JP3350376B2 - 波形整形回路およびそれを用いる赤外線データ通信装置 - Google Patents
波形整形回路およびそれを用いる赤外線データ通信装置Info
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- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/29—Repeaters
- H04B10/291—Repeaters in which processing or amplification is carried out without conversion of the main signal from optical form
- H04B10/299—Signal waveform processing, e.g. reshaping or retiming
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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- H04B10/114—Indoor or close-range type systems
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- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
- H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力信号を予め定
める閾値でレベル弁別して、矩形波パルスに整形する波
形整形回路およびそれを用いて赤外線データ通信を行う
携帯情報端末などの装置に関する。
める閾値でレベル弁別して、矩形波パルスに整形する波
形整形回路およびそれを用いて赤外線データ通信を行う
携帯情報端末などの装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７は、典型的な従来技術の赤外線デー
タ受信回路１の概略的構成を示すブロック図である。こ
の赤外線データ受信回路１は、携帯情報端末などに搭載
され、ＩｒＤＡ（赤外線データ通信協議会）１．０の規
格に対応した赤外線データの受信に用いられる回路であ
る。
タ受信回路１の概略的構成を示すブロック図である。こ
の赤外線データ受信回路１は、携帯情報端末などに搭載
され、ＩｒＤＡ（赤外線データ通信協議会）１．０の規
格に対応した赤外線データの受信に用いられる回路であ
る。
【０００３】フォトダイオード２のカソード側には、電
源電圧Ｖｃｃが印加されており、このフォトダイオード
２は、受光した赤外光の強度に対応した光電流をアノー
ドからプリアンプ３へ出力する。プリアンプ３は、前記
光電流を電流−電圧変換し、その出力は、結合コンデン
サ４を介して増幅回路５の非反転入力端子に入力されて
いる。この増幅回路５の反転入力端子は、結合コンデン
サ６を介して接地され、また前記非反転入力端子とこの
反転入力端子とは、それぞれプルアップ抵抗７，８によ
って、増幅回路５の所定の直流入力レベルに保持されて
いる。
源電圧Ｖｃｃが印加されており、このフォトダイオード
２は、受光した赤外光の強度に対応した光電流をアノー
ドからプリアンプ３へ出力する。プリアンプ３は、前記
光電流を電流−電圧変換し、その出力は、結合コンデン
サ４を介して増幅回路５の非反転入力端子に入力されて
いる。この増幅回路５の反転入力端子は、結合コンデン
サ６を介して接地され、また前記非反転入力端子とこの
反転入力端子とは、それぞれプルアップ抵抗７，８によ
って、増幅回路５の所定の直流入力レベルに保持されて
いる。
【０００４】増幅回路５からの信号電圧ｖｓｉｇは、波
形整形を行うコンパレータ１１の反転入力端子に直接入
力されるとともに、第１段目のローパスフィルタ１２に
入力される。ローパスフィルタ１２の出力は、バッファ
１３を介して、第２段目のローパスフィルタ１４に入力
される。ローパスフィルタ１４は、コンデンサ１５を備
える積分回路などで実現され、これらのローパスフィル
タ１２，１４は、前記信号電圧ｖｓｉｇを積分して、そ
の平均値ｖａｖを求め、前記コンパレータ１１の非反転
入力端子に閾値電圧ｖｔｈとして出力する。コンパレー
タ１１は、前記信号電圧ｖｓｉｇが閾値電圧ｖｔｈ以上
となると、出力端子１６への出力信号ｖｏをローレベル
とする。
形整形を行うコンパレータ１１の反転入力端子に直接入
力されるとともに、第１段目のローパスフィルタ１２に
入力される。ローパスフィルタ１２の出力は、バッファ
１３を介して、第２段目のローパスフィルタ１４に入力
される。ローパスフィルタ１４は、コンデンサ１５を備
える積分回路などで実現され、これらのローパスフィル
タ１２，１４は、前記信号電圧ｖｓｉｇを積分して、そ
の平均値ｖａｖを求め、前記コンパレータ１１の非反転
入力端子に閾値電圧ｖｔｈとして出力する。コンパレー
タ１１は、前記信号電圧ｖｓｉｇが閾値電圧ｖｔｈ以上
となると、出力端子１６への出力信号ｖｏをローレベル
とする。
【０００５】したがって、単位周期をＴとすると、パル
スデューティが、たとえばＴ／４であるとき、前記閾値
電圧ｖｔｈは、パルスのピーク値をｖｐとするとき、ｖ
ｐ／４となって、図８（ａ）→図８（ｂ）…→図８
（ｅ）で示されるように、信号電圧ｖｓｉｇが高くなる
程、該閾値電圧ｖｔｈも上昇してゆく。こうして、該閾
値電圧ｖｔｈでレベル弁別して作成される矩形波パルス
のパルス幅が、常にほぼ一定となるように構成されてい
る。
スデューティが、たとえばＴ／４であるとき、前記閾値
電圧ｖｔｈは、パルスのピーク値をｖｐとするとき、ｖ
ｐ／４となって、図８（ａ）→図８（ｂ）…→図８
（ｅ）で示されるように、信号電圧ｖｓｉｇが高くなる
程、該閾値電圧ｖｔｈも上昇してゆく。こうして、該閾
値電圧ｖｔｈでレベル弁別して作成される矩形波パルス
のパルス幅が、常にほぼ一定となるように構成されてい
る。
【０００６】このように構成される赤外線データ受信回
路１において、通信限界距離を、たとえば１（ｍ）とす
ると、その通信限界距離でのフォトダイオード２の出力
電流は、たとえば数百（ｎＡ）であるのに対して、近距
離通信時には、前記出力電流は、たとえば十数（ｍＡ）
であり、該赤外線データ受信回路１には、百（ｄＢ）近
いダイナミックレンジが要求されることになる。
路１において、通信限界距離を、たとえば１（ｍ）とす
ると、その通信限界距離でのフォトダイオード２の出力
電流は、たとえば数百（ｎＡ）であるのに対して、近距
離通信時には、前記出力電流は、たとえば十数（ｍＡ）
であり、該赤外線データ受信回路１には、百（ｄＢ）近
いダイナミックレンジが要求されることになる。
【０００７】また、フォトダイオード２は、赤外光が光
ファイバによって伝送される場合には、あまり高感度の
ものは必要なく、したがってパルスの立上がりおよび立
下がりが速やかであるのに対して、前記赤外光が空間伝
送される場合には、高感度のものが必要となり、強入力
時には、光電流の立下がりが遅くなり、テールを引くと
いう問題がある。すなわち、前記光電流波形が、中距離
通信時には図９（ａ）で示されるような波形であるのに
対して、近距離通信時には図９（ｂ）で示されるように
なり、立下がりがなまってしまうという問題がある。
ファイバによって伝送される場合には、あまり高感度の
ものは必要なく、したがってパルスの立上がりおよび立
下がりが速やかであるのに対して、前記赤外光が空間伝
送される場合には、高感度のものが必要となり、強入力
時には、光電流の立下がりが遅くなり、テールを引くと
いう問題がある。すなわち、前記光電流波形が、中距離
通信時には図９（ａ）で示されるような波形であるのに
対して、近距離通信時には図９（ｂ）で示されるように
なり、立下がりがなまってしまうという問題がある。
【０００８】したがって、上述のように、入力される赤
外光の強度に拘らず、コンパレータ１１の閾値電圧ｖｔ
ｈを増幅回路５からの信号電圧ｖｓｉｇの平均値ｖａｖ
にしておくと、近距離通信時に、出力信号ｖｏのパルス
幅が実際のパルス幅よりもかなり大きくなってしまう。
このように、通信距離によって出力パルス幅に大きなば
らつきが出てしまうことになり、通信距離に制約が生じ
てしまうという問題がある。
外光の強度に拘らず、コンパレータ１１の閾値電圧ｖｔ
ｈを増幅回路５からの信号電圧ｖｓｉｇの平均値ｖａｖ
にしておくと、近距離通信時に、出力信号ｖｏのパルス
幅が実際のパルス幅よりもかなり大きくなってしまう。
このように、通信距離によって出力パルス幅に大きなば
らつきが出てしまうことになり、通信距離に制約が生じ
てしまうという問題がある。
【０００９】この点、前記ＩｒＤＡ１．０方式では、最
大データ伝送速度は１１５（ｋｂｐｓ）であり、かつ単
位周期をＴとするとき、送信パルス幅は３Ｔ／１６であ
るので、前記テールの影響によって、たとえば３倍以上
に拡がっても、送信パルスを再生することが可能であ
る。
大データ伝送速度は１１５（ｋｂｐｓ）であり、かつ単
位周期をＴとするとき、送信パルス幅は３Ｔ／１６であ
るので、前記テールの影響によって、たとえば３倍以上
に拡がっても、送信パルスを再生することが可能であ
る。
【００１０】しかしながら、図１０で示すようなＩｒＤ
Ａ１．１の規格では、最大データ伝送速度は４（Ｍｂｐ
ｓ）であり、４値ＰＰＭ（Pulse Position Modulation
）が使用され、出力パルス幅に高い精度が要求され
る。したがって、上述の赤外線データ受信回路１は、適
用できないという問題がある。
Ａ１．１の規格では、最大データ伝送速度は４（Ｍｂｐ
ｓ）であり、４値ＰＰＭ（Pulse Position Modulation
）が使用され、出力パルス幅に高い精度が要求され
る。したがって、上述の赤外線データ受信回路１は、適
用できないという問題がある。
【００１１】また、他の従来技術の赤外線データ受信回
路２１のブロック図を図１１で示す。この赤外線データ
受信回路２１は、前述の赤外線データ受信回路１に類似
し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説
明を省略する。この赤外線データ受信回路２１では、増
幅回路５からの信号電圧ｖｓｉｇは、レベル検出回路２
２に入力され、そのピーク値ｖｐが検出される。閾値電
圧発生回路２３は、前記レベル検出回路２２の検出結果
に対応して、前記ピーク値ｖｐから所定電圧ｖ１だけ低
いシフト値ｖｓｆｔを前記閾値電圧ｖｔｈとして作成
し、コンパレータ１１の非反転入力端子へ出力する。
路２１のブロック図を図１１で示す。この赤外線データ
受信回路２１は、前述の赤外線データ受信回路１に類似
し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説
明を省略する。この赤外線データ受信回路２１では、増
幅回路５からの信号電圧ｖｓｉｇは、レベル検出回路２
２に入力され、そのピーク値ｖｐが検出される。閾値電
圧発生回路２３は、前記レベル検出回路２２の検出結果
に対応して、前記ピーク値ｖｐから所定電圧ｖ１だけ低
いシフト値ｖｓｆｔを前記閾値電圧ｖｔｈとして作成
し、コンパレータ１１の非反転入力端子へ出力する。
【００１２】したがって、前記閾値電圧ｖｔｈは、ピー
ク値ｖｐに対応して変動することになり、前記赤外線デ
ータ受信回路１のように、強入力時におけるテールの影
響を受けることなく、出力信号ｖｏのパルスを生成する
ことができる。
ク値ｖｐに対応して変動することになり、前記赤外線デ
ータ受信回路１のように、強入力時におけるテールの影
響を受けることなく、出力信号ｖｏのパルスを生成する
ことができる。
【００１３】しかしながらこの図１１で示す赤外線デー
タ受信回路２１では、近距離通信時には、比較的正確な
パルスを再生することができるけれども、中長距離通信
時には、前記所定電圧ｖ１を確保することができず、閾
値電圧ｖｔｈを作成することができないという問題があ
る。
タ受信回路２１では、近距離通信時には、比較的正確な
パルスを再生することができるけれども、中長距離通信
時には、前記所定電圧ｖ１を確保することができず、閾
値電圧ｖｔｈを作成することができないという問題があ
る。
【００１４】したがって、前述の赤外線データ受信回路
１，２１の特徴点を生かした改良された構成として、図
１２で示すような赤外線データ受信回路３１が考えられ
る。なお、この赤外線データ受信回路３１においても、
前述の赤外線データ受信回路１，２１に類似し、対応す
る部分には同一の参照符号を付して示す。
１，２１の特徴点を生かした改良された構成として、図
１２で示すような赤外線データ受信回路３１が考えられ
る。なお、この赤外線データ受信回路３１においても、
前述の赤外線データ受信回路１，２１に類似し、対応す
る部分には同一の参照符号を付して示す。
【００１５】この赤外線データ受信回路３１では、増幅
回路５からの信号電圧ｖｓｉｇは、レベルシフト回路３
２において前記所定値ｖ１、たとえば３００（ｍＶ）だ
け低下された後、そのピーク値ｖｐがピークホールド回
路３３でサンプリングされ、さらにそのホールド結果
が、バッファ３４を介してシフト値ｖｓｆｔとして比較
回路３５に入力される。
回路５からの信号電圧ｖｓｉｇは、レベルシフト回路３
２において前記所定値ｖ１、たとえば３００（ｍＶ）だ
け低下された後、そのピーク値ｖｐがピークホールド回
路３３でサンプリングされ、さらにそのホールド結果
が、バッファ３４を介してシフト値ｖｓｆｔとして比較
回路３５に入力される。
【００１６】また、前記信号電圧ｖｓｉｇは、第１のロ
ーパスフィルタ１２およびバッファ１３、ならびに第２
のローパスフィルタ１４およびバッファ４０を介して、
平均値ｖａｖとして、比較回路３５に入力される。比較
回路３５は、前記シフト値ｖｓｆｔと、平均値ｖａｖと
の高い方のレベルを閾値電圧ｖｔｈとして、前記コンパ
レータ１１の非反転入力端子へ出力する。
ーパスフィルタ１２およびバッファ１３、ならびに第２
のローパスフィルタ１４およびバッファ４０を介して、
平均値ｖａｖとして、比較回路３５に入力される。比較
回路３５は、前記シフト値ｖｓｆｔと、平均値ｖａｖと
の高い方のレベルを閾値電圧ｖｔｈとして、前記コンパ
レータ１１の非反転入力端子へ出力する。
【００１７】したがって、前記閾値電圧ｖｔｈは、図１
３（ａ）、図１３（ｂ）、図１３（ｃ）で示すように、
信号電圧ｖｓｉｇが比較的低いときには、前記平均値ｖ
ａｖとなり、図１３（ｄ）、図１３（ｅ）で示すよう
に、該平均値ｖａｖがピーク値ｖｐから前記所定値ｖ１
だけ低下した値よりも小さくなる前記信号電圧ｖｓｉｇ
が比較的高いときには、シフト値ｖｓｆｔとなる。
３（ａ）、図１３（ｂ）、図１３（ｃ）で示すように、
信号電圧ｖｓｉｇが比較的低いときには、前記平均値ｖ
ａｖとなり、図１３（ｄ）、図１３（ｅ）で示すよう
に、該平均値ｖａｖがピーク値ｖｐから前記所定値ｖ１
だけ低下した値よりも小さくなる前記信号電圧ｖｓｉｇ
が比較的高いときには、シフト値ｖｓｆｔとなる。
【００１８】前記ＩｒＤＡ１．１方式では、前述のよう
にデータ伝送速度が４（Ｍｂｐｓ）であり、前記図１０
で示すように、単位周期Ｔ当りデューティが１／４であ
るので、パルス幅は、１２５（ｎｓｅｃ）である。した
がって、前記平均値ｖａｖは、信号電圧ｖｓｉｇのピー
ク値ｖｐの１／４となる。また、前記閾値電圧ｖｔｈ
が、この平均値ｖａｖからシフト値ｖｓｆｔに切換わる
値ｈは、前記ｖ１＝３００（ｍＶ）であるとき、 ｈ／４＝３００（ｍＶ） …（１） の関係を満たすようになる。
にデータ伝送速度が４（Ｍｂｐｓ）であり、前記図１０
で示すように、単位周期Ｔ当りデューティが１／４であ
るので、パルス幅は、１２５（ｎｓｅｃ）である。した
がって、前記平均値ｖａｖは、信号電圧ｖｓｉｇのピー
ク値ｖｐの１／４となる。また、前記閾値電圧ｖｔｈ
が、この平均値ｖａｖからシフト値ｖｓｆｔに切換わる
値ｈは、前記ｖ１＝３００（ｍＶ）であるとき、 ｈ／４＝３００（ｍＶ） …（１） の関係を満たすようになる。
【００１９】このようにして、閾値電圧ｖｔｈを入力信
号レベルに対応させることで、前記図９（ｂ）で示すよ
うなフォトダイオード２のテールによる影響を除去し
て、該閾値電圧ｖｔｈで弁別されて整形されたパルスの
パルス幅をほぼ一定とすることができる。
号レベルに対応させることで、前記図９（ｂ）で示すよ
うなフォトダイオード２のテールによる影響を除去し
て、該閾値電圧ｖｔｈで弁別されて整形されたパルスの
パルス幅をほぼ一定とすることができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】上述のような赤外線デ
ータ受信回路３１では、所定の通信限界距離内で、赤外
線パルスのパルス幅をほぼ正確に再現することができる
けれども、このような赤外線データ受信回路３１では、
前記ホールド用コンデンサ３８と、ローパスフィルタ１
４に関連して設けられる積分用コンデンサ１５とには、
充分な容量、たとえば２００（ｐＦ）が必要であり、集
積回路化にあたって、そのような大面積のコンデンサを
多数形成することが障害となる。
ータ受信回路３１では、所定の通信限界距離内で、赤外
線パルスのパルス幅をほぼ正確に再現することができる
けれども、このような赤外線データ受信回路３１では、
前記ホールド用コンデンサ３８と、ローパスフィルタ１
４に関連して設けられる積分用コンデンサ１５とには、
充分な容量、たとえば２００（ｐＦ）が必要であり、集
積回路化にあたって、そのような大面積のコンデンサを
多数形成することが障害となる。
【００２１】本発明の目的は、簡単な構成で、レベル差
の大きいパルス入力に対して、正確にパルス幅を再現し
た波形を出力することができる波形整形回路およびそれ
を用いる赤外線データ通信装置を提供することである。
の大きいパルス入力に対して、正確にパルス幅を再現し
た波形を出力することができる波形整形回路およびそれ
を用いる赤外線データ通信装置を提供することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る波
形整形回路は、入力信号のピーク値より予め定める値だ
け低い値に選ばれる第１の閾値と、前記入力信号の平均
値に選ばれる第２の閾値とのいずれか高い方で前記入力
信号をレベル弁別して波形整形を行う波形整形回路にお
いて、前記ピーク値を求めるピークホールド回路のホー
ルド用コンデンサおよび前記平均値を求める平均値演算
回路の積分用コンデンサを共通とし、ピークホールド回
路および平均値演算回路における前記コンデンサへの出
力段は、該コンデンサへ一方方向の電流のみを供給可能
とし、前記コンデンサに関連して、他方方向の電流を供
給する定電流源を並列に接続することを特徴とする。
形整形回路は、入力信号のピーク値より予め定める値だ
け低い値に選ばれる第１の閾値と、前記入力信号の平均
値に選ばれる第２の閾値とのいずれか高い方で前記入力
信号をレベル弁別して波形整形を行う波形整形回路にお
いて、前記ピーク値を求めるピークホールド回路のホー
ルド用コンデンサおよび前記平均値を求める平均値演算
回路の積分用コンデンサを共通とし、ピークホールド回
路および平均値演算回路における前記コンデンサへの出
力段は、該コンデンサへ一方方向の電流のみを供給可能
とし、前記コンデンサに関連して、他方方向の電流を供
給する定電流源を並列に接続することを特徴とする。
【００２３】上記の構成によれば、前記ピークホールド
回路および平均値演算回路における出力段を、ダイオー
ドやトランジスタなどの一方方向の電流のみを供給する
素子としてコンデンサに充電を行い、放電には、該コン
デンサに並列に設けた定電流源を使用することによっ
て、ピークホールドおよび平均値演算を行うためのコン
デンサの端子電圧を、前記ピーク値および平均値のいず
れか高い方の値とする。
回路および平均値演算回路における出力段を、ダイオー
ドやトランジスタなどの一方方向の電流のみを供給する
素子としてコンデンサに充電を行い、放電には、該コン
デンサに並列に設けた定電流源を使用することによっ
て、ピークホールドおよび平均値演算を行うためのコン
デンサの端子電圧を、前記ピーク値および平均値のいず
れか高い方の値とする。
【００２４】したがって、２つの閾値を選択的に使用し
て、レベル差の大きいパルス入力に対して、正確なパル
ス幅の波形を再現することができる構成において、ピー
クホールド回路のホールド用コンデンサおよび平均値演
算回路の積分用コンデンサを共用可能とし、大形部品で
あるコンデンサおよび２つの閾値の比較回路を削減し、
構成を簡略化することができる。
て、レベル差の大きいパルス入力に対して、正確なパル
ス幅の波形を再現することができる構成において、ピー
クホールド回路のホールド用コンデンサおよび平均値演
算回路の積分用コンデンサを共用可能とし、大形部品で
あるコンデンサおよび２つの閾値の比較回路を削減し、
構成を簡略化することができる。
【００２５】また請求項２の発明に係る波形整形回路で
は、入力信号を増幅する増幅器が反転出力および非反転
出力を導出し、前記予め定める値だけ低い値を求めるレ
ベルシフト回路は、前記非反転出力をレベルシフトし、
レベルシフト回路の出力と前記反転出力との差分を分圧
抵抗で分圧して前記ピークホールド回路の入力とするこ
とを特徴とする。
は、入力信号を増幅する増幅器が反転出力および非反転
出力を導出し、前記予め定める値だけ低い値を求めるレ
ベルシフト回路は、前記非反転出力をレベルシフトし、
レベルシフト回路の出力と前記反転出力との差分を分圧
抵抗で分圧して前記ピークホールド回路の入力とするこ
とを特徴とする。
【００２６】上記の構成によれば、前記増幅器を差動増
幅器などの反転出力と非反転出力とを出力可能な構成と
し、ピークホールド回路へは非反転出力のレベルシフト
値と、反転出力との差分を分圧して与えることになる。
幅器などの反転出力と非反転出力とを出力可能な構成と
し、ピークホールド回路へは非反転出力のレベルシフト
値と、反転出力との差分を分圧して与えることになる。
【００２７】したがって、前記分圧されてピークホール
ド回路に入力されるピーク値を任意のレベルに設定する
ことができ、前記分圧抵抗の比をレベルシフト量および
入力信号のパルスのデューティなどに対応して適宜選択
することによって、前記第１の閾値をほぼ同じレベル、
たとえばパルスのピーク値と平均値との間で１：０．５
のレベルに設定することができ、整形して得られたパル
スのパルス幅の変動をさらに小さくすることができる。
ド回路に入力されるピーク値を任意のレベルに設定する
ことができ、前記分圧抵抗の比をレベルシフト量および
入力信号のパルスのデューティなどに対応して適宜選択
することによって、前記第１の閾値をほぼ同じレベル、
たとえばパルスのピーク値と平均値との間で１：０．５
のレベルに設定することができ、整形して得られたパル
スのパルス幅の変動をさらに小さくすることができる。
【００２８】さらにまた請求項３の発明に係る赤外線デ
ータ通信装置は、前記請求項１または２記載の波形整形
回路を備え、前記入力信号は、空間伝送された赤外光を
光電変換素子によって変換した信号であることを特徴と
する。
ータ通信装置は、前記請求項１または２記載の波形整形
回路を備え、前記入力信号は、空間伝送された赤外光を
光電変換素子によって変換した信号であることを特徴と
する。
【００２９】上記の構成によれば、赤外線データ通信装
置は、受光素子の特性に起因して、パルスの立下がり時
にテールを引く傾向があるのに対して、上述のように閾
値を選択することによって、伝送パルス波形を忠実に再
現することができる。また、空間伝送では、その伝送距
離によって受光レベルが大きく変化し、前記傾向が顕著
に現れる。
置は、受光素子の特性に起因して、パルスの立下がり時
にテールを引く傾向があるのに対して、上述のように閾
値を選択することによって、伝送パルス波形を忠実に再
現することができる。また、空間伝送では、その伝送距
離によって受光レベルが大きく変化し、前記傾向が顕著
に現れる。
【００３０】したがって、本発明は、赤外線データ通信
に好適に実施することができ、伝送速度および伝送距離
の範囲を大きくすることができる。
に好適に実施することができ、伝送速度および伝送距離
の範囲を大きくすることができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図３に基づいて説明すれば以下のとおりである。
図１〜図３に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【００３２】図１は、本発明の実施の一形態の赤外線デ
ータ受信回路５１の概略的構成を示すブロック図であ
る。この赤外線データ受信回路５１は、携帯情報端末な
どに搭載され、ＩｒＤＡ１．１の規格に対応した赤外線
データの受信回路である。
ータ受信回路５１の概略的構成を示すブロック図であ
る。この赤外線データ受信回路５１は、携帯情報端末な
どに搭載され、ＩｒＤＡ１．１の規格に対応した赤外線
データの受信回路である。
【００３３】フォトダイオード５２のカソード側には、
電源電圧Ｖｃｃが印加されており、このフォトダイオー
ド５２は、受光した赤外光の強度に対応した光電流をア
ノードからプリアンプ５３へ出力する。プリアンプ５３
は、前記光電流を電流−電圧変換し、その出力は、結合
コンデンサＣ１を介して増幅回路５５の非反転入力端子
に入力されている。この増幅回路５５の反転入力端子
は、結合コンデンサＣ２を介して接地され、また前記非
反転入力端子とこの反転入力端子とは、それぞれプルア
ップ抵抗Ｒ３，Ｒ４によって、増幅回路５５の所定の直
流入力レベルに保持されている。
電源電圧Ｖｃｃが印加されており、このフォトダイオー
ド５２は、受光した赤外光の強度に対応した光電流をア
ノードからプリアンプ５３へ出力する。プリアンプ５３
は、前記光電流を電流−電圧変換し、その出力は、結合
コンデンサＣ１を介して増幅回路５５の非反転入力端子
に入力されている。この増幅回路５５の反転入力端子
は、結合コンデンサＣ２を介して接地され、また前記非
反転入力端子とこの反転入力端子とは、それぞれプルア
ップ抵抗Ｒ３，Ｒ４によって、増幅回路５５の所定の直
流入力レベルに保持されている。
【００３４】増幅回路５５からの信号電圧Ｖｓｉｇは、
波形整形を行うコンパレータ６１の反転入力端子に直接
入力されるとともに、レベルシフト回路６２および第１
段目のローパスフィルタ６３に入力される。レベルシフ
ト回路６２は、前記信号電圧Ｖｓｉｇを、予め定めるレ
ベルＶ１、たとえば３００（ｍＶ）だけ低下させて、そ
のシフト値Ｖ３を差動増幅器６４の非反転入力端子に与
える。差動増幅器６４の反転入力端子には、後述する閾
値電圧Ｖｔｈが与えられており、この差動増幅器６４
は、前記シフト値Ｖ３と、閾値電圧Ｖｔｈとの差に対応
した出力を、ダイオードＤ２を介してコンデンサ６６へ
出力する。
波形整形を行うコンパレータ６１の反転入力端子に直接
入力されるとともに、レベルシフト回路６２および第１
段目のローパスフィルタ６３に入力される。レベルシフ
ト回路６２は、前記信号電圧Ｖｓｉｇを、予め定めるレ
ベルＶ１、たとえば３００（ｍＶ）だけ低下させて、そ
のシフト値Ｖ３を差動増幅器６４の非反転入力端子に与
える。差動増幅器６４の反転入力端子には、後述する閾
値電圧Ｖｔｈが与えられており、この差動増幅器６４
は、前記シフト値Ｖ３と、閾値電圧Ｖｔｈとの差に対応
した出力を、ダイオードＤ２を介してコンデンサ６６へ
出力する。
【００３５】一方、前記ローパスフィルタ６３からの出
力は、バッファ６７および第２段目のローパスフィルタ
６８を介して、このコンデンサ６６に与えられている。
このコンデンサ６６は、前記差動増幅器６４およびダイ
オードＤ２とともにピークホールド回路を構成し、ホー
ルド用コンデンサとして機能するとともに、前記ローパ
スフィルタ６８の積分用コンデンサとしても機能する。
力は、バッファ６７および第２段目のローパスフィルタ
６８を介して、このコンデンサ６６に与えられている。
このコンデンサ６６は、前記差動増幅器６４およびダイ
オードＤ２とともにピークホールド回路を構成し、ホー
ルド用コンデンサとして機能するとともに、前記ローパ
スフィルタ６８の積分用コンデンサとしても機能する。
【００３６】したがって、コンデンサ６６は、レベルシ
フト回路６２および差動増幅器６４で得られた前記信号
電圧Ｖｓｉｇのシフト値Ｖｓｆｔと、ローパスフィルタ
６３，６８によって得られた平均値Ｖａｖとの高い方の
値を、バッファ６９を介して前記コンパレータ６１の非
反転入力端子および差動増幅器６４の反転入力端子へ、
閾値電圧Ｖｔｈとして出力する。コンパレータ６１は、
前記信号電圧Ｖｓｉｇが閾値電圧Ｖｔｈ以上である期間
だけローレベルとなる出力信号Ｖｏを、出力端子７０へ
出力する。
フト回路６２および差動増幅器６４で得られた前記信号
電圧Ｖｓｉｇのシフト値Ｖｓｆｔと、ローパスフィルタ
６３，６８によって得られた平均値Ｖａｖとの高い方の
値を、バッファ６９を介して前記コンパレータ６１の非
反転入力端子および差動増幅器６４の反転入力端子へ、
閾値電圧Ｖｔｈとして出力する。コンパレータ６１は、
前記信号電圧Ｖｓｉｇが閾値電圧Ｖｔｈ以上である期間
だけローレベルとなる出力信号Ｖｏを、出力端子７０へ
出力する。
【００３７】図２は、図１の構成を具体的に示す電気回
路図である。前記増幅回路５５は、大略的に、トランジ
スタＱ１，Ｑ２を備える第１段目の増幅回路７１と、ト
ランジスタＱ３，Ｑ４を備える第２段目の増幅回路７２
と、出力用のトランジスタＱ５とを備えて構成されてい
る。トランジスタＱ１，Ｑ２のベースは前記結合コンデ
ンサＣ１，Ｃ２にそれぞれ接続され、エミッタは共通に
定電流源Ｉ１を介して接地レベルの電源ライン７３に接
続され、コレクタは抵抗Ｒ５，Ｒ６をそれぞれ介して前
記電源電圧Ｖｃｃの電源ライン７４に接続されている。
トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ間には、コンデンサ
Ｃ３が接続されている。したがって、結合コンデンサＣ
１からの入力信号Ｖ２が高くなる程、トランジスタＱ
１，Ｑ２のコレクタ電位は、それぞれ低下および上昇す
る。
路図である。前記増幅回路５５は、大略的に、トランジ
スタＱ１，Ｑ２を備える第１段目の増幅回路７１と、ト
ランジスタＱ３，Ｑ４を備える第２段目の増幅回路７２
と、出力用のトランジスタＱ５とを備えて構成されてい
る。トランジスタＱ１，Ｑ２のベースは前記結合コンデ
ンサＣ１，Ｃ２にそれぞれ接続され、エミッタは共通に
定電流源Ｉ１を介して接地レベルの電源ライン７３に接
続され、コレクタは抵抗Ｒ５，Ｒ６をそれぞれ介して前
記電源電圧Ｖｃｃの電源ライン７４に接続されている。
トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ間には、コンデンサ
Ｃ３が接続されている。したがって、結合コンデンサＣ
１からの入力信号Ｖ２が高くなる程、トランジスタＱ
１，Ｑ２のコレクタ電位は、それぞれ低下および上昇す
る。
【００３８】前記トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ
は、バッファ７５，７６をそれぞれ介して、トランジス
タＱ４，Ｑ３のベースに接続されている。トランジスタ
Ｑ３，Ｑ４のエミッタは、それぞれ定電流源Ｉ２，Ｉ３
を介して前記電源ライン７３に接続されるとともに、抵
抗Ｒ９を介して相互に接続されている。また、トランジ
スタＱ３，Ｑ４のコレクタは、抵抗Ｒ７，Ｒ８およびダ
イオードＤ１を介して電源ライン７４に接続されるとと
もに、コンデンサＣ４によって相互に接続されている。
トランジスタＱ３のコレクタは、トランジスタＱ５のベ
ースに接続されており、このトランジスタＱ５のコレク
タは、前記電源ライン７４に接続され、エミッタは、レ
ベルシフト回路６２を構成する抵抗Ｒ１０と定電流源Ｉ
４との直列回路を介して、前記電源ライン７３に接続さ
れている。
は、バッファ７５，７６をそれぞれ介して、トランジス
タＱ４，Ｑ３のベースに接続されている。トランジスタ
Ｑ３，Ｑ４のエミッタは、それぞれ定電流源Ｉ２，Ｉ３
を介して前記電源ライン７３に接続されるとともに、抵
抗Ｒ９を介して相互に接続されている。また、トランジ
スタＱ３，Ｑ４のコレクタは、抵抗Ｒ７，Ｒ８およびダ
イオードＤ１を介して電源ライン７４に接続されるとと
もに、コンデンサＣ４によって相互に接続されている。
トランジスタＱ３のコレクタは、トランジスタＱ５のベ
ースに接続されており、このトランジスタＱ５のコレク
タは、前記電源ライン７４に接続され、エミッタは、レ
ベルシフト回路６２を構成する抵抗Ｒ１０と定電流源Ｉ
４との直列回路を介して、前記電源ライン７３に接続さ
れている。
【００３９】したがって、前記トランジスタＱ１，Ｑ２
のコレクタ電位が低下および上昇すると、信号電圧Ｖｓ
ｉｇであるトランジスタＱ５のエミッタ電位は上昇す
る。こうして、該増幅回路５５は、入力信号Ｖ２の非反
転増幅出力を信号電圧Ｖｓｉｇとして出力する。
のコレクタ電位が低下および上昇すると、信号電圧Ｖｓ
ｉｇであるトランジスタＱ５のエミッタ電位は上昇す
る。こうして、該増幅回路５５は、入力信号Ｖ２の非反
転増幅出力を信号電圧Ｖｓｉｇとして出力する。
【００４０】また、抵抗Ｒ１０と定電流源Ｉ４との接続
点からは、差動増幅器６４へシフト値Ｖ３が入力され
る。前記シフト値Ｖ３は、前記信号電圧Ｖｓｉｇから、
前記レベルＶ１（Ｒ１０×Ｉ４）だけ低下した値とな
る。
点からは、差動増幅器６４へシフト値Ｖ３が入力され
る。前記シフト値Ｖ３は、前記信号電圧Ｖｓｉｇから、
前記レベルＶ１（Ｒ１０×Ｉ４）だけ低下した値とな
る。
【００４１】差動増幅器６４は、大略的に、カレントミ
ラー回路を構成する一対のトランジスタＱ７，Ｑ８と、
入力用のトランジスタＱ９と、出力用のトランジスタＱ
１０〜Ｑ１２とを備えて構成されている。前記レベルシ
フト回路６２からのシフト値Ｖ３はトランジスタＱ９の
ベースに与えられており、このトランジスタＱ９のコレ
クタはトランジスタＱ７のコレクタおよびベースならび
にトランジスタＱ８のベースに接続されている。トラン
ジスタＱ７，Ｑ８のエミッタは前記電源ライン７４に接
続され、トランジスタＱ８のコレクタは、前記トランジ
スタＱ９と対を成すトランジスタＱ１０のコレクタに接
続されている。トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタ
は、定電流源Ｉ６を介して前記電源ライン７３に接続さ
れる。
ラー回路を構成する一対のトランジスタＱ７，Ｑ８と、
入力用のトランジスタＱ９と、出力用のトランジスタＱ
１０〜Ｑ１２とを備えて構成されている。前記レベルシ
フト回路６２からのシフト値Ｖ３はトランジスタＱ９の
ベースに与えられており、このトランジスタＱ９のコレ
クタはトランジスタＱ７のコレクタおよびベースならび
にトランジスタＱ８のベースに接続されている。トラン
ジスタＱ７，Ｑ８のエミッタは前記電源ライン７４に接
続され、トランジスタＱ８のコレクタは、前記トランジ
スタＱ９と対を成すトランジスタＱ１０のコレクタに接
続されている。トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタ
は、定電流源Ｉ６を介して前記電源ライン７３に接続さ
れる。
【００４２】一方、前記電源ライン７４，７３間には、
定電流源Ｉ７と、ダイオードＤ３と、トランジスタＱ１
２との直列回路が介在されており、定電流源Ｉ７とダイ
オードＤ３との接続点はトランジスタＱ１１のベースに
接続され、トランジスタＱ１２のベースは前記トランジ
スタＱ９，Ｑ１０のエミッタと定電流源Ｉ６との接続点
に接続される。トランジスタＱ１１のコレクタは前記電
源ライン７４に接続され、エミッタは前記トランジスタ
Ｑ８，Ｑ１０のコレクタ間に接続される。トランジスタ
Ｑ１０のベースには、前記閾値電圧Ｖｔｈが与えられて
いる。
定電流源Ｉ７と、ダイオードＤ３と、トランジスタＱ１
２との直列回路が介在されており、定電流源Ｉ７とダイ
オードＤ３との接続点はトランジスタＱ１１のベースに
接続され、トランジスタＱ１２のベースは前記トランジ
スタＱ９，Ｑ１０のエミッタと定電流源Ｉ６との接続点
に接続される。トランジスタＱ１１のコレクタは前記電
源ライン７４に接続され、エミッタは前記トランジスタ
Ｑ８，Ｑ１０のコレクタ間に接続される。トランジスタ
Ｑ１０のベースには、前記閾値電圧Ｖｔｈが与えられて
いる。
【００４３】したがって、前記シフト値Ｖ３が閾値電圧
Ｖｔｈ以上であるときには、トランジスタＱ９のコレク
タ電流が増加し、これによって、トランジスタＱ１０の
コレクタ電流が減少するとともに、トランジスタＱ７，
Ｑ８のコレクタ電流が増加する。またトランジスタＱ１
１のエミッタ電流も増加し、ダイオードＤ２は順方向バ
イアスとなって、これらトランジスタＱ８のコレクタ電
流およびトランジスタＱ１１のエミッタ電流によって、
コンデンサ６６は前記シフト値Ｖ３のパルスのピーク値
まで充電され、ホールド動作を行う。
Ｖｔｈ以上であるときには、トランジスタＱ９のコレク
タ電流が増加し、これによって、トランジスタＱ１０の
コレクタ電流が減少するとともに、トランジスタＱ７，
Ｑ８のコレクタ電流が増加する。またトランジスタＱ１
１のエミッタ電流も増加し、ダイオードＤ２は順方向バ
イアスとなって、これらトランジスタＱ８のコレクタ電
流およびトランジスタＱ１１のエミッタ電流によって、
コンデンサ６６は前記シフト値Ｖ３のパルスのピーク値
まで充電され、ホールド動作を行う。
【００４４】これに対して、シフト値Ｖ３が閾値電圧Ｖ
ｔｈより小さくなると、トランジスタＱ９，Ｑ７，Ｑ８
のコレクタ電流が減少し、トランジスタＱ１０のコレク
タ電流が増加し、該トランジスタＱ１０のコレクタ電圧
が低下する。このとき、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、
ダイオードＤ３および定電流源Ｉ７の動作によって、該
トランジスタＱ１０は飽和することはない。これによっ
て、ダイオードＤ２は逆バイアスとなって、ピークホー
ルド動作は休止状態となる。
ｔｈより小さくなると、トランジスタＱ９，Ｑ７，Ｑ８
のコレクタ電流が減少し、トランジスタＱ１０のコレク
タ電流が増加し、該トランジスタＱ１０のコレクタ電圧
が低下する。このとき、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、
ダイオードＤ３および定電流源Ｉ７の動作によって、該
トランジスタＱ１０は飽和することはない。これによっ
て、ダイオードＤ２は逆バイアスとなって、ピークホー
ルド動作は休止状態となる。
【００４５】一方、ローパスフィルタ６３は、抵抗Ｒ１
１と、小容量のコンデンサＣ５とを備えて構成されてお
り、このローパスフィルタ６３の低インピーダンスの出
力は、バッファ６７によって高インピーダンスに適合さ
れて、次段のローパスフィルタ６８へ入力される。ロー
パスフィルタ６８は、定電流源Ｉ８と、トランジスタＱ
１３，Ｑ１４の並列回路と、ダイオードＤ４，Ｄ５と
が、前記電源ライン７４，７３間に直列に接続されて構
成されており、バッファ６７の出力はトランジスタＱ１
３のベースに入力される。したがって、コンデンサＣ５
の端子電圧が高くなる程、トランジスタＱ１４のベース
電流が増加し、このベース電流はコンデンサ６６に与え
られる。
１と、小容量のコンデンサＣ５とを備えて構成されてお
り、このローパスフィルタ６３の低インピーダンスの出
力は、バッファ６７によって高インピーダンスに適合さ
れて、次段のローパスフィルタ６８へ入力される。ロー
パスフィルタ６８は、定電流源Ｉ８と、トランジスタＱ
１３，Ｑ１４の並列回路と、ダイオードＤ４，Ｄ５と
が、前記電源ライン７４，７３間に直列に接続されて構
成されており、バッファ６７の出力はトランジスタＱ１
３のベースに入力される。したがって、コンデンサＣ５
の端子電圧が高くなる程、トランジスタＱ１４のベース
電流が増加し、このベース電流はコンデンサ６６に与え
られる。
【００４６】前記コンデンサ６６には、並列に放電用の
定電流源Ｉ９が接続されている。したがって、コンデン
サ６６の端子電圧は、ローパスフィルタ６８からの出力
を該コンデンサ６６で平滑して得られる平均値Ｖａｖ
と、差動増幅器６４の出力をホールドして得られるシフ
ト値Ｖｓｆｔとの高い方の値となり、この端子電圧は、
バッファ６９を介して前記コンパレータ６１の非反転入
力端子に、閾値電圧Ｖｔｈとして入力される。
定電流源Ｉ９が接続されている。したがって、コンデン
サ６６の端子電圧は、ローパスフィルタ６８からの出力
を該コンデンサ６６で平滑して得られる平均値Ｖａｖ
と、差動増幅器６４の出力をホールドして得られるシフ
ト値Ｖｓｆｔとの高い方の値となり、この端子電圧は、
バッファ６９を介して前記コンパレータ６１の非反転入
力端子に、閾値電圧Ｖｔｈとして入力される。
【００４７】前記コンデンサ６６は、ピークホールド用
および積分用に充分な容量で、かつ集積回路内に内蔵可
能な容量である、たとえば２００（ｐＦ）程度に選ばれ
る。ローパスフィルタ６８の遮断周波数は、１（ｋＨ
ｚ）程度に選ばれている。ローパスフィルタ６３は、次
段のローパスフィルタ６８のトランジスタＱ１３，Ｑ１
４の応答速度に関連して設けられており、該トランジス
タＱ１３，Ｑ１４が高周波を通過させてしまうために設
けられるものであり、コンデンサＣ５の容量は、高周波
信号をバイパスすればよく、前述のように比較的小容量
とすることができる。
および積分用に充分な容量で、かつ集積回路内に内蔵可
能な容量である、たとえば２００（ｐＦ）程度に選ばれ
る。ローパスフィルタ６８の遮断周波数は、１（ｋＨ
ｚ）程度に選ばれている。ローパスフィルタ６３は、次
段のローパスフィルタ６８のトランジスタＱ１３，Ｑ１
４の応答速度に関連して設けられており、該トランジス
タＱ１３，Ｑ１４が高周波を通過させてしまうために設
けられるものであり、コンデンサＣ５の容量は、高周波
信号をバイパスすればよく、前述のように比較的小容量
とすることができる。
【００４８】したがって、上述のように構成された赤外
線データ受信回路５１では、各部の動作波形は、前記図
１２と同様に、図３で示すようになる。すなわち、実線
で示す信号電圧Ｖｓｉｇが比較的低い長距離通信時に
は、図３（ａ）で示すように、レベルシフト回路６２か
ら得られるシフト値Ｖ３は破線で示すようになり、得ら
れたシフト値Ｖｓｆｔよりもローパスフィルタ６８によ
って得られた平均値Ｖａｖの方が高く、閾値電圧Ｖｔｈ
には平均値Ｖａｖが設定される。なお、この平均値Ｖａ
ｖの値は、前記ＩｒＤＡ１．１方式では、信号電圧Ｖｓ
ｉｇのパルスの波高値Ｈの１／４となる。
線データ受信回路５１では、各部の動作波形は、前記図
１２と同様に、図３で示すようになる。すなわち、実線
で示す信号電圧Ｖｓｉｇが比較的低い長距離通信時に
は、図３（ａ）で示すように、レベルシフト回路６２か
ら得られるシフト値Ｖ３は破線で示すようになり、得ら
れたシフト値Ｖｓｆｔよりもローパスフィルタ６８によ
って得られた平均値Ｖａｖの方が高く、閾値電圧Ｖｔｈ
には平均値Ｖａｖが設定される。なお、この平均値Ｖａ
ｖの値は、前記ＩｒＤＡ１．１方式では、信号電圧Ｖｓ
ｉｇのパルスの波高値Ｈの１／４となる。
【００４９】次に、通信距離が短くなって、信号電圧Ｖ
ｓｉｇが上昇してゆくと、図３（ｂ）で示すように、平
均値Ｖａｖと、シフト値Ｖｓｆｔとが一致し、さらに信
号電圧Ｖｓｉｇが大きい近距離通信時には、図３（ｃ）
で示すように、前記シフト値Ｖｓｆｔが平均値Ｖａｖよ
りも高くなって、閾値電圧Ｖｔｈにはシフト値Ｖｓｆｔ
が設定される。
ｓｉｇが上昇してゆくと、図３（ｂ）で示すように、平
均値Ｖａｖと、シフト値Ｖｓｆｔとが一致し、さらに信
号電圧Ｖｓｉｇが大きい近距離通信時には、図３（ｃ）
で示すように、前記シフト値Ｖｓｆｔが平均値Ｖａｖよ
りも高くなって、閾値電圧Ｖｔｈにはシフト値Ｖｓｆｔ
が設定される。
【００５０】このように本発明に従う赤外線データ受信
回路５１では、赤外光の受光レベルに対応して閾値電圧
Ｖｔｈを平均値Ｖａｖとシフト値Ｖｓｆｔとの間で切換
え可能とし、パルス幅を正確に再現可能とするにあたっ
て、ローパスフィルタ６８の出力段のトランジスタＱ１
４およびピークホールド回路の出力段のダイオードＤ２
によって、いずれか高い方の出力電圧がコンデンサ６６
に印加されるようにし、かつ放電用にはこのコンデンサ
６６に並列に定電流源Ｉ９を設けるので、ピークホール
ド用と積分用とのコンデンサを共用することができ、前
記図１２で示す赤外線データ受信回路３１におけるコン
デンサ１５または３８と、比較回路３５とを削減するこ
とができる。これによって、回路規模を縮小し、集積回
路化に好都合である。
回路５１では、赤外光の受光レベルに対応して閾値電圧
Ｖｔｈを平均値Ｖａｖとシフト値Ｖｓｆｔとの間で切換
え可能とし、パルス幅を正確に再現可能とするにあたっ
て、ローパスフィルタ６８の出力段のトランジスタＱ１
４およびピークホールド回路の出力段のダイオードＤ２
によって、いずれか高い方の出力電圧がコンデンサ６６
に印加されるようにし、かつ放電用にはこのコンデンサ
６６に並列に定電流源Ｉ９を設けるので、ピークホール
ド用と積分用とのコンデンサを共用することができ、前
記図１２で示す赤外線データ受信回路３１におけるコン
デンサ１５または３８と、比較回路３５とを削減するこ
とができる。これによって、回路規模を縮小し、集積回
路化に好都合である。
【００５１】本発明の実施の他の形態について、図４〜
図６に基づいて説明すれば以下のとおりである。
図６に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【００５２】図４は本発明の実施の他の形態の赤外線デ
ータ受信回路８１の概略的構成を示すブロック図であ
り、図５はその具体的構成を示す電気回路図である。な
お、これら図４および図５で示す構成は、それぞれ図１
および図２で示す構成に類似し、対応する部分には同一
の参照符号を付して、その説明を省略する。
ータ受信回路８１の概略的構成を示すブロック図であ
り、図５はその具体的構成を示す電気回路図である。な
お、これら図４および図５で示す構成は、それぞれ図１
および図２で示す構成に類似し、対応する部分には同一
の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００５３】注目すべきは、この赤外線データ受信回路
８１では、プリアンプ５３の出力が与えられる増幅回路
８２は反転出力を備えており、これを利用して、差動増
幅器６４には、非反転の前記信号電圧Ｖｓｉｇをレベル
シフト回路８３で予め定めるレベルＶ１１だけシフトし
た電圧Ｖ１２と、前記反転出力の電圧Ｖ１３との電位差
が抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されて入力されることである。
すなわち、レベルシフト回路８３内の抵抗Ｒ２０は、前
述の抵抗Ｒ１０の１／３に選ばれており、これによって
前記レベルＶ１１は、Ｒ２０×Ｉ４＝１００（ｍＶ）と
なる。
８１では、プリアンプ５３の出力が与えられる増幅回路
８２は反転出力を備えており、これを利用して、差動増
幅器６４には、非反転の前記信号電圧Ｖｓｉｇをレベル
シフト回路８３で予め定めるレベルＶ１１だけシフトし
た電圧Ｖ１２と、前記反転出力の電圧Ｖ１３との電位差
が抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されて入力されることである。
すなわち、レベルシフト回路８３内の抵抗Ｒ２０は、前
述の抵抗Ｒ１０の１／３に選ばれており、これによって
前記レベルＶ１１は、Ｒ２０×Ｉ４＝１００（ｍＶ）と
なる。
【００５４】また、増幅回路８２内にはトランジスタＱ
６が設けられており、このトランジスタＱ６は、前記ト
ランジスタＱ５のベースがトランジスタＱ３のコレクタ
側に接続されて非反転出力を導出するのに対して、ベー
スがトランジスタＱ４のコレクタ側に接続されて反転出
力を導出する。このトランジスタＱ６のコレクタは前記
電源ライン７４に接続され、エミッタは定電流源Ｉ５を
介して電源ライン７３に接続される。また、前記差動増
幅器６４のトランジスタＱ９のベースには、抵抗Ｒ２０
と定電流源Ｉ４との接続点の電位と、前記トランジスタ
Ｑ６のエミッタ電位との差が、抵抗Ｒ１，Ｒ２で、たと
えば１：２に分圧されて入力されている。
６が設けられており、このトランジスタＱ６は、前記ト
ランジスタＱ５のベースがトランジスタＱ３のコレクタ
側に接続されて非反転出力を導出するのに対して、ベー
スがトランジスタＱ４のコレクタ側に接続されて反転出
力を導出する。このトランジスタＱ６のコレクタは前記
電源ライン７４に接続され、エミッタは定電流源Ｉ５を
介して電源ライン７３に接続される。また、前記差動増
幅器６４のトランジスタＱ９のベースには、抵抗Ｒ２０
と定電流源Ｉ４との接続点の電位と、前記トランジスタ
Ｑ６のエミッタ電位との差が、抵抗Ｒ１，Ｒ２で、たと
えば１：２に分圧されて入力されている。
【００５５】したがって、長距離通信時には、図６
（ａ）で示すように、実線で示す信号電圧Ｖｓｉｇに比
べて、破線で示すレベルシフト回路８３の出力電圧Ｖ１
２のピーク値が低く、平均値Ｖａｖ以下であるので、閾
値電圧Ｖｔｈは平均値Ｖａｖに設定されている。
（ａ）で示すように、実線で示す信号電圧Ｖｓｉｇに比
べて、破線で示すレベルシフト回路８３の出力電圧Ｖ１
２のピーク値が低く、平均値Ｖａｖ以下であるので、閾
値電圧Ｖｔｈは平均値Ｖａｖに設定されている。
【００５６】通信距離が小さくなってゆき、図６（ｂ）
で示すように、信号電圧Ｖｓｉｇの波高値Ｈが ３Ｈ／４＝Ｖ１１＝１００（ｍＶ） …（２） の関係を満たすまでは、引続き閾値電圧Ｖｔｈとして、
平均値Ｖａｖが設定される。さらに通信距離が小さくな
り、図６（ｃ）で示すように、前記波高値Ｈが前記式２
の関係を満たすようになると、図６（ｃ）で示すよう
に、実線で示す信号電圧Ｖｓｉｇに対して、レベルシフ
ト回路８３の出力電圧Ｖ１２は破線で示すようになり、
これに対して増幅回路８２の反転出力は参照符Ｖ１３で
示すようになり、これによって差動増幅器６４の入力電
圧は参照符Ｖ１４で示すようになる。
で示すように、信号電圧Ｖｓｉｇの波高値Ｈが ３Ｈ／４＝Ｖ１１＝１００（ｍＶ） …（２） の関係を満たすまでは、引続き閾値電圧Ｖｔｈとして、
平均値Ｖａｖが設定される。さらに通信距離が小さくな
り、図６（ｃ）で示すように、前記波高値Ｈが前記式２
の関係を満たすようになると、図６（ｃ）で示すよう
に、実線で示す信号電圧Ｖｓｉｇに対して、レベルシフ
ト回路８３の出力電圧Ｖ１２は破線で示すようになり、
これに対して増幅回路８２の反転出力は参照符Ｖ１３で
示すようになり、これによって差動増幅器６４の入力電
圧は参照符Ｖ１４で示すようになる。
【００５７】このように、差動増幅器６４への入力電圧
Ｖ１４のパルスのピーク値が信号電圧Ｖｓｉｇのパルス
の平均値Ｖａｖよりも大きい場合には、閾値電圧Ｖｔｈ
は、レベルシフト回路８３の出力電圧Ｖ１２と増幅回路
８２の反転出力Ｖ１３とを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して得
られた電圧Ｖｄｉｖに設定されるので、該閾値電圧Ｖｔ
ｈは、信号電圧Ｖｓｉｇのピーク値と平均値との間で、
前記分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で設定された所望とする分圧
比、たとえば前記Ｒ１：Ｒ２＝１：２で１：０．５程度
に設定されることになり、特に中距離通信時に、コンパ
レータ６１からの出力信号Ｖｏのパルス幅の変動をさら
に小さくすることができる。
Ｖ１４のパルスのピーク値が信号電圧Ｖｓｉｇのパルス
の平均値Ｖａｖよりも大きい場合には、閾値電圧Ｖｔｈ
は、レベルシフト回路８３の出力電圧Ｖ１２と増幅回路
８２の反転出力Ｖ１３とを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して得
られた電圧Ｖｄｉｖに設定されるので、該閾値電圧Ｖｔ
ｈは、信号電圧Ｖｓｉｇのピーク値と平均値との間で、
前記分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で設定された所望とする分圧
比、たとえば前記Ｒ１：Ｒ２＝１：２で１：０．５程度
に設定されることになり、特に中距離通信時に、コンパ
レータ６１からの出力信号Ｖｏのパルス幅の変動をさら
に小さくすることができる。
【００５８】
【発明の効果】請求項１の発明に係る波形整形回路は、
以上のように、入力信号のピーク値より予め定める値だ
け低い値に選ばれる第１の閾値と、前記入力信号の平均
値に選ばれる第２の閾値とのいずれか高い方で前記入力
信号をレベル弁別して波形整形を行う波形整形回路にお
いて、ピークホールド回路および平均値演算回路におけ
る出力段を、ダイオードやトランジスタなどの一方方向
の電流のみを供給する素子としてコンデンサに充電を行
い、放電には、該コンデンサに並列に設けた定電流源を
使用することによって、ピークホールドおよび平均値演
算を行うためのコンデンサの端子電圧を、前記ピーク値
および平均値のいずれか高い方の値とする。
以上のように、入力信号のピーク値より予め定める値だ
け低い値に選ばれる第１の閾値と、前記入力信号の平均
値に選ばれる第２の閾値とのいずれか高い方で前記入力
信号をレベル弁別して波形整形を行う波形整形回路にお
いて、ピークホールド回路および平均値演算回路におけ
る出力段を、ダイオードやトランジスタなどの一方方向
の電流のみを供給する素子としてコンデンサに充電を行
い、放電には、該コンデンサに並列に設けた定電流源を
使用することによって、ピークホールドおよび平均値演
算を行うためのコンデンサの端子電圧を、前記ピーク値
および平均値のいずれか高い方の値とする。
【００５９】それゆえ、２つの閾値を選択的に使用し
て、レベル差の大きいパルス入力に対して正確なパルス
幅の波形を再現することができる構成において、ピーク
ホールド回路のホールド用コンデンサおよび平均値演算
回路の積分用コンデンサを共用可能とし、大形部品であ
るコンデンサおよび２つの閾値の比較回路を削減し、構
成を簡略化することができる。
て、レベル差の大きいパルス入力に対して正確なパルス
幅の波形を再現することができる構成において、ピーク
ホールド回路のホールド用コンデンサおよび平均値演算
回路の積分用コンデンサを共用可能とし、大形部品であ
るコンデンサおよび２つの閾値の比較回路を削減し、構
成を簡略化することができる。
【００６０】また請求項２の発明に係る波形整形回路で
は、以上のように、増幅器を反転出力と非反転出力とを
出力可能な構成とし、ピークホールド回路へは非反転出
力のレベルシフト値と、反転出力との差分を分圧して与
える。
は、以上のように、増幅器を反転出力と非反転出力とを
出力可能な構成とし、ピークホールド回路へは非反転出
力のレベルシフト値と、反転出力との差分を分圧して与
える。
【００６１】それゆえ、分圧されてピークホールド回路
に入力されるピーク値を任意のレベルに設定することが
でき、前記分圧抵抗の比をレベルシフト量および入力信
号のパルスのデューティなどに対応して適宜選択するこ
とによって、前記第１の閾値をほぼ同じレベル、たとえ
ばパルスのピーク値と平均値との間で、１：０．５のレ
ベルに設定することができ、整形して得られたパルスの
パルス幅の変動をさらに小さくすることができる。
に入力されるピーク値を任意のレベルに設定することが
でき、前記分圧抵抗の比をレベルシフト量および入力信
号のパルスのデューティなどに対応して適宜選択するこ
とによって、前記第１の閾値をほぼ同じレベル、たとえ
ばパルスのピーク値と平均値との間で、１：０．５のレ
ベルに設定することができ、整形して得られたパルスの
パルス幅の変動をさらに小さくすることができる。
【００６２】さらにまた請求項３の発明に係る赤外線デ
ータ通信装置は、以上のように、受光素子にはパルスの
立下がり時にテールを引く傾向があり、この傾向は伝送
距離によって受光レベルが大きく変化する空間伝送で顕
著に現れるのに対して、閾値を選択することで伝送パル
ス波形を忠実に再現する。
ータ通信装置は、以上のように、受光素子にはパルスの
立下がり時にテールを引く傾向があり、この傾向は伝送
距離によって受光レベルが大きく変化する空間伝送で顕
著に現れるのに対して、閾値を選択することで伝送パル
ス波形を忠実に再現する。
【００６３】それゆえ、本発明は、赤外線データ通信に
好適に実施することができ、伝送速度および伝送距離の
範囲を大きくすることができる。
好適に実施することができ、伝送速度および伝送距離の
範囲を大きくすることができる。
【図１】本発明の実施の一形態の赤外線データ受信回路
の概略的構成を示すブロック図である。
の概略的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示す赤外線データ受信回路の具体的構成
を示す電気回路図である。
を示す電気回路図である。
【図３】図１および図２で示す赤外線データ受信回路の
動作を説明するための波形図である。
動作を説明するための波形図である。
【図４】本発明の実施の他の形態の赤外線データ受信回
路の概略的構成を示すブロック図である。
路の概略的構成を示すブロック図である。
【図５】図４で示す赤外線データ受信回路の具体的構成
を示す電気回路図である。
を示す電気回路図である。
【図６】図４および図５で示す赤外線データ受信回路の
動作を説明するための波形図である。
動作を説明するための波形図である。
【図７】典型的な従来技術の赤外線データ受信回路の概
略的構成を示すブロック図である。
略的構成を示すブロック図である。
【図８】図７で示す赤外線データ受信回路の動作を説明
するための波形図である。
するための波形図である。
【図９】フォトダイオードの出力電流波形を示す図であ
る。
る。
【図１０】ＩｒＤＡ１．１方式による変調波形を説明す
るための図である。
るための図である。
【図１１】他の従来技術の赤外線データ受信回路の概略
的構成を示すブロック図である。
的構成を示すブロック図である。
【図１２】さらに他の従来技術の赤外線データ受信回路
の概略的構成を示すブロック図である。
の概略的構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２で示す赤外線データ受信回路の動作を
説明するための波形図である。
説明するための波形図である。
５１ 赤外線データ受信回路 ５２ フォトダイオード（光電変換素子） ５３ プリアンプ ５５ 増幅回路 ６１ コンパレータ ６２ レベルシフト回路 ６３ ローパスフィルタ ６４ 差動増幅器（ピークホールド回路） ６６ コンデンサ ６８ ローパスフィルタ ８１ 赤外線データ受信回路 ８２ 増幅回路 ８３ レベルシフト回路 Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード Ｉ１〜Ｉ９ 定電流源 Ｒ１，Ｒ２ 分圧抵抗 Ｒ１０，Ｒ２０ 抵抗（レベルシフト用） Ｑ１〜Ｑ１４ トランジスタ
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/28 Ｈ０４Ｌ 25/02 ３０３ 25/03 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03K 5/08 H04L 25/02 303 H04L 25/03 H04B 10/14 H04B 10/26 H04B 10/28
Claims (3)
- 【請求項１】入力信号のピーク値より予め定める値だけ
低い値に選ばれる第１の閾値と、前記入力信号の平均値
に選ばれる第２の閾値とのいずれか高い方で前記入力信
号をレベル弁別して波形整形を行う波形整形回路におい
て、 前記ピーク値を求めるピークホールド回路のホールド用
コンデンサおよび前記平均値を求める平均値演算回路の
積分用コンデンサを共通とし、ピークホールド回路およ
び平均値演算回路における前記コンデンサへの出力段
は、該コンデンサへ一方方向の電流のみを供給可能と
し、 前記コンデンサに関連して、他方方向の電流を供給する
定電流源を並列に接続することを特徴とする波形整形回
路。 - 【請求項２】入力信号を増幅する増幅器が反転出力およ
び非反転出力を導出し、 前記予め定める値だけ低い値を求めるレベルシフト回路
は、前記非反転出力をレベルシフトし、 レベルシフト回路の出力と前記反転出力との差分を分圧
抵抗で分圧して前記ピークホールド回路の入力とするこ
とを特徴とする請求項１記載の波形整形回路。 - 【請求項３】前記請求項１または２記載の波形整形回路
を備え、前記入力信号は、空間伝送された赤外光を光電
変換素子によって変換した信号であることを特徴とする
赤外線データ通信装置。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31386296A JP3350376B2 (ja) | 1996-11-25 | 1996-11-25 | 波形整形回路およびそれを用いる赤外線データ通信装置 |
| TW086116784A TW404093B (en) | 1996-11-25 | 1997-11-11 | Waveform-shaping circuit and a data-transmitting apparatus using such a circuit |
| US08/971,717 US6038049A (en) | 1996-11-25 | 1997-11-17 | Waveform-shaping circuit and a data-transmitting apparatus using such a circuit |
| EP97309327A EP0844736B1 (en) | 1996-11-25 | 1997-11-19 | Waveform-Shaping circuit and a data-transmitting apparatus using such a circuit |
| DE69713252T DE69713252T2 (de) | 1996-11-25 | 1997-11-19 | Schaltung zur Wellenformung und Datensender mit einer solchen Schaltung |
| KR1019970062656A KR100265064B1 (ko) | 1996-11-25 | 1997-11-25 | 파형정형회로 및 이를 사용하는 적외선 데이터 통신장치 |
| CN97122998A CN1110139C (zh) | 1996-11-25 | 1997-11-25 | 波形整形电路和使用它的红外线数据通信装置 |
| HK98114134A HK1012868A1 (en) | 1996-11-25 | 1998-12-21 | Waveform-shaping circuit and a data-transmitting apparatus using such a circuit |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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|---|---|
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ID=18046407
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| US (1) | US6038049A (ja) |
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| CN (1) | CN1110139C (ja) |
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