JPH0537313A - 光検出回路 - Google Patents
光検出回路Info
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- JPH0537313A JPH0537313A JP3209886A JP20988691A JPH0537313A JP H0537313 A JPH0537313 A JP H0537313A JP 3209886 A JP3209886 A JP 3209886A JP 20988691 A JP20988691 A JP 20988691A JP H0537313 A JPH0537313 A JP H0537313A
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- JP
- Japan
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- circuit
- photodetector
- response current
- pulse
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Abstract
(57)【要約】
【目的】デジタル出力、高速応答で、広いダイナミック
レンジを有する光検出回路が得られる。 【構成】ＶDD＝5V、ＶSS＝-2V、Ｖr ＝1V、Ｒ1 ＝108
Ω、Ｃi ＝10fF、光入射がない場合のホトダイオードの
リーク電流をｉd0＝10-10 A とすると、ａ点の電圧は約
10mVで回路の応答周波数は100MHz程度である。ホトダイ
オードの受光面積を4 ×10-6cm2 、受光感度を2500A/W
とすれば光入射エネルギー密度10μW/cm2 に対し光電流
出力は100nA で、出力パルス周波数は約9MHzとなる。こ
のとき、ホトダイオードへの入射光子数は波長680nm で
は1.38×108 個／秒となり回路の応答周波数を越えてい
る。一方、入射エネルギー100nW 以下では参照電圧をＶ
r1＝50mV程度にすることによって、離散的なパルスが得
られる。
レンジを有する光検出回路が得られる。 【構成】ＶDD＝5V、ＶSS＝-2V、Ｖr ＝1V、Ｒ1 ＝108
Ω、Ｃi ＝10fF、光入射がない場合のホトダイオードの
リーク電流をｉd0＝10-10 A とすると、ａ点の電圧は約
10mVで回路の応答周波数は100MHz程度である。ホトダイ
オードの受光面積を4 ×10-6cm2 、受光感度を2500A/W
とすれば光入射エネルギー密度10μW/cm2 に対し光電流
出力は100nA で、出力パルス周波数は約9MHzとなる。こ
のとき、ホトダイオードへの入射光子数は波長680nm で
は1.38×108 個／秒となり回路の応答周波数を越えてい
る。一方、入射エネルギー100nW 以下では参照電圧をＶ
r1＝50mV程度にすることによって、離散的なパルスが得
られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は主として光信号を電気信
号に変換する回路において、デジタル出力で、高速・広
帯域化された集積化光検出回路に関する。
号に変換する回路において、デジタル出力で、高速・広
帯域化された集積化光検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば図６に示される回路が、Ａ
ＤＰ、ＰＩＮ、ＭＳＭや光導電タイプの半導体素子を光
検出素子１として光通信や、ＯＴＤＲ法などを利用した
光計測器の光検出回路として用いられてきた。この回路
は、光信号で光検出素子１に励起された電気信号を後の
信号処理に必要な振幅まで増幅したり、きれいな矩形波
に波形整形する働きがある。
ＤＰ、ＰＩＮ、ＭＳＭや光導電タイプの半導体素子を光
検出素子１として光通信や、ＯＴＤＲ法などを利用した
光計測器の光検出回路として用いられてきた。この回路
は、光信号で光検出素子１に励起された電気信号を後の
信号処理に必要な振幅まで増幅したり、きれいな矩形波
に波形整形する働きがある。
【０００３】信号をアナログ量のままで扱う例えば励磁
コイル駆動の電圧計などに接続するだけであればこのま
までよいが、近年は多くの場合電圧計そのものがデジタ
ル化されており、データとして記録媒体に保存したい場
合やいろいろな信号処理、いわゆるシグナルプロセッサ
ーに受け渡す場合には、初めからデジタル信号であれば
アナログ・デジタル変換器（以下ＡＤＣとする）などの
回路が省けるので極めて便利である。このように、従来
はデジタル信号処理回路の前にＡＤＣを挿入する必要が
あった。
コイル駆動の電圧計などに接続するだけであればこのま
までよいが、近年は多くの場合電圧計そのものがデジタ
ル化されており、データとして記録媒体に保存したい場
合やいろいろな信号処理、いわゆるシグナルプロセッサ
ーに受け渡す場合には、初めからデジタル信号であれば
アナログ・デジタル変換器（以下ＡＤＣとする）などの
回路が省けるので極めて便利である。このように、従来
はデジタル信号処理回路の前にＡＤＣを挿入する必要が
あった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の光検出素子１と
その出力を受ける回路は図６に示されるようなもので、
入力信号をある帯域で比例的に増幅するのみである。こ
の方式では、光検出回路の後にデジタル信号処理するの
であれば、必ずＡＤＣを別のシステムとして付加する必
要があった。また従来の光検出回路とＡＤＣを単純に集
積化しただけであれば、計測可能な入射光量のダイナミ
ックレンジやアナログ・デジタル変換速度は従来のシス
テム以上のものにはならなかった。このように、従来は
少ない部品で高速且つ広いダイナミックレンジを有する
デジタル出力の光検出回路に対する要求があったもの
の、それを満たすことができなかった。
その出力を受ける回路は図６に示されるようなもので、
入力信号をある帯域で比例的に増幅するのみである。こ
の方式では、光検出回路の後にデジタル信号処理するの
であれば、必ずＡＤＣを別のシステムとして付加する必
要があった。また従来の光検出回路とＡＤＣを単純に集
積化しただけであれば、計測可能な入射光量のダイナミ
ックレンジやアナログ・デジタル変換速度は従来のシス
テム以上のものにはならなかった。このように、従来は
少ない部品で高速且つ広いダイナミックレンジを有する
デジタル出力の光検出回路に対する要求があったもの
の、それを満たすことができなかった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は前述の問題点を
解決すべくなされたもので、光検出素子と入力しきい値
電圧を有する波形整形回路とが接続され、波形整形回路
の一つの出力が低レベルから高レベルに変化するとその
信号でスイッチ回路を駆動して波形整形回路と光検出素
子の接続点即ち波形整形回路の入力点にリセット電圧を
与える機能を具備していることを特徴とする光検出回路
を提供するものである。
解決すべくなされたもので、光検出素子と入力しきい値
電圧を有する波形整形回路とが接続され、波形整形回路
の一つの出力が低レベルから高レベルに変化するとその
信号でスイッチ回路を駆動して波形整形回路と光検出素
子の接続点即ち波形整形回路の入力点にリセット電圧を
与える機能を具備していることを特徴とする光検出回路
を提供するものである。
【０００６】光検出素子１からの信号をパルス列に変換
する回路を図１に示す。光検出素子１の等価回路は図２
のように表され、光検出素子１の図１における役割はそ
の内部抵抗Ｒi が入射光量によって伝導度変調されると
ころにある。それに応じてａ点の浮遊容量Ｃi を充電す
る時定数Ｃi ×Ｒi ×Ｒ1 ／（Ｒi ＋Ｒ1 ）が変化し
て、ａ点の電圧が参照電圧Ｖr を越えたとたんにＱ1、
Ｑ2 で構成される差動アンプの出力ＯＰ１は低レベルか
ら高レベルに変化する。そして、スイッチ回路を構成す
るＦＥＴＱ5 がｏｎ状態になりＱ5 を通じてＣi が放電
される。
する回路を図１に示す。光検出素子１の等価回路は図２
のように表され、光検出素子１の図１における役割はそ
の内部抵抗Ｒi が入射光量によって伝導度変調されると
ころにある。それに応じてａ点の浮遊容量Ｃi を充電す
る時定数Ｃi ×Ｒi ×Ｒ1 ／（Ｒi ＋Ｒ1 ）が変化し
て、ａ点の電圧が参照電圧Ｖr を越えたとたんにＱ1、
Ｑ2 で構成される差動アンプの出力ＯＰ１は低レベルか
ら高レベルに変化する。そして、スイッチ回路を構成す
るＦＥＴＱ5 がｏｎ状態になりＱ5 を通じてＣi が放電
される。
【０００７】図中ＶDD２は正電源、ＶSS３は負電源で、
ＦＥＴＱ3 、Ｑ4 はＦＥＴＱ1 、Ｑ2 のソースフォロワ
として機能する。ＦＥＴＱ1 、Ｑ2 で構成される差動ア
ンプの出力を、ハイインピーダンス入力であるＦＥＴＱ
3、Ｑ4 のゲートで受けて、次段へ低インピーダンスで
伝達する。信号の振幅はほぼ保たれて伝達する。また、
ＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 とＱ5 以外のＦＥＴ、ダイオード及び
電流源は波形整形回路を構成している。
ＦＥＴＱ3 、Ｑ4 はＦＥＴＱ1 、Ｑ2 のソースフォロワ
として機能する。ＦＥＴＱ1 、Ｑ2 で構成される差動ア
ンプの出力を、ハイインピーダンス入力であるＦＥＴＱ
3、Ｑ4 のゲートで受けて、次段へ低インピーダンスで
伝達する。信号の振幅はほぼ保たれて伝達する。また、
ＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 とＱ5 以外のＦＥＴ、ダイオード及び
電流源は波形整形回路を構成している。
【０００８】Ｃi の電位が下がると出力ＯＰ１のレベル
は元の低レベルになるので、ＯＰ１にはパルスが１個出
力されたことになる。この時の放電時定数はＦＥＴＱ5
のｏｎ抵抗で決定されるが、入射光量で決められる充電
時定数より十分小さくすることが可能である。
は元の低レベルになるので、ＯＰ１にはパルスが１個出
力されたことになる。この時の放電時定数はＦＥＴＱ5
のｏｎ抵抗で決定されるが、入射光量で決められる充電
時定数より十分小さくすることが可能である。
【０００９】Ｒi ＜＜Ｒ1 、つまりＲ1 に比べて光応答
電流ｉp が十分大きければ充電時間Ｔc は、Ｔc ＝Ｃi
×Ｖr ／ｉp となる。
電流ｉp が十分大きければ充電時間Ｔc は、Ｔc ＝Ｃi
×Ｖr ／ｉp となる。
【００１０】放電時間をＴd 、ＦＥＴＱ1 がｏｎになっ
てからＦＥＴＱ5 がｏｎになるまでの遅れ時間をτ1 、
ＦＥＴＱ1 がｏｆｆになってからＦＥＴＱ5 がｏｆｆに
なるまでの遅れ時間をτ2 として出力パルス周波数ｆp
は、ｆp ＝１／（Ｔc ＋τ1＋Ｔd ＋τ2 ）となる。
てからＦＥＴＱ5 がｏｎになるまでの遅れ時間をτ1 、
ＦＥＴＱ1 がｏｆｆになってからＦＥＴＱ5 がｏｆｆに
なるまでの遅れ時間をτ2 として出力パルス周波数ｆp
は、ｆp ＝１／（Ｔc ＋τ1＋Ｔd ＋τ2 ）となる。
【００１１】ｉp は入射光量に対して必ずしもリニアで
はなく、例えばＭＳＭ構造の光検出素子１や光導電素子
の場合は図３に示される特性となっているが、この例に
限らず入射光量に対する応答電流ｉp 、つまり出力パル
ス周波数の関係が１対１で対応できていれば、出力パル
ス周波数から任意の単位で入射光量が表示されるように
コード変換することは、ＲＯＭなどによるデコーダーを
使って極めて容易に実現できる。
はなく、例えばＭＳＭ構造の光検出素子１や光導電素子
の場合は図３に示される特性となっているが、この例に
限らず入射光量に対する応答電流ｉp 、つまり出力パル
ス周波数の関係が１対１で対応できていれば、出力パル
ス周波数から任意の単位で入射光量が表示されるように
コード変換することは、ＲＯＭなどによるデコーダーを
使って極めて容易に実現できる。
【００１２】次に入射光量が図３に示される範囲より少
ない場合を考えてみる。光電子増倍管やアバランシュホ
トダイオードなどの光検出素子１に入射する光量を減ら
していくと、その応答はある限界値以下で離散的なパル
ス列になることがよく知られている。この離散的なパル
スが入射ホトン数に対応しており、パルス列を計数して
光量を測定する方法がホトンカウンティング法である。
図３において、横軸及び縦軸の単位は相対的な強度（度
数）を表すものであり、入射光量と光応答電流の相関を
示している。
ない場合を考えてみる。光電子増倍管やアバランシュホ
トダイオードなどの光検出素子１に入射する光量を減ら
していくと、その応答はある限界値以下で離散的なパル
ス列になることがよく知られている。この離散的なパル
スが入射ホトン数に対応しており、パルス列を計数して
光量を測定する方法がホトンカウンティング法である。
図３において、横軸及び縦軸の単位は相対的な強度（度
数）を表すものであり、入射光量と光応答電流の相関を
示している。
【００１３】ホトンカウンティング法による光検出回路
を一つのチップ上に集積化したものは既に提案されてい
る（特開昭６１−１５２１７６号の「固体撮像装置」）
が、本発明の回路構成でもホトンカウントができること
を示す。本発明回路構成において、参照電圧Ｖr が後述
のＶp より大きい場合には、パルス状の応答電流に対し
ａ点の電位は応答電流パルスを積分した電荷量Ｑp をＣ
i で除した値（Ｖp ＝Ｑp ／Ｃi ）だけ上昇し、その後
Ｒ1 を通して緩やかに放電するがパルス出力は得られな
い。ここで、参照電圧Ｖr をＶpよりやや小さめの値Ｖ
r1に設定すれば応答電流パルスに応じた出力パルスが得
られる。
を一つのチップ上に集積化したものは既に提案されてい
る（特開昭６１−１５２１７６号の「固体撮像装置」）
が、本発明の回路構成でもホトンカウントができること
を示す。本発明回路構成において、参照電圧Ｖr が後述
のＶp より大きい場合には、パルス状の応答電流に対し
ａ点の電位は応答電流パルスを積分した電荷量Ｑp をＣ
i で除した値（Ｖp ＝Ｑp ／Ｃi ）だけ上昇し、その後
Ｒ1 を通して緩やかに放電するがパルス出力は得られな
い。ここで、参照電圧Ｖr をＶpよりやや小さめの値Ｖ
r1に設定すれば応答電流パルスに応じた出力パルスが得
られる。
【００１４】一方参照電圧がＶr1で入射光量が非常に大
きい場合には、充電時間Ｔc よりτ1 、τ2 やＴd の方
が相対的に大きくなり、もはや入射光量と出力パルス周
波数が対応しなくなる。従って、参照電圧を低光量と高
光量に応じて２種程度の値に設定可能にしておけば、ダ
イナミックレンジの広い光検出回路を構成することがで
きる。
きい場合には、充電時間Ｔc よりτ1 、τ2 やＴd の方
が相対的に大きくなり、もはや入射光量と出力パルス周
波数が対応しなくなる。従って、参照電圧を低光量と高
光量に応じて２種程度の値に設定可能にしておけば、ダ
イナミックレンジの広い光検出回路を構成することがで
きる。
【００１５】本発明において光検出素子としては、アバ
ランシュホトダイオード（ＡＰＤ）、ＰＩＮホトダイオ
ード、ショットキーホトダイオード、光導電素子、ＭＳ
Ｍホトダイオード等の半導体光検出素子が好ましく使用
できる。
ランシュホトダイオード（ＡＰＤ）、ＰＩＮホトダイオ
ード、ショットキーホトダイオード、光導電素子、ＭＳ
Ｍホトダイオード等の半導体光検出素子が好ましく使用
できる。
【００１６】
【作用】本発明の回路構成によれば、入力回路を構成す
るキャパシタを光検出素子１で発生される光応答電流で
充電し、所定の電位に達したら接続されているＦＥＴに
よって高速に放電する。出力パルスの繰り返し周波数
は、光検出素子１の応答電流が連続している領域では入
射光の光量に１対１に対応し、応答電流が離散的なパル
ス列になる領域では入射光の光子数に対応した繰り返し
周波数でパルスが出力される。従って、応答電流がパル
ス列となる非常に光量の少ないところから、カウンター
の動作周波数の上限に対応する非常に明るい領域まで、
ダイナミックレンジの広い光検出回路を構成することが
できる。
るキャパシタを光検出素子１で発生される光応答電流で
充電し、所定の電位に達したら接続されているＦＥＴに
よって高速に放電する。出力パルスの繰り返し周波数
は、光検出素子１の応答電流が連続している領域では入
射光の光量に１対１に対応し、応答電流が離散的なパル
ス列になる領域では入射光の光子数に対応した繰り返し
周波数でパルスが出力される。従って、応答電流がパル
ス列となる非常に光量の少ないところから、カウンター
の動作周波数の上限に対応する非常に明るい領域まで、
ダイナミックレンジの広い光検出回路を構成することが
できる。
【００１７】
【実施例】図１の実施例について以下に示す。ＶDD＝５
Ｖ、ＶSS＝−２Ｖ、Ｖr ＝１Ｖ、Ｒ1 ＝１０8 Ω、Ｃi
＝１０ｆＦとする。Ｒi は光検出素子１であるホトダイ
オードの等価抵抗で、バイアス電圧と入射光量によって
変化する。ホトダイオードに流れる電流をｉd とする
と、Ｒi ＝Ｖd／ｉd である。光入射がない場合のホト
ダイオードのリーク電流をｉd0＝１０-10 Ａとすると、
ａ点の電圧は約１０ｍＶであり、１／（τ1 ＋Ｔd ＋τ
2 ）が１０8 程度なので回路の応答周波数は１００ＭＨ
ｚ程度となる。
Ｖ、ＶSS＝−２Ｖ、Ｖr ＝１Ｖ、Ｒ1 ＝１０8 Ω、Ｃi
＝１０ｆＦとする。Ｒi は光検出素子１であるホトダイ
オードの等価抵抗で、バイアス電圧と入射光量によって
変化する。ホトダイオードに流れる電流をｉd とする
と、Ｒi ＝Ｖd／ｉd である。光入射がない場合のホト
ダイオードのリーク電流をｉd0＝１０-10 Ａとすると、
ａ点の電圧は約１０ｍＶであり、１／（τ1 ＋Ｔd ＋τ
2 ）が１０8 程度なので回路の応答周波数は１００ＭＨ
ｚ程度となる。
【００１８】ホトダイオードの受光面積を４×１０-6ｃ
ｍ2 （２０μｍ×２０μｍ）、受光感度を２５００Ａ／
Ｗとすれば光入射エネルギー密度１０μＷ／ｃｍ2 に対
し１００ｎＡの光電流出力を得る。この電流によるＣi
の充電時間は、Ｖr ＝１Ｖに対し０．１μｓとなるの
で、出力パルス周波数は回路の応答速度を考慮して約９
ＭＨｚとなる。このとき、ホトダイオードへの入射ホト
ン数は波長６８０ｎｍでは１．３８×１０8 個／秒とな
り回路の応答周波数をはるかに越えている。
ｍ2 （２０μｍ×２０μｍ）、受光感度を２５００Ａ／
Ｗとすれば光入射エネルギー密度１０μＷ／ｃｍ2 に対
し１００ｎＡの光電流出力を得る。この電流によるＣi
の充電時間は、Ｖr ＝１Ｖに対し０．１μｓとなるの
で、出力パルス周波数は回路の応答速度を考慮して約９
ＭＨｚとなる。このとき、ホトダイオードへの入射ホト
ン数は波長６８０ｎｍでは１．３８×１０8 個／秒とな
り回路の応答周波数をはるかに越えている。
【００１９】一方、入射エネルギー１００ｎＷ以下の領
域に対しては、参照電圧Ｖr ＝Ｖr1＝５０ｍＶ程度にす
ることによって離散的なパルスを観測することができ
る。
域に対しては、参照電圧Ｖr ＝Ｖr1＝５０ｍＶ程度にす
ることによって離散的なパルスを観測することができ
る。
【００２０】次に、単安定マルチバイブレータ（シュミ
ットトリガー）のパルス幅を決める時定数回路に光検出
素子１を使用して本発明が実現できることを示す。図４
は光検出素子１と、入力しきい値を有する波形整形回路
（シュミットトリガー）と、フリップフロップ及びその
出力と波形整形回路の入力とを接続するダイオードとで
構成されるスイッチ回路とからなる。
ットトリガー）のパルス幅を決める時定数回路に光検出
素子１を使用して本発明が実現できることを示す。図４
は光検出素子１と、入力しきい値を有する波形整形回路
（シュミットトリガー）と、フリップフロップ及びその
出力と波形整形回路の入力とを接続するダイオードとで
構成されるスイッチ回路とからなる。
【００２１】光入力がない場合はフリップフロップの出
力ＯＰ３は低レベルにあるが、入射光量に応じて光検出
素子１が伝導度変調されｂ点を充電し始める。ｂ点が波
形整形回路のしきい値を越えた途端にフリップフロップ
の状態が変わり、ＯＰ３が高レベルになり、一方ｃ点は
低レベルになるのでｂ点を放電し低レベルにする。する
とまたフリップフロップの状態が変化し、ＯＰ３は低レ
ベルに戻る。ＯＰ３にパルスが１個出力されたことにな
る。光入力がある限りこれを繰り返す。
力ＯＰ３は低レベルにあるが、入射光量に応じて光検出
素子１が伝導度変調されｂ点を充電し始める。ｂ点が波
形整形回路のしきい値を越えた途端にフリップフロップ
の状態が変わり、ＯＰ３が高レベルになり、一方ｃ点は
低レベルになるのでｂ点を放電し低レベルにする。する
とまたフリップフロップの状態が変化し、ＯＰ３は低レ
ベルに戻る。ＯＰ３にパルスが１個出力されたことにな
る。光入力がある限りこれを繰り返す。
【００２２】入射光が非常に弱くなり光検出素子１の応
答電流がパルス列となった場合には、前述の例と同様
に、波形整形回路のしきい値を適当に低くすることによ
ってホトンカウンティングが可能であることは明らかで
ある。
答電流がパルス列となった場合には、前述の例と同様
に、波形整形回路のしきい値を適当に低くすることによ
ってホトンカウンティングが可能であることは明らかで
ある。
【００２３】図５に別の実施例を示す。この回路では帰
還増幅器の帰還抵抗の替わりにダイオードを挿入したも
ので、動作は図１の場合と同様である。但し、出力が低
レベルとなったときにダイオードを通して増幅器入力を
放電させるので、負のパルス出力となる。
還増幅器の帰還抵抗の替わりにダイオードを挿入したも
ので、動作は図１の場合と同様である。但し、出力が低
レベルとなったときにダイオードを通して増幅器入力を
放電させるので、負のパルス出力となる。
【００２４】
【発明の効果】本発明の光検出回路は、出力パルスの繰
り返し周波数が、光検出素子の応答電流が連続している
領域では入射光の光量に１対１に対応し、応答電流が離
散的なパルス列になる領域では入射光の光子数に対応し
た繰り返し周波数でパルスが出力される。従って、光応
答電流のパルス列は、パルス数が光子数に対応した非常
に光量の少ないところから、パルスの周波数が入射光量
に１対１に対応し、またカウンターの動作周波数の上限
に至る非常に明るい領域まで、ダイナミックレンジの広
い光検出回路を構成することができる。
り返し周波数が、光検出素子の応答電流が連続している
領域では入射光の光量に１対１に対応し、応答電流が離
散的なパルス列になる領域では入射光の光子数に対応し
た繰り返し周波数でパルスが出力される。従って、光応
答電流のパルス列は、パルス数が光子数に対応した非常
に光量の少ないところから、パルスの周波数が入射光量
に１対１に対応し、またカウンターの動作周波数の上限
に至る非常に明るい領域まで、ダイナミックレンジの広
い光検出回路を構成することができる。
【図１】本発明による光検出回路の実施例の回路図
【図２】光検出素子の等価回路の回路図
【図３】光検出素子の入射光量に対する応答電流特性例
のグラフ
のグラフ
【図４】本発明による光検出回路の他の実施例の回路図
【図５】本発明による光検出回路のさらに他の実施例の
回路図
回路図
【図６】従来の光検出回路の回路図
１ 光検出素子 ２ ＶDD ３ ＶSS
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 安藤 文彦 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 菅原 正幸 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内
Claims (3)
- 【請求項１】光検出素子と入力しきい値電圧を有する波
形整形回路とが接続され、該波形整形回路の出力に応じ
て該光検出素子にリセット電圧を与えるスイッチ回路を
具備していることを特徴とする光検出回路。 - 【請求項２】波形整形回路の入力しきい値電圧の設定を
入射光の強さに応じて可変とする請求項１の光検出回
路。 - 【請求項３】単安定マルチバイブレータの準安定期間を
決める時定数回路の一部に光検出素子を含むことを特徴
とする請求項１の光検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3209886A JPH0537313A (ja) | 1991-07-26 | 1991-07-26 | 光検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3209886A JPH0537313A (ja) | 1991-07-26 | 1991-07-26 | 光検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0537313A true JPH0537313A (ja) | 1993-02-12 |
Family
ID=16580280
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3209886A Pending JPH0537313A (ja) | 1991-07-26 | 1991-07-26 | 光検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0537313A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8172874B2 (en) | 2001-11-13 | 2012-05-08 | Playtex Products, Inc. | Nipple |
| US11135539B2 (en) | 2013-10-11 | 2021-10-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Grease filter, manufacturing method thereof and cooking device having the same |
-
1991
- 1991-07-26 JP JP3209886A patent/JPH0537313A/ja active Pending
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