JPH0255962B2 - - Google Patents
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- JPH0255962B2 JPH0255962B2 JP55112074A JP11207480A JPH0255962B2 JP H0255962 B2 JPH0255962 B2 JP H0255962B2 JP 55112074 A JP55112074 A JP 55112074A JP 11207480 A JP11207480 A JP 11207480A JP H0255962 B2 JPH0255962 B2 JP H0255962B2
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- JP
- Japan
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- transistor
- amplifier
- output
- circuit
- capacitor
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Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 24
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/02—Details
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は例えばIC（集積回路）等に好適な包
絡線検波回路に関する。
絡線検波回路に関する。
周知のように、第１図に示すような包絡線検波
器は変調波に含まれるキヤリア信号の整流分が直
流電圧出力となつて現われるため、復調された交
流分の信号に直流分が重畳され、且つその直流分
が第２図ａ，ｂに示す如く入力レベルの大小によ
つて変動する欠点があつた。このため、通常は次
段の増幅器等の結合にはコンデンサによる容量結
合が用いられ、直流分が除去されていた。したが
つて、特にIC回路においては、次段との直結が
困難である等の問題を有していた。
器は変調波に含まれるキヤリア信号の整流分が直
流電圧出力となつて現われるため、復調された交
流分の信号に直流分が重畳され、且つその直流分
が第２図ａ，ｂに示す如く入力レベルの大小によ
つて変動する欠点があつた。このため、通常は次
段の増幅器等の結合にはコンデンサによる容量結
合が用いられ、直流分が除去されていた。したが
つて、特にIC回路においては、次段との直結が
困難である等の問題を有していた。
この発明は上記事情に基づいてなされたもので
あり、検波回路の出力信号を基準電圧と比較し、
この比較出力のうち少なくとも直流分を帰還する
ことにより、検波出力の直流電圧を安定化でき、
IC回路等を直結構成するのに好適な包絡線検波
回路を提供しようとするものである。
あり、検波回路の出力信号を基準電圧と比較し、
この比較出力のうち少なくとも直流分を帰還する
ことにより、検波出力の直流電圧を安定化でき、
IC回路等を直結構成するのに好適な包絡線検波
回路を提供しようとするものである。
以下、この発明の一実施例について図面を参照
して説明する。
して説明する。
第３図において、入力端子１１には変調波
（IF：中間周波信号）が供給される。この入力端
子１１はIF増幅器１２の入力端に接続される。
このIF増幅器１２の出力端は包絡線検波回路１
３の入力端に接続され、この検波回路１３の出力
端はコンデンサ１４、抵抗１５を並列に介して接
地されるとともに出力端子１６に接続される。前
記コンデンサ１４はキヤリア信号をバイパスする
ものであり、抵抗１５は検波回路１３の直流負荷
である。また、検波回路１３の出力端は比較手
段、例えば直流増幅器１７の負入力端に接続され
る。この増幅器１７の正入力端には基準電圧源
VREF１８の正極端が接続され、この電圧源１８の
負極端は接地される。前記増幅器１７の出力端は
コンデンサ１９を介して接地されるとともに、イ
ンピーダンス２０を介して前記IF増幅器１２の
出力端に接続される。さらに、前記増幅器１７の
出力端はIF増幅器１２の制御入力端に接続され
る。前記コンデンサ１９はIF信号および復調さ
れるべき交流周波数に対しては低インピーダンス
を呈するもので、少なくとも直流分を前記インピ
ーダンス２０に供給するものである。また、イン
ピーダンス２０はIF増幅器１２の負荷であり、
タンク回路等により構成される。
（IF：中間周波信号）が供給される。この入力端
子１１はIF増幅器１２の入力端に接続される。
このIF増幅器１２の出力端は包絡線検波回路１
３の入力端に接続され、この検波回路１３の出力
端はコンデンサ１４、抵抗１５を並列に介して接
地されるとともに出力端子１６に接続される。前
記コンデンサ１４はキヤリア信号をバイパスする
ものであり、抵抗１５は検波回路１３の直流負荷
である。また、検波回路１３の出力端は比較手
段、例えば直流増幅器１７の負入力端に接続され
る。この増幅器１７の正入力端には基準電圧源
VREF１８の正極端が接続され、この電圧源１８の
負極端は接地される。前記増幅器１７の出力端は
コンデンサ１９を介して接地されるとともに、イ
ンピーダンス２０を介して前記IF増幅器１２の
出力端に接続される。さらに、前記増幅器１７の
出力端はIF増幅器１２の制御入力端に接続され
る。前記コンデンサ１９はIF信号および復調さ
れるべき交流周波数に対しては低インピーダンス
を呈するもので、少なくとも直流分を前記インピ
ーダンス２０に供給するものである。また、イン
ピーダンス２０はIF増幅器１２の負荷であり、
タンク回路等により構成される。
上記構成において、検波回路１３が理想ダイオ
ード（順方向電圧降下：０、逆方向インピーダン
ス：∞）であると仮定する。また、増幅器１２お
よび１７が定電流出力タイプとすると、直流分の
負帰還作用により第３図に示すダイオードの方向
では増幅器１２の出力信号の上側（正側）のエン
ベロープの平均値が第４図ａに示す如く基準電圧
源１８の電位VREFになる。但し、この場合負荷イ
ンピーダンス２０の直流インピーダンスは０とす
る。また、検波出力の平均電位も第４図ｂに示す
ようにVREFとなり、VREFを中心に正負の復調出力
が得られる。入力レベルの変動に際しては第４図
ａにおけるV0、即ち、増幅器１７の出力電位が
変動するのみで、出力の直流電位は相変わらず
VREFであり殆んど変動しない。
ード（順方向電圧降下：０、逆方向インピーダン
ス：∞）であると仮定する。また、増幅器１２お
よび１７が定電流出力タイプとすると、直流分の
負帰還作用により第３図に示すダイオードの方向
では増幅器１２の出力信号の上側（正側）のエン
ベロープの平均値が第４図ａに示す如く基準電圧
源１８の電位VREFになる。但し、この場合負荷イ
ンピーダンス２０の直流インピーダンスは０とす
る。また、検波出力の平均電位も第４図ｂに示す
ようにVREFとなり、VREFを中心に正負の復調出力
が得られる。入力レベルの変動に際しては第４図
ａにおけるV0、即ち、増幅器１７の出力電位が
変動するのみで、出力の直流電位は相変わらず
VREFであり殆んど変動しない。
入力レベルの変動で出力直流電位がどの程度変
動するかは負帰還ループゲインにより決まり、こ
のループゲイン分の１で示される。第３図に示す
如く帰還のための直流増幅器１７の伝達コンダク
タンスをgn、IF増幅器１２のインピーダンスを
Z0、検波回路１３の入力インピーダンスをZiとす
ると、ループゲインGLOOPは次のようになる。
動するかは負帰還ループゲインにより決まり、こ
のループゲイン分の１で示される。第３図に示す
如く帰還のための直流増幅器１７の伝達コンダク
タンスをgn、IF増幅器１２のインピーダンスを
Z0、検波回路１３の入力インピーダンスをZiとす
ると、ループゲインGLOOPは次のようになる。
GLOOP＝gn・Z0Zi／Z0＋Zi
したがつて、直流変動分の抑圧度は
１／GLOOP＝Z0＋Zi／gmZ0Zi
となる。
また、第３図では増幅器１７の平均出力電圧
（直流分）は第４図ａに示す如くV0となり、V0は
入力レベルが大になるに従い比例して小さくなる
ので、AGC電圧として利用できる。これはまた
コンデンサ１９がAGC電圧の時定数を与えるた
めと、前記直流帰還のための双方に用いられるこ
とになり、構成を簡素化し得て都合がよい。
（直流分）は第４図ａに示す如くV0となり、V0は
入力レベルが大になるに従い比例して小さくなる
ので、AGC電圧として利用できる。これはまた
コンデンサ１９がAGC電圧の時定数を与えるた
めと、前記直流帰還のための双方に用いられるこ
とになり、構成を簡素化し得て都合がよい。
次に、第５図を用いて実際の回路例について説
明する。これはAM受信機のIF段および検波段を
含みAGCがかけてある。
明する。これはAM受信機のIF段および検波段を
含みAGCがかけてある。
第５図において、トランジスタQ1，Q2，Q3は
第１の差動増幅器５１を構成するものである。こ
のトランジスタQ1，Q2のベースはそれぞれIF入
力Vioに接続され、コレクタはそれぞれ抵抗R1，
R2を介して電源端子Vccに接続される。この端子
Vccは抵抗R3、ダイオードD1、抵抗R4を順次直列
に介して接地される。前記トランジスタQ1，Q2
の共通接続されたエミツタはトランジスタQ3の
コレクタに接続される。このトランジスタQ3の
ベースは前記抵抗R3とダイオードD1のアノード
接続部に接続され、エミツタは抵抗R5を介して
接地される。
第１の差動増幅器５１を構成するものである。こ
のトランジスタQ1，Q2のベースはそれぞれIF入
力Vioに接続され、コレクタはそれぞれ抵抗R1，
R2を介して電源端子Vccに接続される。この端子
Vccは抵抗R3、ダイオードD1、抵抗R4を順次直列
に介して接地される。前記トランジスタQ1，Q2
の共通接続されたエミツタはトランジスタQ3の
コレクタに接続される。このトランジスタQ3の
ベースは前記抵抗R3とダイオードD1のアノード
接続部に接続され、エミツタは抵抗R5を介して
接地される。
また、トランジスタQ4，Q5，Q6は第２の差動
増幅器５２を構成するものである。このトランジ
スタQ4，Q5のベースはそれぞれ前記トランジス
タQ2，Q1のコレクタに接続され、共通接続され
たエミツタは前記トランジスタQ6のコレクタに
接続される。このトランジスタQ6のベースは前
記トランジスタQ3のベースに接続され、エミツ
タは抵抗R6を介して接地される。また、前記ト
ランジスタQ4のコレクタは前記電源端子Vccに接
続され、トランジスタQ5のコレクタはダイオー
ドD2を順方向に介して前記電源端子Vccに接続さ
れる。さらに、トランジスタQ5のコレクタはト
ランジスタQ7のベースに接続され、このトラン
ジスタQ7のエミツタは前記電源端子Vccに接続さ
れる。このトランジスタQ7とダイオードD2はカ
レントミラー回路５３を構成している。さらに、
トランジスタQ7のコレクタはコンデンサC1、コ
イルL1の並列回路からなり、IF周波数に同調さ
れたタンク回路およびコンデンサC2を直列に介
して接地される。このコンデンサC2は前述した
第３図に示すコンデンサ１９に対応するものであ
り、100msec程度の時定数が得られる大容量コン
デンサである。前記トランジスタQ7のコレクタ
には検波用ダイオードD3のカソードが接続され
る。このダイオードD3のアノードはコンデンサ
C3を介して接地されるとともに、利得１のバツ
フア増幅器５５に接続される。このバツフア増幅
器はトランジスタQ8，Q9，Q10，Q11、ダイオー
ドD4から構成され、前記ダイオードD3のアノー
ドはトランジスタQ8のベースに接続される。こ
のトランジスタQ8，Q9の共通接続されたエミツ
タはトランジスタQ10のコレクタに接続される。
このトランジスタQ10のベースは前記トランジス
タQ6のベースに接続され、エミツタは抵抗R7を
介して接地される。また、前記トランジスタQ8
のコレクタはダイオードD4を順方向に介して前
記電源端子Vccに接続され、トランジスタQ9のコ
レクタはこのトランジスタのベースに接続される
とともに、トランジスタQ11のコレクタに接続さ
れる。このトランジスタQ11のベースは前記トラ
ンジスタQ8のコレクタに接続され、エミツタは
前記電源端子Vccに接続される。前記トランジス
タQ9のベースは抵抗R8を介して出力端子DET
OUTに接続されるとともに、コンデンサC4を介
して接地される。このコンデンサC4および抵抗
R8はキヤリアのバンドパス回路５６を構成して
いる。前記出力端子Vccには直流増幅器を構成す
るトランジスタQ12のベースが接続される。この
トランジスタQ12のエミツタは抵抗R9を介して接
地され、コレクタは前記タンク回路５４とコンデ
ンサC2の接続部に接続されるとともに、AGC用
のトランジスタQ13のベースに接続される。この
トランジスタQ13のエミツタは前記トランジスタ
Q3のエミツタに接続され、コレクタは前記電源
端子Vccに接続される。
増幅器５２を構成するものである。このトランジ
スタQ4，Q5のベースはそれぞれ前記トランジス
タQ2，Q1のコレクタに接続され、共通接続され
たエミツタは前記トランジスタQ6のコレクタに
接続される。このトランジスタQ6のベースは前
記トランジスタQ3のベースに接続され、エミツ
タは抵抗R6を介して接地される。また、前記ト
ランジスタQ4のコレクタは前記電源端子Vccに接
続され、トランジスタQ5のコレクタはダイオー
ドD2を順方向に介して前記電源端子Vccに接続さ
れる。さらに、トランジスタQ5のコレクタはト
ランジスタQ7のベースに接続され、このトラン
ジスタQ7のエミツタは前記電源端子Vccに接続さ
れる。このトランジスタQ7とダイオードD2はカ
レントミラー回路５３を構成している。さらに、
トランジスタQ7のコレクタはコンデンサC1、コ
イルL1の並列回路からなり、IF周波数に同調さ
れたタンク回路およびコンデンサC2を直列に介
して接地される。このコンデンサC2は前述した
第３図に示すコンデンサ１９に対応するものであ
り、100msec程度の時定数が得られる大容量コン
デンサである。前記トランジスタQ7のコレクタ
には検波用ダイオードD3のカソードが接続され
る。このダイオードD3のアノードはコンデンサ
C3を介して接地されるとともに、利得１のバツ
フア増幅器５５に接続される。このバツフア増幅
器はトランジスタQ8，Q9，Q10，Q11、ダイオー
ドD4から構成され、前記ダイオードD3のアノー
ドはトランジスタQ8のベースに接続される。こ
のトランジスタQ8，Q9の共通接続されたエミツ
タはトランジスタQ10のコレクタに接続される。
このトランジスタQ10のベースは前記トランジス
タQ6のベースに接続され、エミツタは抵抗R7を
介して接地される。また、前記トランジスタQ8
のコレクタはダイオードD4を順方向に介して前
記電源端子Vccに接続され、トランジスタQ9のコ
レクタはこのトランジスタのベースに接続される
とともに、トランジスタQ11のコレクタに接続さ
れる。このトランジスタQ11のベースは前記トラ
ンジスタQ8のコレクタに接続され、エミツタは
前記電源端子Vccに接続される。前記トランジス
タQ9のベースは抵抗R8を介して出力端子DET
OUTに接続されるとともに、コンデンサC4を介
して接地される。このコンデンサC4および抵抗
R8はキヤリアのバンドパス回路５６を構成して
いる。前記出力端子Vccには直流増幅器を構成す
るトランジスタQ12のベースが接続される。この
トランジスタQ12のエミツタは抵抗R9を介して接
地され、コレクタは前記タンク回路５４とコンデ
ンサC2の接続部に接続されるとともに、AGC用
のトランジスタQ13のベースに接続される。この
トランジスタQ13のエミツタは前記トランジスタ
Q3のエミツタに接続され、コレクタは前記電源
端子Vccに接続される。
上記構成において、IF入力信号Vioは第１の差
動増幅器５１により増幅され第２の差動増幅器５
２に供給される。この差動増幅器５２の出力電流
はカレントミラー回路５３により取出されタンク
回路５４に供給される。このタンク回路５４はコ
ンデンサC2によつてバイパスされているため、
トランジスタQ7のコレクタには入力信号Vioに応
じた増幅出力信号が現われる。この増幅出力信号
からダイオードD3により負側のエンベロープが
検波される。この信号はバツフア増幅器５５を通
り、キヤリアのバイパス回路５６を介して出力端
子DETOUTから検波出力信号として取り出され
る。コンデンサC3は検波出力信号からの中間周
波の高周波漏れを少くしている。一方、直流増幅
用トランジスタQ12は出力端子DETOUTの電圧
に応じたコレクタ電流を生ずる。この電流は前記
タンク回路５４を介してダイオードD3に負帰還
されるとともに、AGC用トランジスタQ13の制御
に用いられる。例えば、IF入力信号Vioレベル
（つまり第４図ａで表現されるVREF−V0）が増加
し、出力端子DETOUTから得られる出力信号
〔IF入力信号Vioの下側（負側）エンベロープに対
応〕のDCレベルが低下すると、トランジスタQ12
のコレクタ電流が減少する。これに伴ないコンデ
ンサC2の両端電圧が高くなるとトランジスタQ13
がオンとなり、トランジスタQ3の電流を減少し
て第１の差動増幅器５１の利得を下げるように働
く。
動増幅器５１により増幅され第２の差動増幅器５
２に供給される。この差動増幅器５２の出力電流
はカレントミラー回路５３により取出されタンク
回路５４に供給される。このタンク回路５４はコ
ンデンサC2によつてバイパスされているため、
トランジスタQ7のコレクタには入力信号Vioに応
じた増幅出力信号が現われる。この増幅出力信号
からダイオードD3により負側のエンベロープが
検波される。この信号はバツフア増幅器５５を通
り、キヤリアのバイパス回路５６を介して出力端
子DETOUTから検波出力信号として取り出され
る。コンデンサC3は検波出力信号からの中間周
波の高周波漏れを少くしている。一方、直流増幅
用トランジスタQ12は出力端子DETOUTの電圧
に応じたコレクタ電流を生ずる。この電流は前記
タンク回路５４を介してダイオードD3に負帰還
されるとともに、AGC用トランジスタQ13の制御
に用いられる。例えば、IF入力信号Vioレベル
（つまり第４図ａで表現されるVREF−V0）が増加
し、出力端子DETOUTから得られる出力信号
〔IF入力信号Vioの下側（負側）エンベロープに対
応〕のDCレベルが低下すると、トランジスタQ12
のコレクタ電流が減少する。これに伴ないコンデ
ンサC2の両端電圧が高くなるとトランジスタQ13
がオンとなり、トランジスタQ3の電流を減少し
て第１の差動増幅器５１の利得を下げるように働
く。
この回路は第３図の場合と異なり、検波用ダイ
オードD3の極性が逆であるため、中間周波信号
の下側（負側）のエンベロープを検波し、且つ
AGC電圧（トランジスタQ12のコレクタ電圧）は
入力信号レベルの増加とともに増大する。
オードD3の極性が逆であるため、中間周波信号
の下側（負側）のエンベロープを検波し、且つ
AGC電圧（トランジスタQ12のコレクタ電圧）は
入力信号レベルの増加とともに増大する。
また、この回路では出力端子DETOUTの直流
電位VODCはトランジスタQ6のコレクタ電流（定
電流）をIC6、トランジスタQ12のベース・エミツ
タ間電圧をVBE12とすると、 VODC＝IC6R9／２＋VBE12 で表わされる。但し、カレントミラー回路５３の
電流利得は１とする。
電位VODCはトランジスタQ6のコレクタ電流（定
電流）をIC6、トランジスタQ12のベース・エミツ
タ間電圧をVBE12とすると、 VODC＝IC6R9／２＋VBE12 で表わされる。但し、カレントミラー回路５３の
電流利得は１とする。
上記構成によれば、検波出力信号の直流分を負
帰還して直流分を安定化している。したがつて、
IC回路等を直結構成するのに好適である。
帰還して直流分を安定化している。したがつて、
IC回路等を直結構成するのに好適である。
また、帰還された直流分をAGCに利用できる
ため、部品の増大を伴わずに構成を簡素化し得て
都合がよい。
ため、部品の増大を伴わずに構成を簡素化し得て
都合がよい。
尚、上記実施例ではバイポーラトランジスタに
よる回路例を示したが、FET（電界効果トランジ
スタ）等、他の増幅素子を用いても同様に構成で
きる。また、トランジスタの極性（PNP NPN）
も、電源の極性等を考慮すれば種々の変形が可能
である。
よる回路例を示したが、FET（電界効果トランジ
スタ）等、他の増幅素子を用いても同様に構成で
きる。また、トランジスタの極性（PNP NPN）
も、電源の極性等を考慮すれば種々の変形が可能
である。
以上、詳述したようにこの発明によれば、検波
出力の直流電圧を安定化でき、IC回路等を直結
構成するのに好適な包絡線検波回路を提供でき
る。
出力の直流電圧を安定化でき、IC回路等を直結
構成するのに好適な包絡線検波回路を提供でき
る。
第１図は従来の包絡線検波回路の一例を示す回
路構成図、第２図ａ，ｂはそれぞれ第１図の動作
を説明するために示す図、第３図はこの発明に係
わる包絡線検波回路の一実施例を示す構成図、第
４図ａ，ｂはそれぞれ第３図の動作を説明するた
めに示す図、第５図は第３図を具体的に示す回路
構成図である。 １２…中間周波増幅器、１３…検波回路、１７
…直流増幅器、１９…コンデンサ、２０…負荷。
路構成図、第２図ａ，ｂはそれぞれ第１図の動作
を説明するために示す図、第３図はこの発明に係
わる包絡線検波回路の一実施例を示す構成図、第
４図ａ，ｂはそれぞれ第３図の動作を説明するた
めに示す図、第５図は第３図を具体的に示す回路
構成図である。 １２…中間周波増幅器、１３…検波回路、１７
…直流増幅器、１９…コンデンサ、２０…負荷。
Claims (1)
- １ 変調波が入力される増幅器と、この増幅器の
出力端に一端部が接続された並列共振回路からな
る負荷と、前記増幅器の出力端に入力端が接続さ
れた検波回路と、この検波回路の出力信号と基準
電圧とを比較する手段と、この比較手段の出力の
うち直流分を前記負荷の他端部に供給する手段と
を具備し、入力キヤリアレベルの変動によつて出
力直流レベルが実質的に変動しないように構成し
てなることを特徴とする包絡線検波回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11207480A JPS5737905A (en) | 1980-08-14 | 1980-08-14 | Envelope curve wave detecting circuit |
| GB8124393A GB2081999B (en) | 1980-08-14 | 1981-08-10 | Am detector |
| DE3131763A DE3131763C2 (de) | 1980-08-14 | 1981-08-11 | AM-Detektorschaltung |
| US06/292,263 US4492926A (en) | 1980-08-14 | 1981-08-12 | Amplitude modulation detector |
Applications Claiming Priority (1)
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