KR19980042719A - 파형정형회로 및 이를 사용하는 적외선 데이터 통신장치 - Google Patents

파형정형회로 및 이를 사용하는 적외선 데이터 통신장치 Download PDF

Info

Publication number
KR19980042719A
KR19980042719A KR1019970062656A KR19970062656A KR19980042719A KR 19980042719 A KR19980042719 A KR 19980042719A KR 1019970062656 A KR1019970062656 A KR 1019970062656A KR 19970062656 A KR19970062656 A KR 19970062656A KR 19980042719 A KR19980042719 A KR 19980042719A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
circuit
signal
capacitor
waveform shaping
average value
Prior art date
Application number
KR1019970062656A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100265064B1 (ko
Inventor
다카유키 시미주
나루이치 요코가와
Original Assignee
쯔지 하루오
샤프 가부시끼가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 쯔지 하루오, 샤프 가부시끼가이샤 filed Critical 쯔지 하루오
Publication of KR19980042719A publication Critical patent/KR19980042719A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100265064B1 publication Critical patent/KR100265064B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/29—Repeaters
    • H04B10/291—Repeaters in which processing or amplification is carried out without conversion of the main signal from optical form
    • H04B10/299—Signal waveform processing, e.g. reshaping or retiming
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/01—Shaping pulses
    • H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
    • H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/11—Arrangements specific to free-space transmission, i.e. transmission through air or vacuum
    • H04B10/114—Indoor or close-range type systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/695—Arrangements for optimizing the decision element in the receiver, e.g. by using automatic threshold control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
    • H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

포토다이오드의 출력전류를 프리앰프에서 전류-전압변환하고, 증폭회로에서 증폭한 후, 비교기에서 소정의 임계전압으로 파형정형하는 적외선 데이터 수신회로에 있어서, 상기 임계전압을 신호전압이 낮을 때에는 두 LPF에 의해 형성된 평균치 Vav로 설정하고, 높을 때에는 레벨시프트회로에서 시프트된 전압을, 차동증폭기로 이루어지는 피크홀드 회로에서 샘플링된 시프트치로 설정한다. 이에 따라, 큰 다이나믹레인지에 응답가능하게 된다. 또한, 이와 같은 구성에 있어서, LPF의 적분용과 피크홀드 회로의 홀드용의 공용의 커패시터를 사용하고, 집적회로에 바람직하게 적용되도록 구성을 간략화할 수 있다. 이에 따라, 포토다이오드로부터의 출력을 파형정형하여 사용하는 적외선 데이터 수신회로에 있어서, 간단한 구성으로 광범위한 레벨차에 대응가능하게 된다.

Description

파형정형회로 및 이를 사용하는 적외선 데이터 통신장치
본 발명은 입력신호를 미리 정한 임계치로 레벨을 변별하여, 구형파펄스로 정형하는 파형정형회로 및 이를 사용하는 적외선 데이터 통신을 행하는 휴대정보 단말 등의 장치에 관한 것이다.
도 7은 전형적인 종래기술의 적외선 데이터 수신회로(1)의 개략적 구성을 보인 블럭도이다. 이 적외선 데이터 수신회로(1)는 휴대정보 단말 등에 탑재되고, IrDA(적외선 데이터 통신협의회) 1.0의 규격에 대응한 적외선 데이터의 수신에 사용되는 회로이다.
포토다이오드(2)의 캐소드측에는, 전원전압 Vcc가 인가되고, 상기 포토다이오드(2)는, 수광된 적외광의 강도에 대응한 광전류를 애노드로부터 프리앰프(3)로 출력한다. 프리앰프(3)는, 상기 광전류를 전류-전압 변환하고, 그 출력은, 결합커패시터(4)를 통해 증폭회로(5)의 비반전 입력단자에 입력된다. 상기 증폭회로(5)의 반전 입력단자는, 결합커패시터(6)를 통해 접지되며, 또한 상기 비반전 입력단자와 이 반전 입력단자는 각각 풀업저항(7,8)에 의해 증폭회로(5)의 소정 직류 레벨로 유지된다.
상기 증폭회로(5)로부터의 신호전압 vsig는 파형정형동작을 행하기 위해 비교기(11)의 반전 입력단자에 직접 입력됨과 동시에, 제 1단째의 로패스필터(12)에 입력된다. 상기 로패스필터(12)의 출력은, 버퍼(13)를 통해, 제 2단째의 로패스필터(14)에 입력된다. 상기 로패스필터(14)는, 커패시터(15)를 갖는 적분회로 등으로 실현되고, 이들 로패스필터(12,14)는, 상기 신호전압 vsig를 적분하여, 그 평균치 vav를 구해, 상기 비교기(11)의 비반전 입력단자에 임계전압 vth로서 출력한다. 상기 비교기(11)는, 상기 신호전압 vsig가 임계전압 vth 이상으로 되면, 출력단자(16)로의 출력신호 vo를 로레벨로 한다.
따라서, 단위주기를 T로 하면, 펄스듀티를 예컨대, T/4로 할 때, 상기 임계전압 vth는, 펄스의 피크치를 vp로 하면, vp/4로 되어, 도 8(a)→도 8(b)…→도 8(e)로 보인 바와 같이, 신호전압 vsig가 높아질수록 임계전압 vth도 상승하게 된다. 이에 따라, 상기 임계전압 vth로 레벨을 변별하여 형성되는 구형파펄스의 펄스폭이, 항시 거의 일정하게 되도록 구성되어 있다.
이와 같이 구성되는 적외선 데이터 수신회로(1)에 있어서, 통신한계 거리를, 예컨대 1(m)로 하면, 그 통신한계 거리에서의 포토다이오드(2)의 출력전류는 예컨대, 수백(nA)인 것에 대해, 근거리 통신시에, 상기 출력전류는 예컨대, 십수(mA)이며, 상기 적외선 데이터 수신회로(1)에는, 백(dB)에 가까운 다이나믹 레인지가 요구되게 된다.
또한, 포토다이오드(2)는, 적외광이 광파이버에 의해 전송되는 경우에는, 고감도의 것은 필요하지 않으므로, 펄스의 상승 및 하강이 신속한 것에 대해, 상기 적외광이 공간전송되는 경우에는, 고감도의 것이 필요하게 되어, 강입력시에는 광전류의 하강이 지연되어, 테일링의 문제를 야기한다. 즉, 상기 광전류 파형이, 중거리 통신시에는 도 9(a)에 보인 바와 같은 파형인 것에 대해, 근거리 통신시에는 도 9(b)에 보인 바와 같이 되어, 하강시에 파형이 둥글게 되는 문제가 있다.
따라서, 상술한 바와 같이, 입력되는 적외광의 강도에 무관하게, 비교기(11)의 임계전압 vth를 증폭회로(5)로부터의 신호전압 vsig의 평균치 vav로 유지하면, 근거리 통신시에 출력신호 vo의 펄스폭이 실제의 펄스폭보다 매우 커지게 된다. 이와 같이, 통신거리에 따라 출력펄스폭에 큰 변동이 나타내게 되어, 통신거리에 제약이 발생하는 문제가 있다.
이 점에 있어서, 상기 IrDA 1.0 방식에서는, 최대 데이터 전송속도는 115(kbps)로서, 단위 주기를 T로 하면, 송신펄스폭은 3T/16이기 때문에, 상기 데이터의 영향에 의해, 예컨대 3배이상으로 넓어져도, 송신펄스를 재생하는 것이 가능하다.
따라서, 도 10에 보인 바와 같은 IrDA 1.1의 규격에서는, 최대 데이터 전송속도는 4 (Mbps)로서, 4치 PPM(Pulse Position Modulation)이 사용되고, 출력펄스폭에 높은 정확도가 요구된다. 따라서, 상기 적외선 데이터 수신회로(1)는 적용될 수 없는 문제가 있다.
또한, 다른 종래 기술의 적외선 데이터 수신회로(21)의 블럭도를 도 11에 보였다. 이 적외선 데이터 수신회로(21)는 상기한 적외선 데이터 수신회로(1)와 유사하여, 대응하는 부분에는 동일한 부호를 부여하고 그의 설명은 생략한다. 이 적외선 데이터 수신회로(21)에서, 증폭회로(5)로부터의 신호전압 vsig는 레벨검출회로(22)에 입력되고, 그 피크치 vp가 검출된다. 임계전압 발생회로(23)는, 상기 레벨검출회로(22)의 검출결과에 대응하여 상기 피크치 vp로부터 소정 전압 v1만큼 낮은 시프트치 vsft를 상기 임계전압 vth로서 형성하고, 비교기(11)의 비반전입력단자로 출력한다.
따라서, 상기 임계전압 vth는, 상기 피크치 vp에 대응하여 변동하게 되어, 상기 적외선 데이터 수신회로(1)와 같이, 강입력시에 있어서의 테일링의 영향을 받지 않고, 출력신호 vo의 펄스를 생성할 수 있다.
그러나, 도 11에 보인 적외선 데이터 수신회로(21)에서는, 근거리통신시에는 비교적 정확한 펄스를 재생할 수 있으나, 중거리통신시에는 상기 소정 전압 v1을 확보할 수 없어, 임계전압 vth를 형성할 수 없는 문제가 있다.
따라서, 상기 적외선 데이터 수신회로(1,21)의 특징점을 살린 개량된 구성으로, 도 12에 보인 바와 같은 적외선 데이터 수신회로(31)가 고안되었다. 또한, 이 적외선 데이터 수신회로(31)에 있어서도, 상술한 적외선 데이터 수신회로(1,21)과 유사하고, 대응하는 부분에는 동일한 부호를 부여했다.
상기 적외선 데이터 수신회로(31)에 있어서, 증폭회로(5)로부터의 신호전압 vsig는 레벨시프트회로(32)에 있어서 상기 소정치 v1, 예컨대 300(mV)만큼 저하된 후, 그 피크치 vp가 피크홀드회로(33)에서 샘플링되고, 다시 그 홀드결과가 버퍼(34)를 통해 시프트치 vsft로서 비교회로(35)에 입력된다.
또한, 상기 신호전압 vsig는 제 1 로패스필터(12) 및 버퍼(13)와, 제 2 로패스필터(14) 및 버퍼(40)를 통해, 평균치 vav로서, 비교회로(35)에 입력된다. 비교회로(35)는, 상기 시프트치 vsft와, 평균치 vav와의 높은 쪽의 레벨을 임계전압 vth로서 상기 비교기(11)의 비반전입력단자로 출력한다.
따라서, 상기 임계전압 vth는, 도 13(a), 13(b), 및 13(c)에 보인 바와 같이, 신호전압 vsig가 비교적 낮을 때는, 상기 평균치 vav로 되고, 도 13(d) 및 13(e)에 보인 바와 같이, 평균치 vav가 피크치 vp로부터 상기 소정치 v1만큼 저하한 치보다 작게 될 때, 즉, 상기 신호전압 vsig가 비교적 높을 때에는 시프트치 vsft로 된다.
상기 IrDA 1.1 방식에서는, 전술한 바와 같이 데이터 전송속도가 4 (Mbps)이고, 상기 도 10에 보인 바와 같이 단위 주기 T당 듀티가 1/4때문에, 펄스폭은 125(nsec)이다. 따라서, 상기 평균치 vav는 신호전압 vsig의 피크치 vp의 1/4로 된다. 또한, 상기 임계전압 vth가, 상기 평균치 vav로부터 시프트치 vsft로 절환되도록 하는 치 h는, 상기 v1 = 300(mV)일 때,
h/4 = 300(mV)
의 관계를 만족하게 된다.
이와 같이, 임계전압 vth를 입력신호 레벨에 대응시킴으로써, 상기 도 9(b)에 보인 바와 같은 포토다이오드(2)의 테일링에 의한 영향을 제거하여, 상기 임계전압vth에 의해 변별되어 정형된 펄스의 펄스폭을 거의 일정하게 할 수 있다.
상술한 바와 같은 적외선 데이터 수신회로(31)에 있어서는, 소정의 통신거리내에서, 적외선 펄스의 펄스폭을 거의 정확히 재현할 수 있으나, 이와 같은 적외선 데이터 수신회로(31)에서는, 상기 홀드용 커패시터(38)와, 로패스필터(14)에 관련하여 제공되는 적분용 커패시터(15)에는, 충분한 용량, 예컨대 200(pF)가 필요하게 된다. 따라서, 이는 컴팩트한 집적회로의 구성시 이와 같은 대면적의 커패시터를 다수 형성하는 것이 문제로 된다.
본 발명의 목적은 간단한 구성으로, 레벨차가 큰 펄스입력에 대해, 정확히 펄스폭을 재현한 파형을 출력할 수 있는 파형정형회로 및 이를 사용하는 적외선 데이터 통신장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 파형정형회로는, 두개의 치, 즉 상기 입력신호에 응답하여 변화하는 제 1 신호의 피크치로서 선택되는 제 1 임계치와, 상기 입력신호의 평균치로서 선택되는 제 2 임계치 중 높은 치를 사용하여, 상기 입력신호를 변별하여 파형정형을 행하도록 설계된다. 이를 위해, 상기 제 1 신호의 피크치를 구하는 피크홀드 회로와, 상기 입력신호의 평균치를 구하는 평균치 산출회로를 포함하고, 또한 상기 피크홀드 회로의 홀드용, 및 상기 평균치 산출회로의 적분용의 쌍방에 사용되는 공통의 커패시터가 제공되며, 상기 피크홀드 회로 및 상기 평균치 산출회로에 있어서 상기 커패시터로 공급되는 전류의 방향은 제 1 방향만으로 한정되고, 상기 파형정형회로는 또한, 상기 커패시터와 병렬로, 상기 제 1 방향과는 반대 방향으로 전류를 흐르도록 하는 바이패스 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 구성에 있어서, 상기 피크홀드 회로 및 상기 평균치 산출회로에 있어서의 상기 커패시터로의 출력단은, 예컨대 다이오드나 트랜지스터 등의 한쪽 방향의 전류만을 공급하는 소자를 포함하기 때문에, 제 1 방향의 전류만이 상기 커패시터에 공급되어, 커패시터를 충전한다. 또한, 상기 커패시터에 병렬로 제공된 바이패스회로에 의해, 커패시터가 방전된다. 이에 따라, 커패시터의 단자전압은 상기 피크치 및 평균치중 높은 쪽으로 설정된다. 그 결과, 단일 커패시터에 의해, 피크치의 홀드와, 평균치 연산을 위한 적분의 쌍방을 행할 수 있다.
따라서, 2개의 임계치를 선택적으로 사용하여, 레벨차가 큰 펄스입력에 대해, 정확한 펄스폭의 파형을 재현할 수 있는 구성에 있어서, 피크홀드 회로의 홀드용 커패시터 및 평균치 산출회로의 적분용 커패시터를 공용할 수 있다. 그 결과, 대형 부품인 커패시터 및 2개의 임계치의 비교회로를 제거함으로써 구성을 간략화할 수 있다.
또한, 수많은 대용량 커패시터를 집적회로에 집적하는 것은 극히 곤란하다. 따라서, 커패시터의 수를 감소시킨 상기 구성의 파형정형회로는 집적회로에 집적이 용이하여, 극히 효과적이다.
또한, 상기 구성에 더하여, 파형정형회로는, 상기 입력신호를 증폭하여, 반전출력 및 비반전출력을 도출하는 증폭부와, 상기 비반전출력의 레벨을 소정의 치 만큼 저하시키는 레벨시프트회로와, 상기 레벨시프트회로의 출력과, 상기 반전출력과의 차분을 소정의 비율로 분압하고, 상기 제 1 신호로서 상기 피크홀드 회로로 출력하는 분압회로를 더 포함한다.
상기 구성에 의하면, 예컨대, 분압저항 등으로 구성되는 분압회로에 의해, 비반전출력의 레벨시프트치와, 반전출력과의 차분이 피크홀드 회로에 제공된다. 따라서, 상기 분압되어 피크홀드 회로에 입력되는 제 1 신호의 피크치를 임의의 레벨로 설정할 수 있다. 그 결과, 상기 분압회로의 분압비를, 레벨시프트량 및 입력신호의 펄스의 듀티 등에 대응하여 적절히 선택함으로써, 상기 제 1 신호의 피크치를 거의 같은 레벨, 예컨대 입력신호의 펄스의 피크치와 평균치 간에, 1:0.5의 레벨로 설정할 수 있다. 그 결과, 입력신호를 정형하여 얻어지는 펄스의 펄스폭의 변동을 더욱 적게할 수 있다.
또한, 적외선 데이터 통신장치는, 상기 각 구성의 파형정형회로를 구비하고, 상기 입력신호는 공간전송된 적외광을 광전변환에 의해 변환한 신호인 것이 바람직하다.
일반적인 적외선 데이터 통신장치에서는, 수광소자의 광전류의 하강시의 테일링에 의해 수광레벨이 변화한 경우, 파형정형후의 펄스폭이 변동하는 경향이 있다. 또한, 공간전송에서는, 그 전송거리에 따라 수광레벨이 크게 변화하여, 상기 경향이 현저히 나타난다.
이에 대해, 상기 구성에 의하면, 상술한 바와 같이 임계치를 선택함으로써, 전송펄스파형을 확실히 재현할 수 있다. 따라서, 본 발명은 적외선 데이터 통신에 바람직하게 실시할 수 있어, 전송속도 및 전송거리의 범위를 크게 할 수 있다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 일실시예의 적외선 데이터 수신회로의 개략적 구성을 나타낸 블록도,
도 2는 도 1에 나타낸 적외선 데이터 수신회로의 구체적 구성을 나타낸 전기회로도,
도 3(a) 내지 3(c)는 도 1 및 2에 도시된 적외선 데이터 수신회로의 동작을 설명하는 파형도,
도 4는 본 발명의 다른 실시예의 적외선 데이터 수신회로의 개략적 구성을 나타낸 블록도,
도 5는 도 4에 나타낸 적외선 데이터 수신회로의 구체적 구성을 나타낸 전기회로도,
도 6(a) 내지 6(c)는 도 4 및 5에 도시된 적외선 데이터 수신회로의 동작을 설명하는 파형도,
도 7은 전형적인 종래기술의 적외선 데이터 수신회로의 개략적 구성을 나타낸 블록도,
도 8(a) 내지 8(e)는 도 7에 도시된 적외선 데이터 수신회로의 동작을 설명하는 파형도,
도 9(a) 및 9(b)는 포토다이오드의 출력전류파형을 나타낸 도면,
도 10은 IrDA1.1방식에 의한 변조파형을 설명하는 도면,
도 11은 다른 종래기술의 적외선 데이터 수신회로의 개략적 구성을 나타낸 블록도,
도 12는 또 다른 종래기술의 적외선 데이터 수신회로의 개략적 구성을 나타낸 블록도,
도 13(a) 내지 13(e)는 도 12에 도시된 적외선 데이터 수신회로의 동작을 설명하는 파형도이다.
본 발명의 일실시예를 도 1 내지 3(c)를 참조하여 설명한다.
도 1은 본 발명의 일실시예의 적외선 데이터 수신회로(51)의 개략적인 구성을 나타낸 블록도이다. 상기 적외선 데이터 수신회로(51)는 휴대정보 단말기 등에 탑재되며, IrDA(적외선 데이터 협회) 1.1의 규격에 대응하는 적외선 데이터의 수신회로이다.
포토다이오드(52)의 캐소드 측에는 전원전압(Vcc)이 인가되고, 그 포토다이오드(52)는 수광한 적외선의 강도에 대응하는 광전류를 애노드에서 프리앰프(53)로 출력한다. 상기 프리앰프(53)는 상기 광전류를 전류-전압 변환하고, 그의 출력은 결합커패시터(C1)를 통해 증폭회로(55)의 비반전입력단자로 입력된다. 이 증폭회로(55)의 반전입력단자는 결합커패시터(C2)를 통해 접지되며, 상기 비반전입력단자와 반전입력단자는 각각 풀업 저항(R3,R4)에 의해 증폭회로(55)의 소정 직류입력레벨로 유지된다.
증폭회로(55)에서의 신호전압(Vsig)은 파형정형을 행하는 비교기(61)의 반전입력단자에 직접 입력되고, 레벨시프트 회로(62) 및 제 1 단의 로패스필터(63)로 입력된다. 레벨시프트회로(62)는 상기 신호전압(Vsig)을 소정레벨(V1), 예컨대 300(mV)만큼 감소시켜서, 그의 시프트치(V3)를 차동증폭기(64)의 비반전입력단자로 공급한다. 차동증폭기(64)의 반전입력단자에는 후술하는 임계전압(Vth)이 공급되며, 그 차동증폭기(64)는 상기 시프트치(V3)와 임계전압(Vth)의 차에 대응하는 출력을 다이오드(D2)를 통해 커패시터(66)로 출력한다.
한편, 상기 로패스필터(63)에서의 출력은 버퍼(67) 및 제 2 단의 로패스필터(68)를 통해 커패시터(66)로 공급된다. 그 커패시터(66)는 상기 차동증폭기(64) 및 다이오드(D2)와 함께 피크홀드 회로를 구성하며, 홀딩 커패시터로서 작용함과 동시에, 상기 로패스필터(68)의 적분용 커패시터로서도 작용한다.
따라서, 커패시터(66)는 레벨시프트회로(62) 및 차동증폭기(64)에서 얻어진 상기 신호전압(Vsig)에서의 시프트치(Vsft)와, 로패스필터(63,68)에 의해 얻어진 평균치(Vav)중 높은 값을 버퍼(69)를 통해 상기 비교기(61)의 비반전입력단자 및 차동증폭기(64)의 반전입력단자로, 임계전압(Vth)으로서 출력한다. 비교기(61)는 상기 신호전압(Vsig)이 임계전압(Vth)이상인 기간동안만 로레벨로 되는 출력신호(Vo)를 출력단자(70)로 출력한다.
도 2는 도 1의 구성을 구체적으로 나타낸 전기회로도이다. 상기 증폭회로(55)는 대략적으로 트랜지스터(Q1,Q2)를 구비한 제 1 단의 증폭회로(71), 트랜지스터(Q3, Q4)를 구비한 제 2 단의 증폭회로(72), 및 출력용의 트랜지스터(Q5)를 구비하여 구성된다. 트랜지스터(Q1,Q2)의 베이스는 상기 결합커패시터(C1,C2)에 각각 접속되며, 에미터는 공통의 정전류원(11)을 통해 접지레벨의 전원라인(73)에 접속되고, 콜렉터는 저항(R5,R6)을 통해 각각 상기 전원전압(Vcc)의 전원라인(74)에 접속된다. 트랜지스터(Q1,Q2)의 콜렉터 사이에는 커패시터(C3)가 접속된다. 따라서, 결합커패시터(C1)에서의 입력신호(V2)가 높아짐에 따라, 트랜지스터(Q1,Q2)의 콜렉터전위는 각각 저하 및 상승한다.
상기 트랜지스터(Q1,Q2)의 콜렉터는 버퍼(75,76)를 통해 각각, 트랜지스터(Q4,Q3)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(Q3,Q4)의 에미터는 각각 정전류원(12,13)을 통해 상기 전원라인(73)에 접속되고, 저항(R9)을 통해 서로 접속된다. 또한, 트랜지스터(Q3,Q4)의 콜렉터는 저항(R7,R8) 및 다이오드(D1)를 통해 전원라인(74)에 접속되고, 커패시터(C4)에 의해 서로 접속된다. 트랜지스터(Q3)의 콜렉터는 트랜지스터(Q5)의 베이스로 접속되며, 그 트랜지스터(Q5)의 콜렉터는 상기 전원라인(74)에 접속되며, 에미터는 레벨시프트회로(62)를 구성하는 저항(R10)과 정전류원(14)의 직렬회로를 통해 상기 전원라인(73)에 접속된다.
따라서, 상기 트랜지스터(Q1, Q2)의 콜렉터 전위가 저하 또는 상승하면, 신호전압(Vsig)으로 되는 트랜지스터(Q5)의 에미터전위는 상승한다. 이로써, 증폭회로(55)는 입력신호(V2)의 비반전증폭출력을 신호전압(Vsig)으로서 출력한다.
또한, 저항(R10)과 정전류원(I4)의 접속점에서는 차동증폭기(64)로의 시프트치(V3)가 입력된다. 상기 시프트치(V3)는 상기 신호전압(Vsig)에서 상기 레벨(V1)(=R10×I4)만큼 저하된 값으로 된다.
차동증폭기(64)는 대략적으로 커렌트미러회로를 구성하는 한쌍의 트랜지스터(Q7, Q8), 입력용 트랜지스터(Q9), 및 출력용 트랜지스터(Q10-Q12)로 구성된다. 상기 레벨시프트회로(62)에서의 시프트치(V3)는 트랜지스터(Q9)의 베이스로 공급되며, 트랜지스터(Q9)의 콜렉터는 트랜지스터(Q7)의 콜렉터 및 베이스로 접속되고, 트랜지스터(Q8)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(Q7,Q8)의 에미터는 상기 전원라인(74)에 접속되고 트랜지스터(Q8)의 콜렉터는 상기 트랜지스터(Q9)와 쌍을 구성하는 트랜지스터(Q10)의 콜렉터에 접속된다. 트랜지스터(Q9,Q10)의 에미터는 정전류원(I6)을 통해 상기 전원라인(73)에 접속된다.
한편, 상기 전원라인(74,73) 사이에는 정전류원(I7), 다이오드(D3), 및 트랜지스터(Q12)로 구성되는 직렬회로가 배치되며, 정전류원(I7)과 다이오드(D3)의 접속점은 트랜지스터(Q11)의 베이스로 접속되며, 트랜지스터(Q12)의 베이스는 상기 트랜지스터(Q9,Q10)의 에미터와 정전류원(I6)의 접속점에 접속된다. 트랜지스터(Q11)의 콜렉터는 전원라인(74)에 접속되며, 에미터는 상기 트랜지스터(Q8,Q10)의 콜렉터 사이에 접속된다. 트랜지스터(Q10)의 베이스에는 임계전압(Vth)이 공급된다.
따라서, 상기 시프트치(V3)가 임계전압(V3) 이상일때는, 트랜지스터(Q9)의 콜렉터전류가 증가하고, 이에 따라, 트랜지스터(Q10)의 콜렉터전류가 감소하며, 트랜지스터(Q7,Q8)의 콜렉터전류가 증가한다. 또한, 트랜지스터(Q11)의 에미터전류도 증가하여, 다이오드(D2)가 순방향 바이어스되어, 트랜지스터(Q8)의 콜렉터전류 및 트랜지스터(Q11)의 에미터전류에 의해, 커패시터(66)는 상기 시프트치(V3)의 펄스의 피크치까지 충전되어, 홀드동작을 행한다.
이에 대해, 시프트치(V3)가 임계전압(Vth)보다 작으면, 트랜지스터(Q9,Q7,Q8)의 콜렉터전류가 감소하고, 트랜지스터(Q10)의 콜렉터전류가 증가하며, 트랜지스터(Q10)의 콜렉터전압이 감소한다. 이 때, 트랜지스터(Q11,Q12), 다이오드(D3) 및 정전류원(I7)의 동작에 의해 트랜지스터(Q10)는 포화되지 않는다. 따라서, 다이오드(D2)는 역바이어스되어, 홀드동작이 휴지상태로 된다.
한편, 로패스필터(63)는 저항(R11), 소용량의 커패시터(C5)로 구성되며, 상기 로패스필터(63)의 저임피던스의 출력은 버퍼(67)에 의해 고임피던스에 적합하게 되며, 다음단의 로패스필터(68)로 입력된다. 로패스필터(68)는 정전류원(I8)과, 트랜지스터(Q13,Q14)의 병렬회로 및 다이오드(D4,D5)가 상기 전원라인(74,73) 사이에 직렬접속되어 구성되며, 버퍼(67)의 출력은 트랜지스터(Q13)의 베이스로 입력된다. 따라서, 커패시터(C5)의 단자전압이 높게 되어, 트랜지스터(Q14)의 베이스전류가 증가하며, 그 베이스전류는 커패시터(66)로 공급된다.
상기 커패시터(66)에는, 병렬로 방전용의 정전류원(I9)(바이어스 수단)이 접속된다. 따라서, 커패시터(66)의 단자전압은 로패스필터(68)에서의 출력을 커패시터(66)에서 평활하여 얻어진 평균치(Vav)와, 차동증폭기(64)의 출력을 홀드하여 얻어진 시프트치(Vsft)중 높은 쪽의 값으로 되고, 그의 단자전압은 버퍼(69)를 통해 상기 비교기(61)의 비반전입력단자에 임계전압(Vth)으로서 입력된다.
상기 정전류원(I9)이 공급하는 전류의 값은 커패시터(66)의 방전시에 대응하여 설정된다. 구체적으로는, 적외선 데이터 수신회로(51)로 입력신호가 공급되면 차동증폭기(64), 커패시터(66) 등으로 구성된 피크홀드 회로는 커패시터(66)의 단자전압, 즉 임계전압(Vth)을 상승시켜, 그 후 입력신호가 중단되면, 임계전압(Vth)은 커패시터(66)의 용량과 전류치(I9)에서 산출된 시정수에 따라 감소된다. 이 경우, 방전시간이 너무 길게 되면, 임계전압(Vth)이 충분하게 떨어지기 전에 입력신호가 입력될 가능성이 있다. 이 때는, 신호전압(Vsig)이 임계전압(Vth)을 초과할 수 없게 되어, 적외선 데이터 수신회로(51)가 펄스를 출력하지 않는다. 따라서, 다음 입력신호를 수신할 때까지 더 많은 시간을 필요로 하며, 실효적인 전송속도의 저하를 초래한다. 한편, 방전시간이 너무 짧을 때, 임계전압(Vth)이 변동하게 된다. 따라서, 정전류원(I9)의 전류치는 전송속도와 변동율 양자가 원하는 범위내에 있도록 설정된다. 또한, 도 1에서, 상기 정전류원(I9)이 공급하는 전류는, 예컨대 버퍼(69)의 베이스전류로서 주어지고, 약 10(nA) 정도로 된다.
상기 커패시터(66)는 피크홀드용 및 적분용으로 충분한 용량이며, 적분회로내에 내장가능한 용량으로서, 예컨대 200(pF) 정도로 선택된다. 로패스필터(68)의 차단주파수는 약 1(kHz) 정도로 설정된다. 로패스필터(63)는 다음단의 로패스필터(68)의 트랜지스터(Q13,Q14)의 응답속도에 관련하여 설치되며, 상기 트랜지스터(Q13,Q14)는 고주파를 통과하도록 설치된 것이고, 커패시터(C5)의 용량은 고주파신호를 바이패스할 수 있으면 되므로 상기한 바와 같이 비교적 소용량으로 될 수 있다.
따라서, 상기한 바와 같이 구성된 적외선 데이터 수신회로(51)에서는 각부의 동작파형이 도 13(a)-13(f)와 마찬가지로 도 3(a)-3(c)에 나타내진다. 즉, 실선으로 나타낸 신호전압(Vsig)이 비교적 낮은, 긴 거리의 통신시에는, 도 3(a)에 나타내진 바와 같이, 레벨시프트회로(62)에서 얻어진 시프트치(V3)가 파선으로 나타내지며, 얻어진 시프트치(Vsft)보다 로패스필터(68)에 의해 얻어진 평균치(Vav) 쪽이 높으며, 임계전압(Vth)으로는 평균치(Vav)가 설정된다. 이 평균치(Vav)는, 상기 IrDA1.1 방식에서, 신호전압(Vsig)의 펄스의 파고치(H)의 1/4로 된다.
다음에, 통신거리가 짧게 되면, 신호전압(Vsig)이 상승되고, 도 3(b)에 나타낸 바와 같이, 평균치(Vav)와 시프트치(Vsft)가 일치하며, 신호전압(Vsig)이 높은, 근거리 통신시에는 도 3(c)에 나타낸 바와 같이, 상기 시프트치(Vsft)가 평균치(Vav)보다 높게 되어, 임계전압(Vth)으로는 시프트치(Vsft)가 설정된다.
상기한 바와 같이, 본 발명에 따른 적외선 데이터 수신회로(51)에서는 적외선광의 수광레벨에 대응하여 임계전압(Vth)을 평균치(Vav)와 시프트치(Vsft) 사이에서 절환가능하고, 펄스폭을 정확하게 재현가능하기 때문에 로패스필터(68)의 출력단의 트랜지스터(Q14) 및 피크홀드 회로의 출력단의 다이오드(D2)는 그중 높은 쪽의 출력전압이 커패시터(66)에 인가되도록 배열되고, 방전용으로는 커패시터(66)에 병렬로 정전류원(I9)을 설치함으로써, 피크홀드용의 적분용의 커패시터를 공용으로 할 수 있으며, 도 12에 나타낸 적외선 데이터 수신회로(31)에서의 커패시터(15) 또는 (38)와, 비교회로(35)를 삭제할 수 있다. 따라서, 회로규모를 축소할 수 있어서, 집적회로화에 적합하다.
다른 방법을 이용하여 펄스파형을 정형하는 비교예로서, 적외선 데이터 수신회로의 프론트엔드에 전류-전압 변환기로서 동작하는 자이어레이터(gyrator) 형태의 트랜지스터를 설치하고, 네가티브측으로 이동하는 자이어레이터 출력펄스에서 적외선 데이터 수신회로의 데이터정보를 인출하는 구성이 권장된다.
예컨대, 전송속도가 9600bps-115kbps 정도의 IrDA1.0 규격에 의해, 비교적 전송속도가 느린 변조신호를 수신하는 경우, 네가티브로 이동하는 펄스는 통상 사용되는 포지티브로 이동하는 펄스보다 폭이 넓게 되어도, 펄스가 나타내는 데이터를 정확하게 식별할 수 있다. 따라서, 상기 구성을 이용함에 의해 입력신호의 전송속도가 비교적 느린 경우에는, 입력신호의 파형을 정확하게 정형할 수 있다.
그러나, 전송속도가 약 4Mbps 정도의 IrDA1.1 규격의 경우에, 전송속도가 빠르고, 펄스폭 변동의 허용량이 작은 변조신호를 입력신호로 하는 경우에는, 근거리통신시와 원거리통신시 사이에 네가티브로 이동하는 자이어레이터 출력의 펄스폭 변동이 커진다. 그 결과, 펄스폭 변동이 상기 허용량을 넘게 됨으로써, 입력신호의 파형을 정확하게 정형할 수 없다.
이에 대해, 본 실시예에 따른 파형정형회로에서는 입력신호의 레벨에 따라 임계치를 변경시킬 수 있으므로, 펄스폭 변동을 저레벨로 억제할 수 있다. 그 결과, 입력신호의 전송속도가 빠르고, 펄스변동폭의 허용량이 작은 경우에도 입력신호의 파형을 정확하게 정형할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 대해 도 4-도 6(c)를 참조하여 설명한다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예의 적외선 데이터 수신회로(81)의 개략적인 구성을 나타낸 블록도이고, 도 5는 구체적 구성을 나타낸 전기회로도이다. 도 4 및 5에 도시된 구성은 각각 도 1 및 2에 나타낸 구성과 유사하며, 대응하는 부분에 대해서는 동일참조부호로 나타내며, 그에 대한 설명은 생략한다.
상기 적외선 데이터 수신회로(81)에서는 프리앰프(53)의 출력이 공급되는 증폭회로(82)는 반전출력을 구비하며, 이를 이용하여 차동증폭기(64)에, 비반전 신호전압(Vsig)을 레벨시프트회로(83)에서 소정레벨(V11)만큼 시프트한 전압(V12) 및 상기 반전출력의 전압(V13)사이의 전위차가 저항(R1,R2)으로 분압되어 입력된다. 즉, 도 5에 도시된 바와 같이, 레벨시프트회로(83)내의 저항(R20)은 상기한 저항(R10)의 1/3으로 설정되며, 이에 의해 상기 레벨(V11)은 R20×I4=100(mV)로 된다.
또한, 증폭회로(82)내에는 트랜지스터(Q6)가 설치되고, 상기 트랜지스터(Q6)는 트랜지스터(Q5)의 베이스가 트랜지스터(Q3)의 콜렉터측에 접속되어 비반전입력을 도출함에 대해, 베이스가 트랜지스터(Q4)의 콜렉터측에 접속되어 반전출력을 도출한다. 상기 트랜지스터(Q6)의 콜렉터는 상기 전원라인(74)에 접속되고, 에미터는 정전류원(I5)을 통해 전원라인(73)에 접속된다. 또한, 상기 차동증폭기(64)의 트랜지스터(Q9)의 베이스에는 저항(R20)과 정전류원(I4)의 접속점의 전위 및 상기 트랜지스터(Q6)의 에미터전위의 차가 저항(R1,R2)에서, 예컨대 1:2로 분압되어 입력된다.
따라서, 장거리통신시에는, 도 6(a)에 나타낸 바와 같이, 실선으로 나타낸 신호전압(Vsig)에 비해, 파선으로 나타낸 레벨시프트회로(83)의 출력전압(V12)의 피크치가 낮고, 평균치(Vav)이하로 됨으로써, 임계전압(Vth)은 평균치(Vav)로 설정된다.
통신거리가 짧을 때, 도 6(b)에 나타낸 바와 같이, 신호전압(Vsig)의 파고치(H)가
3H/4=V11=100(mV).........(2)
의 관계를 만족시킬 때까지 임계전압(Vth)으로서 평균치(Vav)가 계속적으로 설정된다. 통신거리가 짧고, 상기 파고치(H)가 상기 식 2의 관계보다 크면, 도 6(c)에 나타낸 바와 같이, 실선으로 신호전압(Vsig)에 대해, 레벨시프트회로(83)의 출력전압(V12)은 파선으로 나타낸 상태로 되며, 이에 대해 증폭회로(82)의 반전출력은 참조부호(V13)로 나타낸 상태로 되며, 따라서 차동증폭기(64)로의 입력전압은 참조부호(V14)로 나타낸 상태로 된다.
상기한 바와 같이, 차동증폭기(64)로의 입력전압(V14)의 펄스의 피크치가 신호전압(Vsig)의 펄스의 평균치(Vav)보다 큰 경우에, 임계전압(Vth)은 레벨시프트회로(83)의 출력전압(V12)와 증폭회로(82)의 반전출력(V13)을 저항(R1,R2)으로 분압하여 얻어진 전압(Vdiv)으로 설정된다. 따라서, 상기 분압저항(R1,R2)에 의해 설정되는 원하는 분압비를, 예컨대 상기 R1:R2=1:2로 설정함에 의해 임계전압(Vth)은 신호전압(Vsig)의 피크치와 평균치 사이에서 1:0.5 정도로 설정되며, 특히 중거리 통신시에 비교기(61)에서의 출력신호(Vo)의 펄스폭의 변동을 더욱 작게 할 수 있다.
상기 각 실시예에서는, 레벨시프트회로(62,83)의 시프트량(V1,V11)이 각각 300(mV), 100(mV)의 경우를 예로 하여 설명하였지만, 이에 한정되지 않고 시프트량은 목적에 따라 임의로 설정될 수 있다. 더 구체적으로, 적외선 데이터 수신회로(51)의 출력신호(Vo)에서, 허용가능한 펄스폭의 변동범위가 결정되면, 신호전압(Vsig)에 대응하는 임계전압(Vth)의 범위가 포토다이오드(52)의 특성으로부터 산출된다. 따라서, 상기 시프트량은 임계전압(Vth)이 해당범위내에 있도록 설정될 수 있다. 또한, 시프트량을 조정함에 의해, 파형정형후의 펄스폭을 어느 정도 제어할 수 있다.
상기와 같이, 본 발명의 제 1 파형정형회로는 입력신호의 피크치보다 소정치만큼 낮은 값으로 설정된 제 1 임계치 및 상기 입력신호의 평균치로 설정되는 제 2 임계치중 높은 값을 이용하여 상기 입력신호를 레벨 구별하여 파형정형을 행하는 파형정형회로로서, 상기 피크치를 구하기 위한 피크홀드 회로의 홀드용 커패시터 및 상기 평균치를 구하기 위한 평균치연산회로의 적분용 커패시터를 단일의 커패시터로서 공통으로 하고, 피크홀드 회로 및 평균치연산회로에서의 상기 커패시터로의 출력단은 커패시터로의 한쪽 방향의 전류만을 공급가능하며, 상기 커패시터에 대해 다른 쪽 방향의 전류를 공급하는 정전류원을 병렬로 접속하는 것을 특징으로 한다.
상기 구성에 의하면, 피크홀드 회로 및 평균치연산회로에서의 출력단은 커패시터를 충전하도록 한쪽 방향의 전류만을 공급하는 다이오드 또는 트랜지스터 등의 소자로서 구성되며, 방전에는 커패시터에 병렬로 설치된 정전류원을 사용함에 의해, 피크홀드 및 평균치연산을 행하기 위한 커패시터의 단자전압을 상기 피크치 및 평균치 중 높은 쪽 값으로 설정한다.
따라서, 2개의 임계치를 설정적으로 사용하여 레벨차가 큰 펄스입력에 대응하여, 정확한 펄스폭의 파형을 재현할 수 있는 구성에서, 피크홀드 회로의 홀드용 커패시터 및 평균치연산회로의 적분용 커패시터를 공통 사용가능하며, 대형부품인 커패시터 및 2개의 임계치의 비교회로를 생략할 수 있으므로 구성을 간략화할 수 있다.
또한, 본 발명의 제 2 파형정형회로에서는, 상기 제 1 파형정형회로의 구성에 더하여, 입력신호를 증폭하는 증폭회로가 반전출력 및 비반전출력을 도출하고, 상기 소정치만큼 낮은 값을 구하기 위한 레벨시프트회로는 상기 비반전출력을 레벨시프트하고, 레벨시프트회로의 출력과 반전출력의 차를 분압저항으로 분압하여 피크홀드회로의 입력을 제공함을 특징으로 한다.
상기 구성에 의하면, 상기 증폭회로가 차동증폭기 등에 의해 반전출력과 비반전출력을 출력가능하도록 구성되며, 피크홀드 회로에는 비반전출력의 레벨시프트치 및 반전출력 사이의 차를 분압하여 공급한다.
따라서, 상기 분압되어 피크홀드 회로로 입력되는 피크치를 임의의 레벨로 설정할 수 있어서, 상기 분압저항의 비를 레벨시프트량 및 입력신호의 펄스 듀티 등에 대응하여 적절하게 설정함에 의해, 상기 제 1 임계치를 거의 동일 레벨, 예컨대 펄스의 피크치와 평균치 사이에서 1:0.5의 레벨로 설정할 수 있으며, 정형하여 얻어진 펄스의 펄스폭의 변동을 더욱 작게 할 수 있다.
또한, 본 발명의 제 1 적외선 데이터 통신장치는 상기 제 1 또는 제 2의 파형정형회로를 구비하고, 상기 입력신호는 공간전송된 적외선광을 광전변환소자에 의해 변환한 신호임을 특징으로 한다.
통상의 적외선 데이터 통신장치에서는, 수광소자의 광전위의 하강 시간의 지연에 의해, 수광레벨이 변화하는 경우, 정형파형후의 펄스폭이 변동하는 경향이 있다. 또한, 공간전송에서는 전송거리에 의해 수광레벨이 크게 변화하여, 상기 경향이 현저하게 나타난다.
이에 대해, 상기 구성에 의하면, 상기한 바와 같이 임계치를 선택함에 의해 전송펄스 파형을 충실하게 재현할 수 있다. 따라서, 본 발명은 적외선 데이터 통신에 적절하게 실시될 수 있고, 전송속도 및 전송거리의 범위를 넓게 할 수 있다.
상기한 바와 같이 본 발명이 설명되었지만, 본 발명은 여러 가지로 변형될 수 있다. 이러한 변형은 본 발명의 정신과 범위를 벗어나는 것이 아니고, 당업자들에게 명백한 바와 같이 상기한 모든 변형은 첨부된 특허청구의 범위내에 포함되는 것이다.
내용없음.

Claims (9)

  1. 두개의 치, 즉 상기 입력신호에 응답하여 변화하는 제 1 신호의 피크치로서 선택되는 제 1 임계치와, 상기 입력신호의 평균치로서 선택되는 제 2 임계치 중 높은 치를 사용하여, 상기 입력신호를 레벨 변별하여 파형정형을 행하는 파형정형회로로서,
    상기 제 1 신호의 피크치를 구하는 피크홀드 회로;
    상기 입력신호의 평균치를 구하는 평균치 산출회로; 및
    상기 피크홀드 회로의 홀드용, 및 상기 평균치 산출회로의 적분용의 쌍방에 사용되는 공통의 커패시터를 구비하며,
    상기 피크홀드 회로 및 상기 평균치 산출회로로부터 상기 커패시터로 공급되는 전류의 방향은 제 1 방향만으로 한정되고, 상기 파형정형회로는 또한, 상기 커패시터와 병렬로, 상기 제 1 방향과는 반대 방향으로 전류를 흐르도록 하는 바이패스 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 파형정형회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 입력신호의 레벨을 소정의 치 만큼 저하시키고, 이를 상기 제 1 신호로서 상기 제 1 피크홀드 회로로 출력하는 레벨 시프트회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 파형정형회로.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 입력신호를 증폭하여, 반전출력 및 비반전출력을 도출하는 증폭기;
    상기 비반전출력의 레벨을 소정의 치 만큼 저하시키는 레벨시프트회로; 및
    상기 레벨시프트회로의 출력과, 상기 반전출력과의 차분을 소정의 비율로 분압하고, 상기 제 1 신호로서 상기 제 1 피크홀드 회로로 출력하는 분압회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 파형정형회로.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 피크홀드 회로는 상기 제 1 신호의 치가 상기 피크홀드 회로의 출력보다 높을 때, 상기 제 1 방향의 전류를 공급하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 파형정형회로.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 비교기는, 상기 제 1 신호가 비반전 입력단자에 인가되고, 상기 커패시터의 출력단이 반전 입력단자에 접속된 차동증폭기; 및
    상기 차동증폭기와 상기 커패시터의 출력단간에 설치된 제 1 정류기를
    포함하는 것을 특징으로 하는 파형정형회로.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 피크홀드 회로, 평균치 연산회로, 커패시터 및 바이패스 수단이 집적회로에 집적되어 있는 것을 특징으로 하는 파형정형회로.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 평균치 연산회로는, 상기 커패시터에 공급되는 전류를 상기 제 1 방향으로 한정하는 제 2 정류회로; 및
    상기 입력신호의 입력단과 상기 제 2 정류회로간에 배치되고, 차단주파수가, 상기 제 2 정류회로가 응답할 수 있는 주파수 이하로 설정된 로패스 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 파형정형회로.
  8. 공간전송된 적외광을 통해 데이터를 수신하는 적외 데이터통신 장치로서,
    공간전송된 적외광을 전기 신호로 변환하는 광전변환소자; 및
    두개의 치, 즉 입력신호로 되는 상기 전기신호에 응답하여 변화하는 제 1 신호의 피크치로서 선택되는 제 1 임계치와, 상기 입력신호의 평균치로 선택되는 제 2 임계치 중 높은 치를 사용하여, 상기 입력신호를 레벨 변별하여 파형정형을 행하는 파형정형회로를 포함하고,
    상기 파형정형회로는,
    상기 제 1 신호의 피크치를 구하는 피크홀드 회로;
    상기 입력신호의 평균치를 구하는 평균치 산출회로; 및
    상기 피크홀드 회로의 홀드용, 및 상기 평균치 산출회로의 적분용의 쌍방에 사용되는 공통의 커패시터를 구비하며,
    상기 피크홀드 회로 및 상기 평균치 산출회로로부터 상기 커패시터로 공급되는 전류의 방향은 제 1 방향만으로 한정되고, 상기 파형정형회로는 또한, 상기 커패시터와 병렬로, 상기 제 1 방향과는 반대 방향으로 전류를 흐르도록 하는 바이패스 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적외선 데이터 통신장치.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 파형정형회로는, 상기 입력신호를 증폭하여, 반전출력 및 비반전출력을 도출하는 증폭기;
    상기 비반전출력을 소정의 치 만큼 저하시키는 레벨시프트회로; 및
    상기 레벨시프트회로의 출력과, 상기 반전출력과의 차분을 소정의 비율로 분압하고, 상기 제 1 신호로서 상기 제 1 피크홀드 회로로 출력하는 분압회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적외선 데이터 통신장치.
KR1019970062656A 1996-11-25 1997-11-25 파형정형회로 및 이를 사용하는 적외선 데이터 통신장치 KR100265064B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP96-313862 1996-11-25
JP31386296A JP3350376B2 (ja) 1996-11-25 1996-11-25 波形整形回路およびそれを用いる赤外線データ通信装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR19980042719A true KR19980042719A (ko) 1998-08-17
KR100265064B1 KR100265064B1 (ko) 2000-09-01

Family

ID=18046407

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019970062656A KR100265064B1 (ko) 1996-11-25 1997-11-25 파형정형회로 및 이를 사용하는 적외선 데이터 통신장치

Country Status (8)

Country Link
US (1) US6038049A (ko)
EP (1) EP0844736B1 (ko)
JP (1) JP3350376B2 (ko)
KR (1) KR100265064B1 (ko)
CN (1) CN1110139C (ko)
DE (1) DE69713252T2 (ko)
HK (1) HK1012868A1 (ko)
TW (1) TW404093B (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100478276B1 (ko) * 2002-07-11 2005-03-24 주식회사 케이이씨 광 수신용 집적회로

Families Citing this family (44)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5892800A (en) * 1997-03-20 1999-04-06 Sigmatel, Inc. Data detection circuit having a pre-amplifier circuit
US5864591A (en) 1997-03-27 1999-01-26 Integration Associates, Inc. Apparatus and method for suppression of feedback in a communications receiver
US6169765B1 (en) 1997-05-28 2001-01-02 Integration Associates, Inc. Apparatus and method for output signal pulse width error correction in a communications receiver
US6240283B1 (en) 1997-08-07 2001-05-29 Integration Associates, Inc. Apparatus and method for feedback mitigation in a low speed communications receiver
US6249552B1 (en) * 1997-09-29 2001-06-19 Nortel Networks Limited Audio frequency recovery—DC restorer circuit for cordless phone applications
US6118829A (en) * 1997-10-01 2000-09-12 Integration Associates, Inc. Apparatus and method for automatic mode selection in a communications receiver
JP2000216733A (ja) * 1997-11-28 2000-08-04 Kokusai Electric Co Ltd 光電気変換方法及び受光回路及び光通信システム
JP2954127B2 (ja) * 1998-01-30 1999-09-27 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 赤外線信号受信装置
US6556330B2 (en) 1998-03-10 2003-04-29 Integration Associates, Inc. Apparatus and method for an integrated photodiode in an infrared receiver
US6198766B1 (en) 1998-03-17 2001-03-06 International Business Machines Corporation Method and apparatus for adaptive pre-demodulation pulse shaping
US6191576B1 (en) * 1998-06-30 2001-02-20 Honeywell Inc. Method of operating or constructing a geartooth sensor
US6360090B1 (en) 1998-08-26 2002-03-19 Integration Associates, Inc. Method and apparatus for receiving infrared signals with improved noise immunity
US6915083B1 (en) * 1998-12-15 2005-07-05 Zilog, Inc. Signal receiver having wide band amplification capability
JP3674753B2 (ja) * 1999-03-09 2005-07-20 富士通株式会社 バースト信号検出回路
DE60025290T2 (de) * 1999-03-26 2006-08-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Mehrstufiger Signaldiscriminator
JP3655770B2 (ja) * 1999-03-29 2005-06-02 日本電気株式会社 光受信回路
US6373045B1 (en) * 1999-06-29 2002-04-16 Infineon Technologies North America Corp. High speed optocoupler detector
US6359517B1 (en) 2000-01-28 2002-03-19 Integration Associates Incorporated Photodiode transimpedance circuit
JP2002232271A (ja) * 2001-02-01 2002-08-16 Fujitsu Ltd Ｄｃオフセットキャンセル回路、光−電気パルス変換回路、及びパルス整形回路
US20020152340A1 (en) * 2001-03-29 2002-10-17 International Business Machines Corporation Pseudo-differential parallel source synchronous bus
US6915076B1 (en) * 2001-05-14 2005-07-05 Ciena Corporation System and method for adaptively selecting a signal threshold of an optical link
US6914451B2 (en) 2001-10-17 2005-07-05 Optillion Operations Ab Adaptive level binary logic
ATE269735T1 (de) 2001-10-18 2004-07-15 Pari Gmbh Inhalationstherapievorrichtung
WO2004036858A1 (en) * 2002-10-17 2004-04-29 Koninklijke Philips Electronics N.V. Dynamic slice level detector
JP3665635B2 (ja) * 2002-11-27 2005-06-29 株式会社東芝 光信号受信回路、及び、光信号受信半導体装置
US7251462B2 (en) * 2003-07-08 2007-07-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Modulation circuit device, modulation method and radio communication device
JP2007508754A (ja) * 2003-10-17 2007-04-05 ツエントルム・ミクロエレクトロニク・ドレスデン・アクチエンゲゼルシャフト 光学的受信パルス列を電気的出力パルス列に変換する方法および装置
JP4641751B2 (ja) 2004-07-23 2011-03-02 ローム株式会社 ピークホールド回路、それを備えるモータ駆動制御回路、及びそれを備えるモータ装置
JP4928743B2 (ja) * 2005-06-02 2012-05-09 株式会社東芝 光信号受信回路
DE112007000748B4 (de) * 2006-03-31 2012-05-16 Anritsu Corp. Wellenform-Formvorrichtung sowie Fehlermessvorrichtung
JP4729454B2 (ja) * 2006-08-04 2011-07-20 富士通株式会社 光受信回路及びその識別レベル制御方法
JP4473885B2 (ja) * 2007-03-20 2010-06-02 株式会社東芝 光受信回路
JP2009017265A (ja) * 2007-07-05 2009-01-22 Eudyna Devices Inc 電子回路
CN101119109B (zh) * 2007-09-07 2011-04-20 史宝祥 一种波形整形电路
KR20100084324A (ko) * 2009-01-16 2010-07-26 삼성전자주식회사 프린터 헤드의 불량 노즐을 검출하는 방법 및 장치
JP5695338B2 (ja) * 2010-04-22 2015-04-01 セイコーインスツル株式会社 照度センサ
TWI474327B (zh) * 2011-10-28 2015-02-21 Univ Nat Chi Nan Dual mode reading device and circuit
JP5894869B2 (ja) * 2012-06-21 2016-03-30 株式会社日立製作所 トランスインピーダンスアンプ
US20150288545A1 (en) * 2014-04-03 2015-10-08 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for continuous-time equalization
CN104330583A (zh) * 2014-10-28 2015-02-04 陕西千山航空电子有限责任公司 一种航空发动机转速信号的采集电路
CN104980217B (zh) * 2015-06-19 2017-12-19 邹骁 一种可见光通信系统、方法及相关设备
US10250834B2 (en) * 2016-09-07 2019-04-02 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and apparatus for a voltage-shifting readout circuit
US11277101B2 (en) * 2020-03-06 2022-03-15 Analog Devices International Unlimited Company Current-to-voltage signal converter
CN111708000A (zh) * 2020-06-06 2020-09-25 深圳市欢创科技有限公司 一种信号整形电路、激光雷达及移动机器人

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0821906B2 (ja) * 1990-07-03 1996-03-04 株式会社東芝 光受信回路
JP2795758B2 (ja) * 1991-08-02 1998-09-10 シャープ株式会社 光磁気記録再生装置の情報再生回路
JP3021913B2 (ja) * 1992-02-13 2000-03-15 日本電気株式会社 光受信装置
JP2625347B2 (ja) * 1993-04-20 1997-07-02 日本電気株式会社 ディジタル受信器の自動オフセット制御回路
JP3428088B2 (ja) * 1993-10-07 2003-07-22 株式会社デンソー 圧電センサ用信号処理回路
JPH07191805A (ja) * 1993-12-27 1995-07-28 Rohm Co Ltd ロータリエンコーダおよびこれを用いた入力装置
JP3487893B2 (ja) * 1994-02-18 2004-01-19 シャープ株式会社 光パルス受信回路
GB2289177B (en) * 1994-04-29 1998-04-15 Plessey Semiconductors Ltd Receiver arrangement
JP2656734B2 (ja) * 1994-09-12 1997-09-24 宮城日本電気株式会社 光受信回路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100478276B1 (ko) * 2002-07-11 2005-03-24 주식회사 케이이씨 광 수신용 집적회로

Also Published As

Publication number Publication date
US6038049A (en) 2000-03-14
JP3350376B2 (ja) 2002-11-25
KR100265064B1 (ko) 2000-09-01
JPH10163827A (ja) 1998-06-19
CN1185685A (zh) 1998-06-24
HK1012868A1 (en) 1999-08-13
DE69713252D1 (de) 2002-07-18
TW404093B (en) 2000-09-01
EP0844736B1 (en) 2002-06-12
CN1110139C (zh) 2003-05-28
EP0844736A2 (en) 1998-05-27
DE69713252T2 (de) 2002-12-19
EP0844736A3 (en) 1998-12-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100265064B1 (ko) 파형정형회로 및 이를 사용하는 적외선 데이터 통신장치
JP2991911B2 (ja) デジタルデータ受信機
KR100396010B1 (ko) 캐리어 검출 회로 및 적외선 리모콘 수신기
JPS62145938A (ja) 受光器
US4896333A (en) Circuit for generating a trapezoidal current waveform with matched rise and fall times
US5065456A (en) Method and apparatus for enhancing the enable response of a laser diode used in an optical communication system
KR100703428B1 (ko) 버스트모드 광 수신기 및 그의 신호 크기 검출 장치
KR19990029330A (ko) 피크 홀드 회로 및 그것을 구비하는 적외선 통신 장치
US4851660A (en) Photoelectric compressed analog signal strength indicator
US3939365A (en) Pulse peak detector
US4499609A (en) Symmetrically clamped fiber optic receiver
US5712475A (en) Light receiving circuit with variable threshold circuit
US5821528A (en) Two light intensities difference convert into frequency modulator for parallel photodiodes
JPH01286655A (ja) 光受信回路
JP3487893B2 (ja) 光パルス受信回路
JPS58114637A (ja) 光パルス受信器
JPS6223224A (ja) デイジタル中継器用直流再生回路
US6765420B2 (en) Pulse width detection circuit filtering the input signal and generating a binary signal
EP0387990B1 (en) Method and apparatus for enhancing the enable response of a laser diode used in an optical communication system
RU1777231C (ru) Фотоприемник
JPS60239138A (ja) 光受信回路
JPH09130330A (ja) 光受信器
JPS59148458A (ja) 光受信機
SU1019412A1 (ru) Стабилизатор посто нного тока
SU1653168A1 (ru) Фотоприемник цифровой оптической системы св зи

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20070523

Year of fee payment: 8

LAPS Lapse due to unpaid annual fee