JPH0124365B2 - - Google Patents
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- JPH0124365B2 JPH0124365B2 JP13880380A JP13880380A JPH0124365B2 JP H0124365 B2 JPH0124365 B2 JP H0124365B2 JP 13880380 A JP13880380 A JP 13880380A JP 13880380 A JP13880380 A JP 13880380A JP H0124365 B2 JPH0124365 B2 JP H0124365B2
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- WYROLENTHWJFLR-ACLDMZEESA-N queuine Chemical compound C1=2C(=O)NC(N)=NC=2NC=C1CN[C@H]1C=C[C@H](O)[C@@H]1O WYROLENTHWJFLR-ACLDMZEESA-N 0.000 claims 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
この発明は、受信装置、主としてAMラジオ受
信装置に関する。
信装置に関する。
AMラジオ受信装置を構成するRF(無線周波)
増幅段として、第1図に示すような回路が、特公
昭53−45250号公報によつて公知である。
増幅段として、第1図に示すような回路が、特公
昭53−45250号公報によつて公知である。
この回路は、感度を良くするため、エミツタ接
地増幅トランジスタQ1のエミツタに非線形素子
としてのスイツチングダイオードQ2を介したコ
ンデンサC105により交流的に接地している。そし
て、強入力信号特性を良くするため、中入力以上
では、AGC電圧によりダイオードQ2をオフさせ
て、増幅トランジスタQ1のエミツタインピーダ
ンスが抵抗R1で決定されるようにされる。
地増幅トランジスタQ1のエミツタに非線形素子
としてのスイツチングダイオードQ2を介したコ
ンデンサC105により交流的に接地している。そし
て、強入力信号特性を良くするため、中入力以上
では、AGC電圧によりダイオードQ2をオフさせ
て、増幅トランジスタQ1のエミツタインピーダ
ンスが抵抗R1で決定されるようにされる。
上記ダイオードQ2の上述のような制御は、ベ
ースに定電圧VB3が印加され、ダイオードQ2のバ
イアス電流を形成するトランジスタQ3のベース
電圧の制御によつて行なわれる。すなわちトラン
ジスタQ11、分圧抵抗R6,R6′でレベルシフトさ
れたAGC電圧がベースに印加されたトランジス
タQ40によつて、上記トランジスタQ3のベース電
圧を低下させるものである。
ースに定電圧VB3が印加され、ダイオードQ2のバ
イアス電流を形成するトランジスタQ3のベース
電圧の制御によつて行なわれる。すなわちトラン
ジスタQ11、分圧抵抗R6,R6′でレベルシフトさ
れたAGC電圧がベースに印加されたトランジス
タQ40によつて、上記トランジスタQ3のベース電
圧を低下させるものである。
この回路にあつては、AGC電圧の信号成分を
減衰させるためのデカツプリング用のコンデンサ
C105をトランジスタQ40のベースに接続する必要
がある。したがつて、モノリシツクIC化に際し
て、外付端子P1、及び外付部品が増加するとい
う欠点がある。
減衰させるためのデカツプリング用のコンデンサ
C105をトランジスタQ40のベースに接続する必要
がある。したがつて、モノリシツクIC化に際し
て、外付端子P1、及び外付部品が増加するとい
う欠点がある。
さらに、強入力信号特性が良くするために、エ
ミツタ接地増幅トランジスタQ1のコレクタに、
差動トランジスタQ4,Q5で構成されたコレクタ
電流分割回路が設けられる。一方の差動トランジ
スタQ5のベースには、所定の基準電圧VB1が印加
される。他方の差動トランジスタQ4ベースには、
上記レベルシフトされたAGC電圧がベースに印
加されたトランジスタQ41のコレクタ反転電圧が
印加される。したがつて、トランジスタQ41のし
きい値電圧VBEを越えるAGC電圧の上昇に伴なつ
てトランジスタQ41のコレクタ電圧が低下する。
これにより、トランジスタQ4の導電度が低下し
て、RF増幅段の出力電流を減少させる利得制御
動作が行なわれる。
ミツタ接地増幅トランジスタQ1のコレクタに、
差動トランジスタQ4,Q5で構成されたコレクタ
電流分割回路が設けられる。一方の差動トランジ
スタQ5のベースには、所定の基準電圧VB1が印加
される。他方の差動トランジスタQ4ベースには、
上記レベルシフトされたAGC電圧がベースに印
加されたトランジスタQ41のコレクタ反転電圧が
印加される。したがつて、トランジスタQ41のし
きい値電圧VBEを越えるAGC電圧の上昇に伴なつ
てトランジスタQ41のコレクタ電圧が低下する。
これにより、トランジスタQ4の導電度が低下し
て、RF増幅段の出力電流を減少させる利得制御
動作が行なわれる。
この場合、AGC電圧の上昇、換言すれば、入
力信号VINのレベル上昇に伴なつて、トランジス
タQ1のコレクタ電圧を低下させるため、トラン
ジスタQ1のコレクタ電圧のダイナミツクレンジ
を制限するという欠点がある。
力信号VINのレベル上昇に伴なつて、トランジス
タQ1のコレクタ電圧を低下させるため、トラン
ジスタQ1のコレクタ電圧のダイナミツクレンジ
を制限するという欠点がある。
また、この回路では、上述のような利得制御の
ために、多数の回路素子を必要とする。
ために、多数の回路素子を必要とする。
この発明の目的は、簡単な回路により、感度、
及び強入力信号特性の改善を図つた受信装置を提
供することにある。
及び強入力信号特性の改善を図つた受信装置を提
供することにある。
この発明の他の目的は、モノリシツクIC化に
適した受信装置を提供することにある。
適した受信装置を提供することにある。
本発明の基本的な構成は、「ベースにはRF受信
信号を受けるトランジスタQ1と、上記トランジ
スタQ1のエミツタと基底電位との間に接続され
た抵抗R1と、上記トランジスタQ1のエミツタに
その一端が接続された非線形素子Q2と、上記非
線形素子Q2の他端と基底電位との間に接続され
たコンデンサC105と、上記非線形素子Q2の他端に
接続された定電流源と、エミツタが上記トランジ
スタQ1のコレクタに、ベースが直流バイアス源
に接続されたトランジスタQ4とを有するRF増幅
段と、上記トランジスタQ4のコレクタに流れる
電流を入力とする周波数変換段と、上記周波数変
換段の出力に接続されたIF増幅段と、上記IF増
幅段の出力を検波する検波段と、上記検波段の出
力を平滑する平滑手段と、上記平滑手段の出力を
そのベースに受けるトランジスタQ11と、上記ト
ランジスタQ11のエミツタと基底電位との間に接
続された抵抗R6と、上記トランジスタQ11のコレ
クタに流れる電流を入力とし、出力が上記非線形
素子Q2の他端に接続されたカレントミラーQ9,
Q10とを有するAGC段とを具備する受信装置であ
つて、さらに、上記AGC段は上記トランジスタ
Q11のエミツタに生ずる電圧を第1のAGC信号と
して上記IF増幅段に印加して、上記IF増幅段の
利得を制御し、上記カレントミラーQ9,Q10の出
力電流を第2のAGC信号として上記定電流源に
流し、上記定電流源の電流から上記第2のAGC
信号の電流を引いた電流を上記非線形素子Q2に
流すことにより、そのインピーダンスを変化さ
せ、もつて、RF増幅段の利得を制御するように
したことを特徴とする受信装置。」にある。
信号を受けるトランジスタQ1と、上記トランジ
スタQ1のエミツタと基底電位との間に接続され
た抵抗R1と、上記トランジスタQ1のエミツタに
その一端が接続された非線形素子Q2と、上記非
線形素子Q2の他端と基底電位との間に接続され
たコンデンサC105と、上記非線形素子Q2の他端に
接続された定電流源と、エミツタが上記トランジ
スタQ1のコレクタに、ベースが直流バイアス源
に接続されたトランジスタQ4とを有するRF増幅
段と、上記トランジスタQ4のコレクタに流れる
電流を入力とする周波数変換段と、上記周波数変
換段の出力に接続されたIF増幅段と、上記IF増
幅段の出力を検波する検波段と、上記検波段の出
力を平滑する平滑手段と、上記平滑手段の出力を
そのベースに受けるトランジスタQ11と、上記ト
ランジスタQ11のエミツタと基底電位との間に接
続された抵抗R6と、上記トランジスタQ11のコレ
クタに流れる電流を入力とし、出力が上記非線形
素子Q2の他端に接続されたカレントミラーQ9,
Q10とを有するAGC段とを具備する受信装置であ
つて、さらに、上記AGC段は上記トランジスタ
Q11のエミツタに生ずる電圧を第1のAGC信号と
して上記IF増幅段に印加して、上記IF増幅段の
利得を制御し、上記カレントミラーQ9,Q10の出
力電流を第2のAGC信号として上記定電流源に
流し、上記定電流源の電流から上記第2のAGC
信号の電流を引いた電流を上記非線形素子Q2に
流すことにより、そのインピーダンスを変化さ
せ、もつて、RF増幅段の利得を制御するように
したことを特徴とする受信装置。」にある。
第2図には、この発明をモノリシツクIC化さ
れたAM受信装置に適用した場合の具体的一実施
例回路が示されている。
れたAM受信装置に適用した場合の具体的一実施
例回路が示されている。
同図において、一点鎖線によつて囲まれた部分
の回路部品は、周知の半導体装置製造方法によつ
て1個のシリコン・チツプ内に形成される。ま
た、丸で囲まれた数字は、集積回路のピン番号を
示しており、これらのピンに電気的に接続された
外部回路素子は、デイスクリート部品で構成され
る。
の回路部品は、周知の半導体装置製造方法によつ
て1個のシリコン・チツプ内に形成される。ま
た、丸で囲まれた数字は、集積回路のピン番号を
示しており、これらのピンに電気的に接続された
外部回路素子は、デイスクリート部品で構成され
る。
アンテナ1で受信された電波は、コンデンサ
C101,C102,C103及びコイルL101、抵抗R101から
なる段間周波数選択素子を介して、1番ピンに印
加される。1番ピンに印加されたRF信号は、RF
増幅段2内のエミツタ接地トランジスタQ1、さ
らにベース接地トランジスタQ4により増幅され
15番ピンより、RF出力信号が得られる。この15
番ピンには、コンデンサC112,C104、コイル103か
らなる段間周波数選択素子(同調回路)が接続さ
れる。また、15番ピンより得られたRF信号は、
コンデンサC107を介して13番ピンに印加される。
この13番ピンからのRF信号は、周波数変換段3
内のトランジスタQ23のベースに印加される。ト
ランジスタQ21,Q22は、周波数変換段3内の局
部発振器を構成し、その局部発振周波数は、11,
12及び14番ピンに接続されたコイルL104、コンデ
ンサC110,C111等により決定される。この周波数
変換段3内で、RF信号と局部発振信号とが周波
数混合され、中間周波数信号がトランジスタQ12
のコレクタ、すなわち11番ピンより得られる。11
番ピンより得られた中間周波数信号は、第1中間
周波数トランジスタIFT1、コンデンサC113を介
して、10番ピンに印加される。この10番ピンの中
間周波信号は、第1IF増幅段4aの増幅トランジ
スタQ30,Q31により増幅され、9番ピンに取り
出される。この9番ピンより得られた中間周波信
号は、第2中間周波トランジスタIFT2を介して、
8番ピンに印加され、第2IF増幅段4bの増幅ト
ランジスタQ35,Q36より増幅される。
C101,C102,C103及びコイルL101、抵抗R101から
なる段間周波数選択素子を介して、1番ピンに印
加される。1番ピンに印加されたRF信号は、RF
増幅段2内のエミツタ接地トランジスタQ1、さ
らにベース接地トランジスタQ4により増幅され
15番ピンより、RF出力信号が得られる。この15
番ピンには、コンデンサC112,C104、コイル103か
らなる段間周波数選択素子(同調回路)が接続さ
れる。また、15番ピンより得られたRF信号は、
コンデンサC107を介して13番ピンに印加される。
この13番ピンからのRF信号は、周波数変換段3
内のトランジスタQ23のベースに印加される。ト
ランジスタQ21,Q22は、周波数変換段3内の局
部発振器を構成し、その局部発振周波数は、11,
12及び14番ピンに接続されたコイルL104、コンデ
ンサC110,C111等により決定される。この周波数
変換段3内で、RF信号と局部発振信号とが周波
数混合され、中間周波数信号がトランジスタQ12
のコレクタ、すなわち11番ピンより得られる。11
番ピンより得られた中間周波数信号は、第1中間
周波数トランジスタIFT1、コンデンサC113を介
して、10番ピンに印加される。この10番ピンの中
間周波信号は、第1IF増幅段4aの増幅トランジ
スタQ30,Q31により増幅され、9番ピンに取り
出される。この9番ピンより得られた中間周波信
号は、第2中間周波トランジスタIFT2を介して、
8番ピンに印加され、第2IF増幅段4bの増幅ト
ランジスタQ35,Q36より増幅される。
この増幅出力信号は、音声及びAGC検波段5
の検波トランジスタQ37のベースに印加される。
の検波トランジスタQ37のベースに印加される。
すなわち、中間周波増幅出力信号は、検波トラ
ンジスタQ37のベース、エミツタ、そのエミツタ
に接続された抵抗R26、コンデンサC117によつて
AM検波され、6番ピンより音声出力が得られ、
図示されていないが、音声増幅段、スピーカへと
伝達される。
ンジスタQ37のベース、エミツタ、そのエミツタ
に接続された抵抗R26、コンデンサC117によつて
AM検波され、6番ピンより音声出力が得られ、
図示されていないが、音声増幅段、スピーカへと
伝達される。
また、6番ピンより得られた音声信号は、5,
6番ピンに接続された抵抗R28、及び5番ピンと
基底電位との間に設けられたコンデンサC121から
なるAGCフイルタにより平滑され、エミツタフ
オロワ回路Q38,Q11を経て、トランジスタQ11の
エミツタより、IF増幅段4aへのAGC電圧が得
られる。また、このトランジスタQ11のコレクタ
電流は、RF増幅段2のAGC電流信号として用い
られる。
6番ピンに接続された抵抗R28、及び5番ピンと
基底電位との間に設けられたコンデンサC121から
なるAGCフイルタにより平滑され、エミツタフ
オロワ回路Q38,Q11を経て、トランジスタQ11の
エミツタより、IF増幅段4aへのAGC電圧が得
られる。また、このトランジスタQ11のコレクタ
電流は、RF増幅段2のAGC電流信号として用い
られる。
14、15番ピン間に接続されたpnpトランジスタ
Q8、ダイオードQ6,Q7は電圧比較回路を構成す
る。この電圧比較回路の検出信号は、トランジス
タQ8のコレクタより得られ、AGCフイルタを構
成するコンデンサC121の一端、すなわち5番ピン
に印加される。
Q8、ダイオードQ6,Q7は電圧比較回路を構成す
る。この電圧比較回路の検出信号は、トランジス
タQ8のコレクタより得られ、AGCフイルタを構
成するコンデンサC121の一端、すなわち5番ピン
に印加される。
上記トランジスタQ11のエミツタから得られる
AGC電圧は、受信電波強度の上昇、すなわち
AGC電圧の上昇に対して、第1IF増幅段4aの制
御トランジスタQ28の導通度が増す。これによつ
て、可変電流トランジスタQ29の導通度が低下し
て、増幅トランジスタQ30,Q31の電流が減少す
るため、ダイオードQ32,Q33に多く流れていた
エミツタ電流が減少する。したがつて、増幅トラ
ンジスタQ30,Q31のエミツタインピーダンスが
増大して、第1IF増幅段の利得が低下する。かか
る回路の動作の詳細は、特願昭46−9349号(特開
昭47−22655号)「増幅回路」に記載されており、
参照されたい。
AGC電圧は、受信電波強度の上昇、すなわち
AGC電圧の上昇に対して、第1IF増幅段4aの制
御トランジスタQ28の導通度が増す。これによつ
て、可変電流トランジスタQ29の導通度が低下し
て、増幅トランジスタQ30,Q31の電流が減少す
るため、ダイオードQ32,Q33に多く流れていた
エミツタ電流が減少する。したがつて、増幅トラ
ンジスタQ30,Q31のエミツタインピーダンスが
増大して、第1IF増幅段の利得が低下する。かか
る回路の動作の詳細は、特願昭46−9349号(特開
昭47−22655号)「増幅回路」に記載されており、
参照されたい。
またさらに、受信電波強度が上昇すると、RF
増幅段の利得制御が下記のようになされる。
増幅段の利得制御が下記のようになされる。
トランジスタQ11のベースにおける電圧は、ト
ランジスタQ11にて電圧・電流変換され、上記ト
ランジスタQ11のコレクタにAGC電流信号として
取り出される。該AGC電流信号はトランジスタ
Q9,Q10で構成されたカレントミラーを介して定
電流源を構成する定電流トランジスタQ3のコレ
クタに流れる。上記定電流トランジスタQ3のコ
レクタには上記ダイオードQ2のカソードが接続
されているので、上記ダイオードQ2には、上記
定電流トランジスタの電流から上記AGC電流信
号の電流を引いた差の電流が流れることになる。
ランジスタQ11にて電圧・電流変換され、上記ト
ランジスタQ11のコレクタにAGC電流信号として
取り出される。該AGC電流信号はトランジスタ
Q9,Q10で構成されたカレントミラーを介して定
電流源を構成する定電流トランジスタQ3のコレ
クタに流れる。上記定電流トランジスタQ3のコ
レクタには上記ダイオードQ2のカソードが接続
されているので、上記ダイオードQ2には、上記
定電流トランジスタの電流から上記AGC電流信
号の電流を引いた差の電流が流れることになる。
したがつて、上記AGC電流信号の増大に伴つ
て、上記ダイオードQ2に流れる電流は減少する
ことになる。ダイオードは非線形素子であるの
で、上記ダイオードQ2に流れる電流が減少する
と、そのインピーダンスは、指数関係的に増加す
るものとなる。
て、上記ダイオードQ2に流れる電流は減少する
ことになる。ダイオードは非線形素子であるの
で、上記ダイオードQ2に流れる電流が減少する
と、そのインピーダンスは、指数関係的に増加す
るものとなる。
上記ダイオードQ2は抵抗R11と交流的に並列接
続され、トランジスタQ1の交流インピーダンス
を成しているから、上記ダイオードQ2のインピ
ーダンスの増加に伴い、上記トランジスタQ1の
交流インピーダンスも増加する。
続され、トランジスタQ1の交流インピーダンス
を成しているから、上記ダイオードQ2のインピ
ーダンスの増加に伴い、上記トランジスタQ1の
交流インピーダンスも増加する。
上記トランジスタQ1のエミツタにおける交流
インピーダンスの増大に伴なつて、上記トランジ
スタQ1のコレクタに流れる受信信号電流も減少
するので、結果的にRF増幅段の利得が減少する
こととなる。
インピーダンスの増大に伴なつて、上記トランジ
スタQ1のコレクタに流れる受信信号電流も減少
するので、結果的にRF増幅段の利得が減少する
こととなる。
尚、ダイオードQ2のカソードと基底電位との
間には、コンデンサC105が接続されているが、該
コンデンサC105は、上記ダイオードQ2のカソード
を交流接地するとともに、RF増幅段の入力にお
ける受信感度を向上するものであり、さらに、上
記AGC電流信号中の交流成分を除去してRF増幅
段へのAGC信号感度を向上するデカツプリング
コンデンサの役目も兼ねている。
間には、コンデンサC105が接続されているが、該
コンデンサC105は、上記ダイオードQ2のカソード
を交流接地するとともに、RF増幅段の入力にお
ける受信感度を向上するものであり、さらに、上
記AGC電流信号中の交流成分を除去してRF増幅
段へのAGC信号感度を向上するデカツプリング
コンデンサの役目も兼ねている。
なお、上記カレントミラーQ9,Q10からのAGC
電流が、上記定電流トランジスタのコレクタ電流
と等しくなる状態においては、上記ダイオード
Q1のエミツタにおける交流インピーダンスは抵
抗R1のみで決まることとなる。
電流が、上記定電流トランジスタのコレクタ電流
と等しくなる状態においては、上記ダイオード
Q1のエミツタにおける交流インピーダンスは抵
抗R1のみで決まることとなる。
上記トランジスタQ1の交流インピーダンスの
増大にともなうRF増幅段の利得制御動作に次い
で、下記に示すようなRF増幅段の利得制御動作
がなされる。
増大にともなうRF増幅段の利得制御動作に次い
で、下記に示すようなRF増幅段の利得制御動作
がなされる。
上記カレントミラーQ9,Q10の出力電流の値が
上記定電流トランジスタQ3のコレクタ電流の値
よりも大きくなると、その過剰電流は、トランジ
スタQ4とともにトランジスタ差動回路を構成す
るトランジスタQ5のベースに流入することとな
る。尚、トランジスタQ10のコレクタ電流の増加
は、トランジスタQ10のコレクタ・エミツタ間電
圧の減少をまねくから、結果としてトランジスタ
Q10のコレクタ電圧は上昇する。よつて、トラン
ジスタQ10のコレクタに接続されたトランジスタ
Q5のベース電位も上昇する。
上記定電流トランジスタQ3のコレクタ電流の値
よりも大きくなると、その過剰電流は、トランジ
スタQ4とともにトランジスタ差動回路を構成す
るトランジスタQ5のベースに流入することとな
る。尚、トランジスタQ10のコレクタ電流の増加
は、トランジスタQ10のコレクタ・エミツタ間電
圧の減少をまねくから、結果としてトランジスタ
Q10のコレクタ電圧は上昇する。よつて、トラン
ジスタQ10のコレクタに接続されたトランジスタ
Q5のベース電位も上昇する。
トランジスタQ4のベース電位は固定の直流バ
イアス源に接続されているので、上記トランジス
タQ5のベース電位上昇は、トランジスタQ5のコ
レクタ電流の増加、トランジスタQ4のコレクタ
電流の減少をもたらすこととなる。
イアス源に接続されているので、上記トランジス
タQ5のベース電位上昇は、トランジスタQ5のコ
レクタ電流の増加、トランジスタQ4のコレクタ
電流の減少をもたらすこととなる。
上記トランジスタQ4のコレクタ電流は、RF増
幅段の出力であるので、結果として、RF増幅段
の利得が、さらに低下することとなる。
幅段の出力であるので、結果として、RF増幅段
の利得が、さらに低下することとなる。
また、RF増幅段2の出力信号の直流レベルは
7番ピンの電圧、すなわち電源電圧VCCに等し
く、この直流レベルを中心にRF出力信号がスイ
ングしている。したがつて、RF出力信号の最低
値がVCC−2VF−VBE以下になると、ダイオード
Q6,Q7及びトランジスタQ8が導通して、pnpト
ランジスタQ8のコレクタ電流が流れる。
7番ピンの電圧、すなわち電源電圧VCCに等し
く、この直流レベルを中心にRF出力信号がスイ
ングしている。したがつて、RF出力信号の最低
値がVCC−2VF−VBE以下になると、ダイオード
Q6,Q7及びトランジスタQ8が導通して、pnpト
ランジスタQ8のコレクタ電流が流れる。
すなわち、RF増幅段2の出力信号の振幅値が
2VF+VBE(略2.1ボルト)以上になると、電圧比
較回路が動作して、AGC電圧を大きくするため、
RF増幅段2の利得を低下させる。
2VF+VBE(略2.1ボルト)以上になると、電圧比
較回路が動作して、AGC電圧を大きくするため、
RF増幅段2の利得を低下させる。
1 RF増幅段へのAGC電流信号を供給するカレ
ントミラーQ9,Q10の出力は、ダイオードQ2の
カソードに接続されている。上記ダイオード
Q2のカソードには、RF増幅段の受信感度を向
上させ、かつダイオードQ2のカソードを交流
的に接地するためのコンデンサC105が接地され
ている。
ントミラーQ9,Q10の出力は、ダイオードQ2の
カソードに接続されている。上記ダイオード
Q2のカソードには、RF増幅段の受信感度を向
上させ、かつダイオードQ2のカソードを交流
的に接地するためのコンデンサC105が接地され
ている。
したがつて、上記AGC電流信号中の交流成
分を除去して、RF増幅段のAGC信号感度を向
上させるためのデカツプリングコンデンサとし
て、上記コンデンサC105を用いることができ、
第1図に示された従来のRF増幅段に比べコン
デンサを1個削減することが出来る。
分を除去して、RF増幅段のAGC信号感度を向
上させるためのデカツプリングコンデンサとし
て、上記コンデンサC105を用いることができ、
第1図に示された従来のRF増幅段に比べコン
デンサを1個削減することが出来る。
2 また、第1図のRF増幅段においては、IF増
幅段へのAGC電圧を抵抗R6,R6′で分圧し、抵
抗R6′に生じた電圧をRF増幅段のAGC電圧と
していたので、デカツプリングコンデンサC105
を付加して、AGC信号中の交流成分を除去す
る場合、上記抵抗R6′とデカツプリングコンデ
ンサの合成交流インピーダンスが大きいので充
分に除去しきれないという問題がある。
幅段へのAGC電圧を抵抗R6,R6′で分圧し、抵
抗R6′に生じた電圧をRF増幅段のAGC電圧と
していたので、デカツプリングコンデンサC105
を付加して、AGC信号中の交流成分を除去す
る場合、上記抵抗R6′とデカツプリングコンデ
ンサの合成交流インピーダンスが大きいので充
分に除去しきれないという問題がある。
それに対し、本発明の場合には、カレントミ
ラーQ9,Q10の出力とコンデンサC105との間は
上記したような抵抗は介していないので、その
交流インピーダンスは、上記コンデンサC105の
みで決定され、もつて、RF増幅段のAGC信号
の感度が向上できる。
ラーQ9,Q10の出力とコンデンサC105との間は
上記したような抵抗は介していないので、その
交流インピーダンスは、上記コンデンサC105の
みで決定され、もつて、RF増幅段のAGC信号
の感度が向上できる。
3 第1図に示されたRF増幅段をモノリシツク
ICによつて構成しようとした場合、2個のコ
ンデンサを外付けする必要があるので、コンデ
ンサ接続用のピンが2個使用となるが、本発明
受信装置のモノリシツクIC化に際しては、上
記1で述べたようにコンデンサは1個外付けす
るのみでよいのでコンデンサ接続用のピンを1
個削減することができる。
ICによつて構成しようとした場合、2個のコ
ンデンサを外付けする必要があるので、コンデ
ンサ接続用のピンが2個使用となるが、本発明
受信装置のモノリシツクIC化に際しては、上
記1で述べたようにコンデンサは1個外付けす
るのみでよいのでコンデンサ接続用のピンを1
個削減することができる。
4 本発明のRF増幅段において、トランジスタ
Q4のコレクタ電流を制御するための、トラン
ジスタQ4とトランジスタQ5とよりなるトラン
ジスタ差動回路は、上記トランジスタQ5のベ
ースを上記カレントミラーQ9,Q10の出力に、
トランジスタQ4のベースを固定の直流バイア
ス源に接続するのみで構成できる。
Q4のコレクタ電流を制御するための、トラン
ジスタQ4とトランジスタQ5とよりなるトラン
ジスタ差動回路は、上記トランジスタQ5のベ
ースを上記カレントミラーQ9,Q10の出力に、
トランジスタQ4のベースを固定の直流バイア
ス源に接続するのみで構成できる。
それに対し、第1図に示された従来のRF増
幅段において、トランジスタQ4のコレクタ電
流をトランジスタ差動回路(トランジスタQ4,
Q5で構成されたトランジスタ差動回路)で制
御するためには、トランジスタQ41、抵抗R6′,
R41,R42を必要とするので回路構成が複雑な
ものとなる。
幅段において、トランジスタQ4のコレクタ電
流をトランジスタ差動回路(トランジスタQ4,
Q5で構成されたトランジスタ差動回路)で制
御するためには、トランジスタQ41、抵抗R6′,
R41,R42を必要とするので回路構成が複雑な
ものとなる。
5 本発明のRF増幅段において、強入力信号受
信状態時、トランジスタQ1のコレクタ電位は、
ベース電位の上昇に伴つて上昇するので、トラ
ンジスタQ1は飽和領域動作に移行しにくいと
いう利点を有する。
信状態時、トランジスタQ1のコレクタ電位は、
ベース電位の上昇に伴つて上昇するので、トラ
ンジスタQ1は飽和領域動作に移行しにくいと
いう利点を有する。
すなわち、強入力信号受信状態時には、カレ
ントミラーQ9,Q10の出力電流は定電流トラン
ジスタQ3のコレクタ電流を越え、過剰電流は
トランジスタQ5のベースに流入することとな
る。したがつて、上記過剰電流分にみあつて、
トランジスタQ10のコレクタ・エミツタ間電圧
が減少、つまりトランジスタQ10のコレクタ電
圧が増加することになる。このトランジスタ
Q10のコレクタ電圧は、トランジスタQ5のベー
ス・エミツタを介して上記トランジスタQ1の
コレクタに伝達される。
ントミラーQ9,Q10の出力電流は定電流トラン
ジスタQ3のコレクタ電流を越え、過剰電流は
トランジスタQ5のベースに流入することとな
る。したがつて、上記過剰電流分にみあつて、
トランジスタQ10のコレクタ・エミツタ間電圧
が減少、つまりトランジスタQ10のコレクタ電
圧が増加することになる。このトランジスタ
Q10のコレクタ電圧は、トランジスタQ5のベー
ス・エミツタを介して上記トランジスタQ1の
コレクタに伝達される。
それに対し、第1図に示された従来のRF増
幅段においては、トランジスタQ5のベース電
位は固定であり、トランジスタQ4のベース電
位は、AGC信号の増大に伴つて低下するので、
トランジスタQ1のベース電位の上昇にともな
つて、そのコレクタ電位を上昇させることは出
来ない。
幅段においては、トランジスタQ5のベース電
位は固定であり、トランジスタQ4のベース電
位は、AGC信号の増大に伴つて低下するので、
トランジスタQ1のベース電位の上昇にともな
つて、そのコレクタ電位を上昇させることは出
来ない。
したがつて、本発明のRF増幅段における出
力ダイナミツクレンジは、従来のそれに比べ大
きいことになる。
力ダイナミツクレンジは、従来のそれに比べ大
きいことになる。
この発明は、AMラジオ受信装置に限定される
ことなく、RF増幅段、周波数変換段、IF増幅段、
検波段及びAGC回路を有する受信装置一段に応
用することができる。
ことなく、RF増幅段、周波数変換段、IF増幅段、
検波段及びAGC回路を有する受信装置一段に応
用することができる。
第1図は、従来技術の一例を示す回路図、第2
図は、この発明の具体的一実施例を示す回路図で
ある。 1……アンテナ、2……RF増幅段、3……周
波数変換段、4a……第1IF増幅段、4b……第
2IF増幅段、5……検波AGC段。
図は、この発明の具体的一実施例を示す回路図で
ある。 1……アンテナ、2……RF増幅段、3……周
波数変換段、4a……第1IF増幅段、4b……第
2IF増幅段、5……検波AGC段。
Claims (1)
- 1 ベースにRF受信信号を受けるトランジスタ
Q1と、上記トランジスタQ1のエミツタと基底電
位との間に接続された抵抗R1と、上記トランジ
スタQ1のエミツタにその一端が接続された非線
形素子Q2と、上記非線形素子Q2の他端と基底電
位との間に接続されたコンデンサC105と、上記非
線形素子Q2の他端に接続された定電流源と、エ
ミツタが上記トランジスタQ1のコレクタに、ベ
ースが直流バイアス源に接続されたトランジスタ
Q4とを有するRF増幅段と、上記トランジスタQ4
のコレクタに流れる電流を入力とする周波数変換
段と、上記周波数変換段の出力に接続されたIF
増幅段と、上記IF増幅段の出力を検波する検波
段と、上記検波段の出力を平滑する平滑手段と、
上記検波段の出力をそのベースに受けるトランジ
スタQ11と、上記トランジスタQ11のエミツタと
基底電位との間に接続された抵抗R6と上記トラ
ンジスタQ11のコレクタに流れる電流を入力と
し、出力が上記非線形素子Q2の他端に接続され
たカレントミラーQ9,Q10とを有するAGC段とを
具備する受信装置であつて、さらに、上記AGC
段は上記トランジスタQ11のエミツタに生ずる電
圧を第1のAGC信号として上記IF増幅段に印加
して上記IF増幅段の利得を制御し、上記カレン
トミラーQ9,Q10の出力電流を第2のAGC信号と
して上記定電流源に流し、上記定電流源の電流か
ら上記第2のAGC信号の電流を引いた電流を上
記非線形素子Q2に流すことにより、そのインピ
ーダンスを変化させ、もつて、RF増幅段の利得
を制御するようにしたことを特徴とする受信装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13880380A JPS5763911A (en) | 1980-10-06 | 1980-10-06 | Receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13880380A JPS5763911A (en) | 1980-10-06 | 1980-10-06 | Receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5763911A JPS5763911A (en) | 1982-04-17 |
JPH0124365B2 true JPH0124365B2 (ja) | 1989-05-11 |
Family
ID=15230592
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13880380A Granted JPS5763911A (en) | 1980-10-06 | 1980-10-06 | Receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5763911A (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007208373A (ja) * | 2006-01-31 | 2007-08-16 | Sharp Corp | 半導体集積回路装置及びこれを用いたチューナ装置 |
-
1980
- 1980-10-06 JP JP13880380A patent/JPS5763911A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5763911A (en) | 1982-04-17 |
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