JPS6127211Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はトランジスタを用いて構成した増幅回
路に関し、特に高周波増幅において、入力信号レ
ベルが所定範囲にあるときは大きな歪をもたない
ほぼ一定レベルの出力を得ることができ、入力信
号レベルがさらに大となつたときにも歪の少ない
出力を得ることができるようにすることを目的と
する。

トランジスタを用いて高周波増幅回路を構成す
る場合、例えばエミツタ接地型増幅回路としたと
きには、高周波信号の観点からみるとその接地電
極であるエミツタはバパス・コンデンサで交流的
に接地されるよりも直接接地されるのが望まし
い。バイパス・コンデンサで交流的接地がされる
場合には、高周波信号にとつてバイパス・コンデ
ンサのリード線のインダクタンスや寄生容量等が
無視できず、接地が不完全になつて増幅回路して
の安定性、周波数特性を劣化させる虞れがあるか
らである。ところが、高周波特性を良好にすべく
トランジスタのエミツタをエミツタ抵抗を介すこ
となく直接接地すると、エミツタ抵抗によるバイ
アス温度補償作用が期待できずバイアス安定度が
悪化するので、バイアス回路を安定度のよいもの
にする必要がある。従来、斯るエミツタ直接接地
トランジスタ回路に安定化バイアスを与えるもの
として、第１図及び第２図に示される如くの自己
バイアス方式が採用されている。第１図は良く知
られた抵抗自己バイアス回路の場合で、トランジ
スタＴと負荷Rlとの接続点の電圧が抵抗r₁，r₂で
分圧されてトランジスタＴのベースにベース・バ
イアス電圧として与えられる。この場合抵抗r₁に
よるトランジスタＴのコレクタからベースへの電
圧帰還がかかり安定化される。ただし、トランジ
スタＴの電流増幅率（hfe）温度特性のばらつき
をも考慮した充分な安定化は容易ではない。第２
図は第１図の抵抗自己バイアス回路の帰還抵抗r₁
を定電圧ダイオードＺと抵抗r′₁とで置換した回
路で、定電圧ダイオードＺと抵抗r′₁との直列接
続で電圧帰還をかけるともに、トランジスタＴの
温度変化特性とは逆の温度変化特性をもつ定電圧
ダイオードＺによつて温度補償をしてより一層の
安定化を図つている。

ところで、これらのバイアス回路をもつたトラ
ンジスタ増幅回路は、一般に、第３図に示す如く
の入力信号レベル・Vin対トランジスタのコレク
タ電流・Ic特性をもつている。入力信号レベルが
レベルａより小さいときは、入力信号レベルの増
大に応じてコレクタ電流が増加し、入力信号レベ
ルがさらに大きくなつてレベルａ以上になるとコ
レクタ電流はあまり増加せずほぼ一定になる。こ
れは入力信号レベルがレベルａより小さいときは
直線増幅出力が得られ、入力信号レベルがレベル
ａ以上のときには振幅制限された出力が得られる
とになる。この場合、入力信号レベルがレベルａ
からレベルｂの間にあるときは、出力の振幅制限
の程度も小さく、波形歪が小さい状態でほぼ一定
レベルの出力が得られ、このトランジスタ増幅回
路の出力を使う後段にとつて好都合であるという
利点につながるが、入力信号レベルがさらに大き
くなつてレベルｂ以上になると、出力の振幅制限
が顕著になつて出力波形が大きく歪み不都合であ
る。例えば、斯るトランジスタ増幅回路がシンセ
サイザー・チユーナの50MHz〜1GHz程度の局部
発振出力を増幅して分周用カウンターに供給する
高周波増幅器として用いられる場合には、増幅器
入力である局部発振出力のレベルが所定範囲（上
述のレベルａからｂの間）にあるときには小さな
歪でほぼ一定の増幅出力をカウンターに供給でき
て都合良いが、局部発振出力のレベルがさらに大
きいときには増幅出力が顕著に振幅制限された歪
の大きいものとなり、この歪によつて不要な高周
波ノイズが発生してこれがカウンターを誤動作せ
しめ、正確な選局ができなくなる。

本考案は上述の従来の高周波トランジスタ増幅
回路の欠点を解消すべく改良されたトランジスタ
増幅回路を提案するもので、本考案のトランジス
タ増幅回路によれば、従来の増幅回路では大なる
出力歪を生ずるような大レベルの入力信号が入つ
たときにも、歪の小さい増幅出力を得ることがで
きる。以下、本考案に係るトランジスタ増幅回路
を図面の第４図及び第５図を参照して説明する。

第４図は本考案に係るトランジスタ増幅回路の
一例を示す回路図で、Ｑが増幅素子である増幅用
トランジスタでそのエミツタが接地され、そのベ
ースからカツプリング・コンデンサC₁を介して
信号入力端子t₁が導出され、そのコレクタに負荷
抵抗R₁が接続されるとともにこのコレクタと負
荷抵抗R₁との接続点からカツプリング・コンン
サC₂を介して出力端子t₂が導出されている。トラ
ンジスタＱのコレクタとベースの間に抵抗R₂と
ツエナー・ダイオードZdとが直列に接続され、
さらにトランジスタＱのベースとアースの間に抵
抗R₃が接続されて、トランジスタＱのベース・
バイアス回路が形成されている。ツエナー・ダイ
オードZdには雑音防止用コンデンサC₃が並列に
接続されている。上記の負荷抵抗R₁と電源＋Ｂ
との間に抵抗R₄と定電圧素子としてのツエナ
ー・ダイオードＤが互いに並列に接続されてお
り、負荷抵抗R₁と抵抗R₄及びツエナー・ダイー
ドＤの並列回路との接続中点Ｐとアース間にバイ
パス・コンデンサC₄が接続されている。上記の
抵抗R₄の抵抗値は、この抵抗R₄及び負荷抵抗R₁
を通じてトランジスタＱを流れる電流が所定値以
上となつたとき、その両端の電圧降下によつて、
ツエナー・ダイオードＤに定電圧動作をさせるよ
うに選定されている。

以上の如くの接続関係でエミツタ接地型に構成
された本考案に係るトランジスタ増幅回路の一例
の動作を、入力信号レベル・Vin対トランジスタ
Ｑのコレクタ電流・Ic特性を示す第５図を参照し
て説明する。トランジスタＱには抵抗R₁、ツエ
ナー・ダイオードZd及び抵抗R₃により構成され
る自己バイアス回路により安定化されたベース・
バイアスが与えられている。ここで、ツエナー・
ダイオードZdは温度変化特性が正の係数をもつ
ものであり、温度変化特性が負の係数をもつトラ
ンジスタＱの温度変化による特性変動を打消すよ
うに働いてトランジスタＱの温度補償をしてい
る。信号入力端子t₁からの入力信号のレベルVin
が小さく第５図におけるレベルa′より小さいとき
は、トランジスタＱのコレクタ電流Icは入力信号
レベルにほぼ比例して増減しこの増幅回路は直線
増幅回路として働く。この状態ではコレクタ電流
Icは抵抗R₄及び負荷抵抗R₁を通じて流れるが、
抵抗R₄の抵抗値はこの状態でのコレクタ電流で
は、その両端に生ずる電圧降下がツエナー・ダイ
オードＤに定電圧動作を生ぜしせないような値に
選定されている。次に、入力信号レベル・Vinが
より大で第５図におけるレベルa′とレベルb′との
間にある場合には、トランジスタＱのコレクタ電
流Icは入力信号レベル・Vinに比例しては増減せ
ず、入力信号レベル・Vinの増加に応じて僅かに
増加する程度でほぼ一定値をとると言うことがで
きる。抵抗R₄の値はこの状態でのコレクタ電流Ic
に対しても、その両端に生ずる電圧降下がツエナ
ー・ダイオードＤの定電圧動作に至らしめないよ
うに選定されている。従つてトランジスタＱのコ
レクタ電流は電源＋Ｂから抵抗R₄及び負荷抵抗
R₁を通じて流れ、ツエナー・ダイオードＤを流
れる電流は極めて微少である。このとき、この増
幅回路の出力はトランジスタＱのコレクタ電流が
ほぼ一定であるため振幅制限を受けるが、入力信
号レベル・Vinがあまり大でないレベルa′からレ
ベルb′までの間であるのでこの振幅制限も顕著な
ものではなく、出力波形の歪の程度も小である。
従つて出力端子t₂からは、歪が大きくなくかつほ
ぼ一定レベルの増幅出力を得ることができる。入
力信号レベル・Vinがさらに大となつて第５図に
おけるレベルb′を越えるものとなると、トランジ
スタＱのコレクタ電流Icは僅かながらさらに増加
し、これが抵抗R₄を流れることによつて生ずる
抵抗R₄の両端の電圧降下が遂にツエナー・ダイ
オードＤを定電圧動作に至らしめる値となる。ツ
エナー・ダイオードＤが定電圧動作状態に入る
と、それまで抵抗R₄及び負荷抵抗R₁を通じて流
れていたコレクタ電流Icの大部分はツエナー・ダ
イオードＤ及び負荷抵抗R₁を通じて流れること
になり、ツエナーダイオードの定電圧動作によつ
て抵抗R₄の両端の電圧降下が制限されて点Ｐの
電位は一定となるとともに抵抗R₄にもとずく制
限がなくなつて、このコレクタ電流Icを第５図に
示す如く入力信号Vinの増加に応じて増加するこ
とができる。但し、図示しないがやがて負荷抵抗
R₁にもとずく制限を受けて再びより大きな値の
ほぼ一定値になる。このツエナー・ダイオードＤ
によるトランジスタQ₁のコレクタ電流Icの増加
により、入力信号レベル・Vinがレベルb′以上の
大レベルの場合には、出力の振幅制限がなくなつ
て出力端子t₂からは歪がないか、もしくは、極め
て小である増幅出力が得られる。なお接続点Ｐは
バイパス・コンデンサC₄によつて交流的に接地
されており、抵抗R₄及びツエナー・ダイオード
Ｄの並列回路は交流的負荷とはならない。このバ
イパス・コンデンサC₄は、抵抗R₄及びツエナ
ー・ダイオードＤと並列に、接続点Ｐと電源＋Ｂ
との間に接続してもよい。以上の如く、この本考
案の増幅回路によれば、入力信号レベルが小さい
ときには直線増幅出力が得られ、入力信号レベル
が中程度の所定範囲にあるときは歪が大きくない
ほぼ一定レベルの増幅出力が得られ、さらに、入
力信号レベルが大であつて上述の所定範囲以上の
ときにも歪の小さい増幅出力が得られる。従つ
て、シンセサイザー・チユナーの局部発振出力を
増幅して分周用カウンターに供給する高周波増幅
器として用いるような場合には、通常は所定レベ
ル範囲内にある局部発振出力を、トランジスタＱ
の特性からして最も効率よい状態で増幅して、歪
が小さいほぼ一定レベルの増幅出力をカウンター
り供給でき、また、局部発振出力が所定レベル範
囲を越える大レベルのときにも歪の小さい増幅出
力をカウンターに供給できるので、カウンター入
力の歪による高調波にもとずくカウンターの誤動
作が防止でき、いずれも極めて好都合である。さ
らに、通常状態でのトランジスタＱの最大コレク
タ電流を比較的小さい設定しておけば、入力信号
レベルが通常状態より大となつたときにのみトラ
ンジスタＱのコレクタ電流を大とすることがで
き、消費電力の低減も図れる。

上述した第４図に示す回路における各回路構成
部具体的数値例を示すと次の如くである。電源…
6.8V、C₁，C₂，C₃…1nF、R₁…100〜150Ω、R₂
…3KΩ、R₃…700〜800Ω、R₄…100Ω。なお、こ
の第４図に示す回路は本考案に係るトランジスタ
増幅回路の一具体例であり、増幅用トランジスタ
ＱとしてＰ−Ｎ−Ｐ型トランジスタを採用する、
あるいはバイアス回路を他の構成にする等々、
種々の他の具体構成をとることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は夫々従来知られたトランジ
スタのバイアス回路を示す回路接続図、第３図は
第１図及び第２図に示すバイアス回路を採用した
従来のトランジスタ増幅回路の特性曲線を示す線
図、第４図は本考案に係るトランジスタ増幅回路
の一例を示す回路接続図、第５図は本考案に係る
トランジスタ増幅回路の特性曲線を示す図であ
る。 図中、Ｑは増幅用トランジスタ、R₁は負荷抵
抗、R₂，R₃はバイアス抵抗、R₄はコレクタ電流
調整抵抗、Ｄは定電圧素子（ツエナー・ダイオー
ド）、Zdはツエナー・ダイオード、C₁，C₂はカツ
プリング・コンデンサ、C₄はバイパス・コンデ
ンサ、t₁は信号入力端子、t₂は出力端子である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 増幅用トランジスタの第１の端子にバイアス回
   路を接続するとともに信号入力端子を設け、第２
   の端子を接地し、第３の端子に負荷素子を接続す
   るとともに出力端子を導出し、上記負荷素子と電
   源との間に抵抗素子と定電圧素子とを並列に接続
   して、上記抵抗素子の抵抗値を、上記負荷素子を
   通じて上記トランジスタを流れる電流が所定値以
   上となつたとき、上記定電圧素子に電流が流れて
   定電圧動作がなされるように選定したトランジス
   タ増幅回路。