため、ダイオードQ₃₂，Q₃₃に多く流れていた
エミツタ電流が減少する。したがつて、増幅トラ
ンジスタQ₃₀，Q₃₁のエミツタインピーダンスが
増大して、第1IF増幅段の利得が低下する。かか
る回路の動作の詳細は、特願昭46−9349号（特開
昭47−22655号）「増幅回路」に記載されており、
参照されたい。

またさらに、受信電波強度が上昇すると、RF
増幅段の利得制御が下記のようになされる。

トランジスタQ₁₁のベースにおける電圧は、ト
ランジスタQ₁₁にて電圧・電流変換され、上記ト
ランジスタQ₁₁のコレクタにAGC電流信号として
取り出される。該AGC電流信号はトランジスタ
Q₉，Q₁₀で構成されたカレントミラーを介して定
電流源を構成する定電流トランジスタQ₃のコレ
クタに流れる。上記定電流トランジスタQ₃のコ
レクタには上記ダイオードQ₂のカソードが接続
されているので、上記ダイオードQ₂には、上記
定電流トランジスタの電流から上記AGC電流信
号の電流を引いた差の電流が流れることになる。

したがつて、上記AGC電流信号の増大に伴つ
て、上記ダイオードQ₂に流れる電流は減少する
ことになる。ダイオードは非線形素子であるの
で、上記ダイオードQ₂に流れる電流が減少する
と、そのインピーダンスは、指数関係的に増加す
るものとなる。

上記ダイオードQ₂は抵抗R₁₁と交流的に並列接
続され、トランジスタQ₁の交流インピーダンス
を成しているから、上記ダイオードQ₂のインピ
ーダンスの増加に伴い、上記トランジスタQ₁の
交流インピーダンスも増加する。

上記トランジスタQ₁のエミツタにおける交流
インピーダンスの増大に伴なつて、上記トランジ
スタQ₁のコレクタに流れる受信信号電流も減少
するので、結果的にRF増幅段の利得が減少する
こととなる。

尚、ダイオードQ₂のカソードと基底電位との
間には、コンデンサC₁₀₅が接続されているが、該
コンデンサC₁₀₅は、上記ダイオードQ₂のカソード
を交流接地するとともに、RF増幅段の入力にお
ける受信感度を向上するものであり、さらに、上
記AGC電流信号中の交流成分を除去してRF増幅
段へのAGC信号感度を向上するデカツプリング
コンデンサの役目も兼ねている。

なお、上記カレントミラーQ₉，Q₁₀からのAGC
電流が、上記定電流トランジスタのコレクタ電流
と等しくなる状態においては、上記ダイオード
Q₁のエミツタにおける交流インピーダンスは抵
抗R₁のみで決まることとなる。

上記トランジスタQ₁の交流インピーダンスの
増大にともなうRF増幅段の利得制御動作に次い
で、下記に示すようなRF増幅段の利得制御動作
がなされる。

上記カレントミラーQ₉，Q₁₀の出力電流の値が
上記定電流トランジスタQ₃のコレクタ電流の値
よりも大きくなると、その過剰電流は、トランジ
スタQ₄とともにトランジスタ差動回路を構成す
るトランジスタQ₅のベースに流入することとな
る。尚、トランジスタQ₁₀のコレクタ電流の増加
は、トランジスタQ₁₀のコレクタ・エミツタ間電
圧の減少をまねくから、結果としてトランジスタ
Q₁₀のコレクタ電圧は上昇する。よつて、トラン
ジスタQ₁₀のコレクタに接続されたトランジスタ
Q₅のベース電位も上昇する。

トランジスタQ₄のベース電位は固定の直流バ
イアス源に接続されているので、上記トランジス
タQ₅のベース電位上昇は、トランジスタQ₅のコ
レクタ電流の増加、トランジスタQ₄のコレクタ
電流の減少をもたらすこととなる。

上記トランジスタQ₄のコレクタ電流は、RF増
幅段の出力であるので、結果として、RF増幅段
の利得が、さらに低下することとなる。

また、RF増幅段２の出力信号の直流レベルは
７番ピンの電圧、すなわち電源電圧V_CCに等し
く、この直流レベルを中心にRF出力信号がスイ
ングしている。したがつて、RF出力信号の最低
値がV_CC−2V_F−V_BE以下になると、ダイオード
Q₆，Q₇及びトランジスタQ₈が導通して、pnpト
ランジスタQ₈のコレクタ電流が流れる。

すなわち、RF増幅段２の出力信号の振幅値が
2V_F＋V_BE（略2.1ボルト）以上になると、電圧比
較回路が動作して、AGC電圧を大きくするため、
RF増幅段２の利得を低下させる。

〔効果〕

１ RF増幅段へのAGC電流信号を供給するカレ
ントミラーQ₉，Q₁₀の出力は、ダイオードQ₂の
カソードに接続されている。上記ダイオード
Q₂のカソードには、RF増幅段の受信感度を向
上させ、かつダイオードQ₂のカソードを交流
的に接地するためのコンデンサC₁₀₅が接地され
ている。

したがつて、上記AGC電流信号中の交流成
分を除去して、RF増幅段のAGC信号感度を向
上させるためのデカツプリングコンデンサとし
て、上記コンデンサC₁₀₅を用いることができ、
第１図に示された従来のRF増幅段に比べコン
デンサを１個削減することが出来る。

２ また、第１図のRF増幅段においては、IF増
幅段へのAGC電圧を抵抗R₆，R₆′で分圧し、抵
抗R₆′に生じた電圧をRF増幅段のAGC電圧と
していたので、デカツプリングコンデンサC₁₀₅
を付加して、AGC信号中の交流成分を除去す
る場合、上記抵抗R₆′とデカツプリングコンデ
ンサの合成交流インピーダンスが大きいので充
分に除去しきれないという問題がある。

それに対し、本発明の場合には、カレントミ
ラーQ₉，Q₁₀の出力とコンデンサC₁₀₅との間は
上記したような抵抗は介していないので、その
交流インピーダンスは、上記コンデンサC₁₀₅の
みで決定され、もつて、RF増幅段のAGC信号
の感度が向上できる。

３ 第１図に示されたRF増幅段をモノリシツク
ICによつて構成しようとした場合、２個のコ
ンデンサを外付けする必要があるので、コンデ
ンサ接続用のピンが２個使用となるが、本発明
受信装置のモノリシツクIC化に際しては、上
記１で述べたようにコンデンサは１個外付けす
るのみでよいのでコンデンサ接続用のピンを１
個削減することができる。

４ 本発明のRF増幅段において、トランジスタ
Q₄のコレクタ電流を制御するための、トラン
ジスタQ₄とトランジスタQ₅とよりなるトラン
ジスタ差動回路は、上記トランジスタQ₅のベ
ースを上記カレントミラーQ₉，Q₁₀の出力に、
トランジスタQ₄のベースを固定の直流バイア
ス源に接続するのみで構成できる。

それに対し、第１図に示された従来のRF増
幅段において、トランジスタQ₄のコレクタ電
流をトランジスタ差動回路（トランジスタQ₄，
Q₅で構成されたトランジスタ差動回路）で制
御するためには、トランジスタQ₄₁、抵抗R₆′，
R₄₁，R₄₂を必要とするので回路構成が複雑な
ものとなる。

５ 本発明のRF増幅段において、強入力信号受
信状態時、トランジスタQ₁のコレクタ電位は、
ベース電位の上昇に伴つて上昇するので、トラ
ンジスタQ₁は飽和領域動作に移行しにくいと
いう利点を有する。

すなわち、強入力信号受信状態時には、カレ
ントミラーQ₉，Q₁₀の出力電流は定電流トラン
ジスタQ₃のコレクタ電流を越え、過剰電流は
トランジスタQ₅のベースに流入することとな
る。したがつて、上記過剰電流分にみあつて、
トランジスタQ₁₀のコレクタ・エミツタ間電圧
が減少、つまりトランジスタQ₁₀のコレクタ電
圧が増加することになる。このトランジスタ
Q₁₀のコレクタ電圧は、トランジスタQ₅のベー
ス・エミツタを介して上記トランジスタQ₁の
コレクタに伝達される。

それに対し、第１図に示された従来のRF増
幅段においては、トランジスタQ₅のベース電
位は固定であり、トランジスタQ₄のベース電
位は、AGC信号の増大に伴つて低下するので、
トランジスタQ₁のベース電位の上昇にともな
つて、そのコレクタ電位を上昇させることは出
来ない。

したがつて、本発明のRF増幅段における出
力ダイナミツクレンジは、従来のそれに比べ大
きいことになる。

〔変形例〕

この発明は、AMラジオ受信装置に限定される
ことなく、RF増幅段、周波数変換段、IF増幅段、
検波段及びAGC回路を有する受信装置一段に応
用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来技術の一例を示す回路図、第２
図は、この発明の具体的一実施例を示す回路図で
ある。 １……アンテナ、２……RF増幅段、３……周
波数変換段、４ａ……第1IF増幅段、４ｂ……第
2IF増幅段、５……検波AGC段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ベースにRF受信信号を受けるトランジスタ
   Q₁と、上記トランジスタQ₁のエミツタと基底電
   位との間に接続された抵抗R₁と、上記トランジ
   スタQ₁のエミツタにその一端が接続された非線
   形素子Q₂と、上記非線形素子Q₂の他端と基底電
   位との間に接続されたコンデンサC₁₀₅と、上記非
   線形素子Q₂の他端に接続された定電流源と、エ
   ミツタが上記トランジスタQ₁のコレクタに、ベ
   ースが直流バイアス源に接続されたトランジスタ
   Q₄とを有するRF増幅段と、上記トランジスタQ₄
   のコレクタに流れる電流を入力とする周波数変換
   段と、上記周波数変換段の出力に接続されたIF
   増幅段と、上記IF増幅段の出力を検波する検波
   段と、上記検波段の出力を平滑する平滑手段と、
   上記検波段の出力をそのベースに受けるトランジ
   スタQ₁₁と、上記トランジスタQ₁₁のエミツタと
   基底電位との間に接続された抵抗R₆と上記トラ
   ンジスタQ₁₁のコレクタに流れる電流を入力と
   し、出力が上記非線形素子Q₂の他端に接続され
   たカレントミラーQ₉，Q₁₀とを有するAGC段とを
   具備する受信装置であつて、さらに、上記AGC
   段は上記トランジスタQ₁₁のエミツタに生ずる電
   圧を第１のAGC信号として上記IF増幅段に印加
   して上記IF増幅段の利得を制御し、上記カレン
   トミラーQ₉，Q₁₀の出力電流を第２のAGC信号と
   して上記定電流源に流し、上記定電流源の電流か
   ら上記第２のAGC信号の電流を引いた電流を上
   記非線形素子Q₂に流すことにより、そのインピ
   ーダンスを変化させ、もつて、RF増幅段の利得
   を制御するようにしたことを特徴とする受信装
   置。