JPH0442631B2 - - Google Patents
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- JPH0442631B2 JPH0442631B2 JP58087031A JP8703183A JPH0442631B2 JP H0442631 B2 JPH0442631 B2 JP H0442631B2 JP 58087031 A JP58087031 A JP 58087031A JP 8703183 A JP8703183 A JP 8703183A JP H0442631 B2 JPH0442631 B2 JP H0442631B2
- Authority
- JP
- Japan
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- transistor
- circuit
- level detection
- input signal
- amplifier circuit
- Prior art date
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 30
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 11
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 10
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 9
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 9
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G11/00—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general
- H03G11/06—Limiters of angle-modulated signals; such limiters combined with discriminators
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、FM受信機とかテレビジヨン受像機
の音声系などに使用され、振幅制限増幅回路の入
力信号振幅を検出するためのレベル検出回路に係
り、特に集積回路化されたレベル検出回路に関す
る。
の音声系などに使用され、振幅制限増幅回路の入
力信号振幅を検出するためのレベル検出回路に係
り、特に集積回路化されたレベル検出回路に関す
る。
たとえばFMラジオ受信機のレベルメータとか
同調指示メータなどの指示入力は、IF段を形成
する振幅制限増幅回路の入力信号振幅をレベル検
出回路により検出して得た直流レベルが供給され
る。
同調指示メータなどの指示入力は、IF段を形成
する振幅制限増幅回路の入力信号振幅をレベル検
出回路により検出して得た直流レベルが供給され
る。
この種の従来のレベル検出回路は、特許公告公
報昭和57年第18721号に開示されているように、
振幅制限増幅回路の出力信号の一部を容量結合に
より整流回路に導いている。即ち、第１図におい
て、１は１段分のIF段を形成する差動振幅回路
からなる振幅制限増幅回路であつて、その出力信
号は次段のIF段あるいは音声検波段に導かれる
と共に、エミツタホロワ回路２および結合容量３
を介して整流回路４に導かれる。この整流回路４
は、３個のNPNトランジスタ５〜７と、定電流
源回路８と、バイアス用ダイオード９〜１１と、
平滑用コンデンサ１２とからなる。そして、入力
信号が負の半サイクル期間に結合容量３は入力端
側が負極となるように充電され、入力信号が正の
半サイクル期間に結合容量３を通つた入力信号に
よりトランジスタ６のベースに所要の順バイアス
が与えられる。これによつて、トランジスタ６が
オンになり、平滑用コンデンサ１２に電圧が発生
し、この電圧に応じてトランジスタ７のコレクタ
から直流電流出力が発生する。
報昭和57年第18721号に開示されているように、
振幅制限増幅回路の出力信号の一部を容量結合に
より整流回路に導いている。即ち、第１図におい
て、１は１段分のIF段を形成する差動振幅回路
からなる振幅制限増幅回路であつて、その出力信
号は次段のIF段あるいは音声検波段に導かれる
と共に、エミツタホロワ回路２および結合容量３
を介して整流回路４に導かれる。この整流回路４
は、３個のNPNトランジスタ５〜７と、定電流
源回路８と、バイアス用ダイオード９〜１１と、
平滑用コンデンサ１２とからなる。そして、入力
信号が負の半サイクル期間に結合容量３は入力端
側が負極となるように充電され、入力信号が正の
半サイクル期間に結合容量３を通つた入力信号に
よりトランジスタ６のベースに所要の順バイアス
が与えられる。これによつて、トランジスタ６が
オンになり、平滑用コンデンサ１２に電圧が発生
し、この電圧に応じてトランジスタ７のコレクタ
から直流電流出力が発生する。
しかし、上述したエミツタホロワ回路２、結合
容量３、整流回路４からなる従来のレベル検出回
路は２個の容量３，１２を使用しているので、集
積回路化に際してチツプ上の占有面積が大きくな
る。特に、入力信号（IF）の周波数が455kHzの
ように低い場合には、上記結合容量３の値を比較
的大きくする必要があり、それだけチツプ占有面
積が大きくなる。また、容量３，１２を使用して
いるので、入力信号周波数により整流効率が大き
く変わり、上記回路を455kHzのIF段に用いる場
合と10.7MHzのIF段に用いる場合とではレベルメ
ータ等との間でレベルマツチングをとる必要が生
じる。また、容量３，１２の値にばらつきが生じ
易く、これに伴つて整流効率がばらつき、レベル
メータ等の指示レベルをばらつかせてしまう欠点
がある。
容量３、整流回路４からなる従来のレベル検出回
路は２個の容量３，１２を使用しているので、集
積回路化に際してチツプ上の占有面積が大きくな
る。特に、入力信号（IF）の周波数が455kHzの
ように低い場合には、上記結合容量３の値を比較
的大きくする必要があり、それだけチツプ占有面
積が大きくなる。また、容量３，１２を使用して
いるので、入力信号周波数により整流効率が大き
く変わり、上記回路を455kHzのIF段に用いる場
合と10.7MHzのIF段に用いる場合とではレベルメ
ータ等との間でレベルマツチングをとる必要が生
じる。また、容量３，１２の値にばらつきが生じ
易く、これに伴つて整流効率がばらつき、レベル
メータ等の指示レベルをばらつかせてしまう欠点
がある。
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、
結合用容量を必要とせず、チツプ占有面積が小さ
くて済み、振幅制限増幅回路の入力信号振幅を広
い周波数範囲にわたつてほぼ一定の効率で検出し
得るレベル検出回路を提供するものである。
結合用容量を必要とせず、チツプ占有面積が小さ
くて済み、振幅制限増幅回路の入力信号振幅を広
い周波数範囲にわたつてほぼ一定の効率で検出し
得るレベル検出回路を提供するものである。
即ち、本発明は、入力信号を差動対トランジス
タにより増幅する差動増幅回路の入力信号振幅を
検出するレベル検出回路であつて、エミツタが共
通接続されると共に電流源回路に接続された差動
対トランジスタQ3，Q4を有し、一方のトランジ
スタQ3はそのベース入力端が前記差動増幅回路
の差動対トランジスタのエミツタ共通接続点に直
流接続され、他方のトランジスタQ4はそのベー
ス入力端に所定のバイアス電位が与えられてお
り、トランジスタQ3あるいはトランジスタQ4の
少なくとも一方のコレクタからそのベース入力電
位に応じた出力を取り出すようにしてなることを
特徴とするものである。
タにより増幅する差動増幅回路の入力信号振幅を
検出するレベル検出回路であつて、エミツタが共
通接続されると共に電流源回路に接続された差動
対トランジスタQ3，Q4を有し、一方のトランジ
スタQ3はそのベース入力端が前記差動増幅回路
の差動対トランジスタのエミツタ共通接続点に直
流接続され、他方のトランジスタQ4はそのベー
ス入力端に所定のバイアス電位が与えられてお
り、トランジスタQ3あるいはトランジスタQ4の
少なくとも一方のコレクタからそのベース入力電
位に応じた出力を取り出すようにしてなることを
特徴とするものである。
このようなレベル検出回路によれば、差動増幅
回路のエミツタ共通接続点に生じる入力信号の全
波整流波形を有する電圧に応じてレベル検出出力
が得られるようになり、上記電圧は差動増幅回路
が飽和状態のときにほぼ直流となるので、このと
きのレベル検出出力はほぼ直流になる。
回路のエミツタ共通接続点に生じる入力信号の全
波整流波形を有する電圧に応じてレベル検出出力
が得られるようになり、上記電圧は差動増幅回路
が飽和状態のときにほぼ直流となるので、このと
きのレベル検出出力はほぼ直流になる。
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細
に説明する。
に説明する。
第２図は、たとえばFMラジオ受信機の多段の
IF段における１段分を取り出して示しており、
２１は振幅制限増幅回路を形成する差動増幅回路
であつて、前段からの入力信号（IF信号）を増
幅して図示しないが次段のIF段あるいは音声検
波段へ供給するものである。この差動増幅回路２
１は、NPN形の差動対をなすトランジスタQ1，
Q2と、負荷抵抗２２，２３と、定電流源回路２
４とからなる。一方、２５はレベル検出回路であ
つて、エミツタが共通接続された１対のNPN形
のトランジスタQ3，Q4と、その定電流源回路２
６と、一方のトランジスタQ3のベースと前記差
動増幅回路２１のエミツタ共通接続点との間に接
続された入力抵抗２７と、他方のトランジスタ
Q4のベースにバイアスを与えるバイアス回路２
８とからなる。この場合、一方のトランジスタ
Q3のコレクタは検出レベル（直流レベル）出力
端２９となつており、他方のトランジスタQ4の
コレクタは正の電源電位Vccが与えられており、
定電流源２６の一端は接地されており、バイアス
回路２８はコレクタ・ベース相互が接続された
NPN形トランジスタ３０と定電流源回路３１と
がVcc電位端と接地端との間に直列接続されてな
り、上記トランジスタ３０のエミツタがバイアス
出力端となつている。
IF段における１段分を取り出して示しており、
２１は振幅制限増幅回路を形成する差動増幅回路
であつて、前段からの入力信号（IF信号）を増
幅して図示しないが次段のIF段あるいは音声検
波段へ供給するものである。この差動増幅回路２
１は、NPN形の差動対をなすトランジスタQ1，
Q2と、負荷抵抗２２，２３と、定電流源回路２
４とからなる。一方、２５はレベル検出回路であ
つて、エミツタが共通接続された１対のNPN形
のトランジスタQ3，Q4と、その定電流源回路２
６と、一方のトランジスタQ3のベースと前記差
動増幅回路２１のエミツタ共通接続点との間に接
続された入力抵抗２７と、他方のトランジスタ
Q4のベースにバイアスを与えるバイアス回路２
８とからなる。この場合、一方のトランジスタ
Q3のコレクタは検出レベル（直流レベル）出力
端２９となつており、他方のトランジスタQ4の
コレクタは正の電源電位Vccが与えられており、
定電流源２６の一端は接地されており、バイアス
回路２８はコレクタ・ベース相互が接続された
NPN形トランジスタ３０と定電流源回路３１と
がVcc電位端と接地端との間に直列接続されてな
り、上記トランジスタ３０のエミツタがバイアス
出力端となつている。
次に、上記回路の動作を第３図を参照して説明
する。差動増幅回路２１の差動対入力端にIF信
号が入力すると、そのエミツタ共通接続点には上
記入力信号が全波整流された波形を有する電圧
VAが生じる。この場合、上記増幅回路２１は入
力信号振幅が所定値以上のときには飽和増幅動作
により振幅制限作用を呈するようになり、この振
幅制限作用の程度に応じて上記電圧VAの波形は
たとえば第３図に示すVA1，VA2のように変化す
る。一方、レベル検出回路２５において、バイア
ス回路２８は差動増幅回路２１の入力信号振幅が
零（無信号）のときにトランジスタQ4のみに電
流を流すためのバイアス電圧をトランジスタQ4
のベースに与えている。したがつて、上記無信号
時にはトランジスタQ3はオフになつているが、
差動増幅回路２１に入力信号が加えられることに
よつて発生する前述したような全波整流波形を有
する電圧VAがトランジスタQ3のベースに加わる
と、トランジスタQ3のベース電位がトランジス
タQ4のベースバイアスより高い期間（第３図中
斜線で示す）に上記入力信号の振幅に応じてトラ
ンジスタQ3に電流が流れる。この場合、前記差
動増幅回路２１の入力信号振幅が大きいとき、つ
まり前記差動増幅回路２１が飽和状態のときには
前記電圧VA2の全波整流波形がほぼ直流となるの
で、前記トランジスタQ3の電流出力はほぼ直流
となる。
する。差動増幅回路２１の差動対入力端にIF信
号が入力すると、そのエミツタ共通接続点には上
記入力信号が全波整流された波形を有する電圧
VAが生じる。この場合、上記増幅回路２１は入
力信号振幅が所定値以上のときには飽和増幅動作
により振幅制限作用を呈するようになり、この振
幅制限作用の程度に応じて上記電圧VAの波形は
たとえば第３図に示すVA1，VA2のように変化す
る。一方、レベル検出回路２５において、バイア
ス回路２８は差動増幅回路２１の入力信号振幅が
零（無信号）のときにトランジスタQ4のみに電
流を流すためのバイアス電圧をトランジスタQ4
のベースに与えている。したがつて、上記無信号
時にはトランジスタQ3はオフになつているが、
差動増幅回路２１に入力信号が加えられることに
よつて発生する前述したような全波整流波形を有
する電圧VAがトランジスタQ3のベースに加わる
と、トランジスタQ3のベース電位がトランジス
タQ4のベースバイアスより高い期間（第３図中
斜線で示す）に上記入力信号の振幅に応じてトラ
ンジスタQ3に電流が流れる。この場合、前記差
動増幅回路２１の入力信号振幅が大きいとき、つ
まり前記差動増幅回路２１が飽和状態のときには
前記電圧VA2の全波整流波形がほぼ直流となるの
で、前記トランジスタQ3の電流出力はほぼ直流
となる。
上述したようなレベル検出回路によれば、結合
用容量を使用していないので、集積回路化に際し
てチツプ占有面積が小さくて済み、容量の値のば
らつきとか周波数特性の影響を受けないので、振
幅制限増幅回路の入力信号振幅を広い周波数範囲
にわたつてほぼ一定の効率で検出可能である。
用容量を使用していないので、集積回路化に際し
てチツプ占有面積が小さくて済み、容量の値のば
らつきとか周波数特性の影響を受けないので、振
幅制限増幅回路の入力信号振幅を広い周波数範囲
にわたつてほぼ一定の効率で検出可能である。
なお、本発明のレベル検出回路は上記実施例に
限られるものではなく、第４図に示すようにトラ
ンジスタQ3，Q4の負荷としてPNP形トランジス
タQ5，Q6からなるカレントミラー回路を接続し、
トランジスタQ3のコレクタをPNP形トランジス
タQ7のベースに接続し、このトランジスタQ7の
エミツタをVcc電位端に接続し、そのコレクタか
らレベル検出出力を取り出すようにしてもよい。
また、バイアス回路４１は、Vcc電位端と接地端
との間に、抵抗４２と、コレクタ・ベース相互が
接続されたNPN形のトランジスタ４３と、定電
流源回路４４とを直列接続してなり、トランジス
タQ3の入力が無信号時にトランジスタQ3のベー
ス電位VB3よりもトランジスタQ4のベース電位
VB4の方が高くなるようなバイアス電位をトラン
ジスタ４３のエミツタから取り出すものである。
限られるものではなく、第４図に示すようにトラ
ンジスタQ3，Q4の負荷としてPNP形トランジス
タQ5，Q6からなるカレントミラー回路を接続し、
トランジスタQ3のコレクタをPNP形トランジス
タQ7のベースに接続し、このトランジスタQ7の
エミツタをVcc電位端に接続し、そのコレクタか
らレベル検出出力を取り出すようにしてもよい。
また、バイアス回路４１は、Vcc電位端と接地端
との間に、抵抗４２と、コレクタ・ベース相互が
接続されたNPN形のトランジスタ４３と、定電
流源回路４４とを直列接続してなり、トランジス
タQ3の入力が無信号時にトランジスタQ3のベー
ス電位VB3よりもトランジスタQ4のベース電位
VB4の方が高くなるようなバイアス電位をトラン
ジスタ４３のエミツタから取り出すものである。
而して、トランジスタQ3に流れる電流をI3、ト
ランジスタQ4の電流をI4、トランジスタQ5の電
流をI5、トランジスタQ6の電流をI6で表わすもの
とすれば、無信号時にはI4＝I6＝I5＞I3となり、
レベル検出用トランジスタQ7には電流が流れな
い。これに対して、入力信号によつてトランジス
タQ3のベース電位VB3の方がトランジスタQ4のベ
ース電位VB4より大きくなると、I3＞I4となり、
レベル検出用トランジスタQ7に電流が流れる。
この場合、入力信号にリツプルが含まれていたと
しても、入力抵抗２７とトランジスタQ3のミラ
ー容量４５（これは入力信号が低い場合にはトラ
ンジスタQ3とは別に形成する必要がある）によ
り平滑されるので、平滑化されたレベル検出出力
が得られるようになる。
ランジスタQ4の電流をI4、トランジスタQ5の電
流をI5、トランジスタQ6の電流をI6で表わすもの
とすれば、無信号時にはI4＝I6＝I5＞I3となり、
レベル検出用トランジスタQ7には電流が流れな
い。これに対して、入力信号によつてトランジス
タQ3のベース電位VB3の方がトランジスタQ4のベ
ース電位VB4より大きくなると、I3＞I4となり、
レベル検出用トランジスタQ7に電流が流れる。
この場合、入力信号にリツプルが含まれていたと
しても、入力抵抗２７とトランジスタQ3のミラ
ー容量４５（これは入力信号が低い場合にはトラ
ンジスタQ3とは別に形成する必要がある）によ
り平滑されるので、平滑化されたレベル検出出力
が得られるようになる。
また、本発明のレベル検出回路は、多段IFの
うちの１段にのみ適用してもよいが、数段にそれ
ぞれ適用して各レベル検出回路の出力端同志を接
続することによつて、入力信号振幅の広い範囲に
わたつてレベル検出を行なうことが可能になる。
うちの１段にのみ適用してもよいが、数段にそれ
ぞれ適用して各レベル検出回路の出力端同志を接
続することによつて、入力信号振幅の広い範囲に
わたつてレベル検出を行なうことが可能になる。
また、本発明は上記実施例に限らず、角度変調
信号用の振幅制限増幅系に一般的に適用可能であ
る。
信号用の振幅制限増幅系に一般的に適用可能であ
る。
上述したように本発明のレベル検出回路によれ
ば、結合用容量を必要とせず、チツプ占有面積が
小さくて済み、振幅制限増幅回路の入力信号振幅
を広い周波数範囲にわたつてほぼ一定の効率で検
出できるので、FMラジオ受信機等に使用して好
適である。
ば、結合用容量を必要とせず、チツプ占有面積が
小さくて済み、振幅制限増幅回路の入力信号振幅
を広い周波数範囲にわたつてほぼ一定の効率で検
出できるので、FMラジオ受信機等に使用して好
適である。
第１図は従来の振幅制限増幅回路用のレベル検
出回路を示す回路図、第２図は本発明に係るレベ
ル検出回路の一実施例を示す回路図、第３図は第
２図の動作説明のために示す電圧波形図、第４図
は本発明の他の実施例を示す回路図である。 ２１…差動増幅回路、Q1，Q2…差動対トラン
ジスタ、Q3，Q4…差動対トランジスタ、２５…
レベル検出回路、２６…定電流源回路、２８，４
１…バイアス回路。
出回路を示す回路図、第２図は本発明に係るレベ
ル検出回路の一実施例を示す回路図、第３図は第
２図の動作説明のために示す電圧波形図、第４図
は本発明の他の実施例を示す回路図である。 ２１…差動増幅回路、Q1，Q2…差動対トラン
ジスタ、Q3，Q4…差動対トランジスタ、２５…
レベル検出回路、２６…定電流源回路、２８，４
１…バイアス回路。
Claims (1)
- １ 入力信号を差動対トランジスタにより増幅す
る差動増幅回路の入力信号振幅を検出するレベル
検出回路において、エミツタが共通接続されると
共に電流源回路に接続された差動対トランジスタ
Q3，Q4を有し、一方のトランジスタQ3はそのベ
ース入力端が前記差動増幅回路の差動対トランジ
スタのエミツタ共通接続点に直流接続され、他方
のトランジスタQ4はそのベース入力端に所定の
バイアス電位が与えられており、トランジスタ
Q3あるいはトランジスタQ4の少なくとも一方の
コレクタからそのベース入力電位に応じた出力を
取り出すようにしてなることを特徴とするレベル
検出回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58087031A JPS59212780A (ja) | 1983-05-18 | 1983-05-18 | レベル検出回路 |
| DE8484105569T DE3470224D1 (en) | 1983-05-18 | 1984-05-16 | Level detector for use with a differential amplifier circuit |
| US06/610,669 US4621206A (en) | 1983-05-18 | 1984-05-16 | Level detector |
| EP84105569A EP0126427B1 (en) | 1983-05-18 | 1984-05-16 | Level detector for use with a differential amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58087031A JPS59212780A (ja) | 1983-05-18 | 1983-05-18 | レベル検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59212780A JPS59212780A (ja) | 1984-12-01 |
| JPH0442631B2 true JPH0442631B2 (ja) | 1992-07-14 |
Family
ID=13903580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58087031A Granted JPS59212780A (ja) | 1983-05-18 | 1983-05-18 | レベル検出回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4621206A (ja) |
| EP (1) | EP0126427B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59212780A (ja) |
| DE (1) | DE3470224D1 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61235759A (ja) * | 1985-04-11 | 1986-10-21 | Pioneer Electronic Corp | 交流レベル検出回路 |
| US5001362A (en) * | 1989-02-14 | 1991-03-19 | Texas Instruments Incorporated | BiCMOS reference network |
| JPH0423506A (ja) * | 1990-05-17 | 1992-01-27 | Nec Corp | Ａｇｃ検波回路 |
| JPH04117834A (ja) * | 1990-09-07 | 1992-04-17 | Mitsubishi Electric Corp | デジタル伝送回路 |
| DE4108709B4 (de) * | 1991-03-16 | 2007-02-22 | Robert Bosch Gmbh | Empfangskomparator |
| KR20010020276A (ko) * | 1998-02-26 | 2001-03-15 | 요트.게.아. 롤페즈 | 교류 진폭에 의존하는 지시기를 발생시키기 위한 장치 |
| JP3853285B2 (ja) * | 2002-11-01 | 2006-12-06 | シャープ株式会社 | 電圧制御発振器及びこれを備えた集積回路装置 |
| US7180310B2 (en) * | 2004-10-27 | 2007-02-20 | Advantest Corporation | Amplitude varying driver circuit and test apparatus |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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