JPS6012826B2 - 受信回路 - Google Patents
受信回路Info
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- JPS6012826B2 JPS6012826B2 JP55000170A JP17080A JPS6012826B2 JP S6012826 B2 JPS6012826 B2 JP S6012826B2 JP 55000170 A JP55000170 A JP 55000170A JP 17080 A JP17080 A JP 17080A JP S6012826 B2 JPS6012826 B2 JP S6012826B2
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- Japan
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- circuit
- voltage
- signal
- preprocessing
- output
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/695—Arrangements for optimizing the decision element in the receiver, e.g. by using automatic threshold control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は受信回路、特に、入力ディジタル信号を基準電
圧と比較することによってパルス信号を判別し、波形を
再生したパルス信号を得る受信回賂に係る。
圧と比較することによってパルス信号を判別し、波形を
再生したパルス信号を得る受信回賂に係る。
ディジタル信号の受信回路は伝送途中で歪んだパルス信
号を原信号波形に再生することを行う。
号を原信号波形に再生することを行う。
この再生を正確に行なうために、通常は受信信号からタ
イミング信号を抽出し、このタイミング信号を利用して
、同期を取りながら波形再生を行なつｏしかし、ディジ
タル信号のビットレートに無関係に使用できる受信回路
を使用したい場合、あるいは回路、装置の簡易化、経済
性の観点から、入力パルス信号のレベルを基準値より大
きいか４・さし、かを判別して上記基準値以上の信号の
幅を有する部分をパルス信号として再生する受信回路が
ある。
イミング信号を抽出し、このタイミング信号を利用して
、同期を取りながら波形再生を行なつｏしかし、ディジ
タル信号のビットレートに無関係に使用できる受信回路
を使用したい場合、あるいは回路、装置の簡易化、経済
性の観点から、入力パルス信号のレベルを基準値より大
きいか４・さし、かを判別して上記基準値以上の信号の
幅を有する部分をパルス信号として再生する受信回路が
ある。
この場合、上記基準電圧を固定すると、入力パルス信号
の歪、特にレベルの変動によって、上記再生されるパル
スの幅が変動し、以後の信号処理回路の誤動作の原因と
なる。特に光通信の場合は受光素子の温度変動があるこ
と、又高いビットレートの伝送が行なわれるため、上記
再生パルスの幅の変動はビットエラーの原因となり通信
品質を著しく低下させることになる。従来、このような
問題を解決するため、上記基準電圧の設定を、入力パル
スの最大値を検出保持し、その検出された最大値を分圧
して基準電圧とすることが提案されている。
の歪、特にレベルの変動によって、上記再生されるパル
スの幅が変動し、以後の信号処理回路の誤動作の原因と
なる。特に光通信の場合は受光素子の温度変動があるこ
と、又高いビットレートの伝送が行なわれるため、上記
再生パルスの幅の変動はビットエラーの原因となり通信
品質を著しく低下させることになる。従来、このような
問題を解決するため、上記基準電圧の設定を、入力パル
スの最大値を検出保持し、その検出された最大値を分圧
して基準電圧とすることが提案されている。
上記従来の方法も有効なものであるが、上記受信回路の
前に受光素子や前置増幅器等の前処理回路を使用する場
合など不都合が生じる。例えば、入力信号の“１”に対
応する高レベルの最大値の季を基準電圧（闇値）とする
とき、“０”信号の入力電位が０とならず、受光素子の
階電流などによって変動する場合、上記基準電圧が、上
記“０”信号のときの入力電圧より低くなったり、又基
準電圧以上となる“１”信号のパルスの幅が上記“０”
信号のときの入力電圧の変動によって変動する。したが
って、本発明の目的は、入力ディジタル信号のパルスを
基準電圧と比較して、信号“１”、“０”を判別して、
パルスを再生する受信回路において、入力信号のレベル
変動に係らず、パルス幅が大きく変動しないパルスの再
生を行う受信回路を実現することである。
前に受光素子や前置増幅器等の前処理回路を使用する場
合など不都合が生じる。例えば、入力信号の“１”に対
応する高レベルの最大値の季を基準電圧（闇値）とする
とき、“０”信号の入力電位が０とならず、受光素子の
階電流などによって変動する場合、上記基準電圧が、上
記“０”信号のときの入力電圧より低くなったり、又基
準電圧以上となる“１”信号のパルスの幅が上記“０”
信号のときの入力電圧の変動によって変動する。したが
って、本発明の目的は、入力ディジタル信号のパルスを
基準電圧と比較して、信号“１”、“０”を判別して、
パルスを再生する受信回路において、入力信号のレベル
変動に係らず、パルス幅が大きく変動しないパルスの再
生を行う受信回路を実現することである。
本発明は上記目的を達成するため、入力信号前処理回路
と上記回路出力を利用して基準電圧を作る基準電圧合成
回路と、上記前処理回路の出力電圧と上記基準電圧の比
較してパルス信号を検出再生する受信回路において、上
記基準電圧合成回路を上記前処理回路出力の最大値検出
回路と前記前処理回路と同じ特性を持つ参照前処理回路
と上記最大値検出回路出力電圧と上記参照前処理回路出
力電圧の分圧回路とで構成したものである。
と上記回路出力を利用して基準電圧を作る基準電圧合成
回路と、上記前処理回路の出力電圧と上記基準電圧の比
較してパルス信号を検出再生する受信回路において、上
記基準電圧合成回路を上記前処理回路出力の最大値検出
回路と前記前処理回路と同じ特性を持つ参照前処理回路
と上記最大値検出回路出力電圧と上記参照前処理回路出
力電圧の分圧回路とで構成したものである。
ここで前処理回路とは光電変換器、前暦増幅器やこれら
に付属する回路を含むものである。又同じ特性を持つ参
照前処理回路とは動作原理を同じとするもので、意図的
に、数値的に若干の差を持たせる場合も含む。本発明の
受信回路によれば、入力信号が加えられる前処理回路と
同一の動作・特性を有する参照前処理回路が使用される
ため、原理的には基準電圧には入力信号“０”のときの
電圧、すなわちオフセット電圧ならびに入力信号“０”
のときの雷圧とオフセット電圧ならびに入力信号“１”
のときの電圧の和を分圧したものが設定されるため、比
較回路においてオフセット電圧は相殺され、かつ基準電
圧が適正に設定されるために、再生パルス幅が入力信号
の振幅によって大きく変動しない利点を有する。
に付属する回路を含むものである。又同じ特性を持つ参
照前処理回路とは動作原理を同じとするもので、意図的
に、数値的に若干の差を持たせる場合も含む。本発明の
受信回路によれば、入力信号が加えられる前処理回路と
同一の動作・特性を有する参照前処理回路が使用される
ため、原理的には基準電圧には入力信号“０”のときの
電圧、すなわちオフセット電圧ならびに入力信号“０”
のときの雷圧とオフセット電圧ならびに入力信号“１”
のときの電圧の和を分圧したものが設定されるため、比
較回路においてオフセット電圧は相殺され、かつ基準電
圧が適正に設定されるために、再生パルス幅が入力信号
の振幅によって大きく変動しない利点を有する。
又、比較回路の入力信号のオフセット電圧を比較される
前で除く必要がないので、前層増幅回路の設計が容易と
なる。すなわち、前層増幅回路の出力が入力信号“０”
のときも一定の電圧が発生するようにしても良い。上記
ならぴに他の本発明の目的ならびに特徴は以下の図面を
用いた説明によって更に明らかになるものと思う。
前で除く必要がないので、前層増幅回路の設計が容易と
なる。すなわち、前層増幅回路の出力が入力信号“０”
のときも一定の電圧が発生するようにしても良い。上記
ならぴに他の本発明の目的ならびに特徴は以下の図面を
用いた説明によって更に明らかになるものと思う。
まず、本発明の理解のため、従来の受信回路について説
明する。第１図は従来のパルス信号を検出再生する回路
であって、入力端１より入った入力信号は前層増幅器２
によって増幅され電圧比較回路４に加えられ基準電圧Ｖ
ＴＨと比較される。この基準電圧は最大値検出回路３で
検出された電圧ＶＳＭを分圧器で分圧し、Ｖ…：享ＶＳ
Ｍの基準電圧を得るもので、入力信号電圧の振幅の変動
によって、再生パルス幅が変動することを少なくする効
果を有する。しかし、前暦増幅器２の回路構成上の制約
、あるいは「光通信において、受光素子で入力光信号を
電気信号にする場合の、晴電流等の影響によって、入力
ディジタル信号が“０”のとき、琴電位にできず、第２
図ａに示す如く、入力信号“０”のとき前処理回路の出
力電圧Ｖｓｏが０ボルトならば入力信号“１”と識別で
きるものが、入力信号‘‘０”のとき一定の電圧Ｖｓ。
が大きいと、ｂのように基準電圧ＶＴＨがＶｓｏより低
くなり、正しく動作しない場合や、ｃのように、入力信
号“０’’のときの電圧Ｖｓ。によって基準電圧ＶＴＨ
が変り、再生パルスの幅ｔｗが変動する。第３図は本発
明による受信回路の一実施例の構成を示す回路図で、特
に光通信回路に使用されるものである。。光フアィバ等
で伝送された光信号ｈＷまホトダィオード等の受光器１
３で電気信号に変換され、前層増幅器７‐１、ダイオー
ド接続したトランジスタ９−１からなる前処理回路２−
１を経て電圧比較回路４に加えられる。最大値検出回路
３は上記トランジスタ９一１の出力の最大値ＶｓＭを一
定時間保持するもので、差動増幅器１０とその出力端に
接続されたダイオード１１とコンデンサ１２で構成され
ている。
明する。第１図は従来のパルス信号を検出再生する回路
であって、入力端１より入った入力信号は前層増幅器２
によって増幅され電圧比較回路４に加えられ基準電圧Ｖ
ＴＨと比較される。この基準電圧は最大値検出回路３で
検出された電圧ＶＳＭを分圧器で分圧し、Ｖ…：享ＶＳ
Ｍの基準電圧を得るもので、入力信号電圧の振幅の変動
によって、再生パルス幅が変動することを少なくする効
果を有する。しかし、前暦増幅器２の回路構成上の制約
、あるいは「光通信において、受光素子で入力光信号を
電気信号にする場合の、晴電流等の影響によって、入力
ディジタル信号が“０”のとき、琴電位にできず、第２
図ａに示す如く、入力信号“０”のとき前処理回路の出
力電圧Ｖｓｏが０ボルトならば入力信号“１”と識別で
きるものが、入力信号‘‘０”のとき一定の電圧Ｖｓ。
が大きいと、ｂのように基準電圧ＶＴＨがＶｓｏより低
くなり、正しく動作しない場合や、ｃのように、入力信
号“０’’のときの電圧Ｖｓ。によって基準電圧ＶＴＨ
が変り、再生パルスの幅ｔｗが変動する。第３図は本発
明による受信回路の一実施例の構成を示す回路図で、特
に光通信回路に使用されるものである。。光フアィバ等
で伝送された光信号ｈＷまホトダィオード等の受光器１
３で電気信号に変換され、前層増幅器７‐１、ダイオー
ド接続したトランジスタ９−１からなる前処理回路２−
１を経て電圧比較回路４に加えられる。最大値検出回路
３は上記トランジスタ９一１の出力の最大値ＶｓＭを一
定時間保持するもので、差動増幅器１０とその出力端に
接続されたダイオード１１とコンデンサ１２で構成され
ている。
又、‘‘０”信号参照電圧を発生するため、上記前処理
回路２−１と同じ構成の前置増幅器７一２、ダイオード
接続したトランジスタ９−２からなる参照前処理回路２
−２が設けられている。電圧分圧回路６は抵抗素子で構
成され、上記最大値検出回路出力電圧と上記比較前処理
回路出力電圧から基準電圧を合成する。いま、最大値検
出回路の出力電圧をＶｓＭ参照前処理回路２一２の出力
電圧をＶ…Ｌとし、上記抵抗素子の分圧比を享とすれば
、基準電圧はＶ…＝享（Ｖ肌十Ｖ…Ｌ） となる。
回路２−１と同じ構成の前置増幅器７一２、ダイオード
接続したトランジスタ９−２からなる参照前処理回路２
−２が設けられている。電圧分圧回路６は抵抗素子で構
成され、上記最大値検出回路出力電圧と上記比較前処理
回路出力電圧から基準電圧を合成する。いま、最大値検
出回路の出力電圧をＶｓＭ参照前処理回路２一２の出力
電圧をＶ…Ｌとし、上記抵抗素子の分圧比を享とすれば
、基準電圧はＶ…＝享（Ｖ肌十Ｖ…Ｌ） となる。
なお、本実施例はトランジスタ９一１のェミツタ面積を
トランジスタ９一２のそれよりも小さくすることにより
トランジスタ９一１のエミツタ・ベース間の電圧ＶＢＥ
をトランジスタ９一２のェミッタ・ベース間電圧ＶＢＥ
′より高くしている。
トランジスタ９一２のそれよりも小さくすることにより
トランジスタ９一１のエミツタ・ベース間の電圧ＶＢＥ
をトランジスタ９一２のェミッタ・ベース間電圧ＶＢＥ
′より高くしている。
これは、ェミツタ面積により（ＶＢＥ−Ｖ８８′）を正
確に設定できるので、入力信号が“０”のとき、比較回
路４への入力信号電圧Ｖｓｏを参照電圧ＶＴＨＬよりも
若干低くできるので、入力信号が“０”であることをい
かなる場合にも確実に判定できる。なお、比較回路４は
従来しられている回路を使用でき、差動増幅器と出力増
幅器を組合せて構成される（以下の実施例についても同
じである）ものでその詳細な説明は省略する。第４図は
上記実施例における入力信号レベルＶｓと、基準電圧Ｖ
ＴＨと出力電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。
確に設定できるので、入力信号が“０”のとき、比較回
路４への入力信号電圧Ｖｓｏを参照電圧ＶＴＨＬよりも
若干低くできるので、入力信号が“０”であることをい
かなる場合にも確実に判定できる。なお、比較回路４は
従来しられている回路を使用でき、差動増幅器と出力増
幅器を組合せて構成される（以下の実施例についても同
じである）ものでその詳細な説明は省略する。第４図は
上記実施例における入力信号レベルＶｓと、基準電圧Ｖ
ＴＨと出力電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。
入力信号レベル、すなわち前処理回路２ーーの出力電圧
をＶｓとすると、この電圧Ｖｓは増幅器７ーーの出力電
圧Ｖｓ′（信号“０”のときＶｓｏ′、信号“１”のと
きをＶｓ，′とする）からトランジスタ９−１のベース
・ェミッタ間電圧Ｖ８８を差引いたものであるから、入
力信号が“０”のときの電圧Ｖｓ。はＶｓｏ′一Ｖ８８
となる。同様に前処理回路２一２の出力電圧ＶＴＨＬは
ＶＭＬ＝Ｖｓ。′−ＶＢ８′となる。上記関係よりＶＴ
ＨＬ＝Ｖｓ。
をＶｓとすると、この電圧Ｖｓは増幅器７ーーの出力電
圧Ｖｓ′（信号“０”のときＶｓｏ′、信号“１”のと
きをＶｓ，′とする）からトランジスタ９−１のベース
・ェミッタ間電圧Ｖ８８を差引いたものであるから、入
力信号が“０”のときの電圧Ｖｓ。はＶｓｏ′一Ｖ８８
となる。同様に前処理回路２一２の出力電圧ＶＴＨＬは
ＶＭＬ＝Ｖｓ。′−ＶＢ８′となる。上記関係よりＶＴ
ＨＬ＝Ｖｓ。
十（ＶＢＥ−ＶＢＥ′）となる。
前述の如く、Ｖ班はＶＢＥ′より若干高いので、Ｖｓｏ
はＶＴＨＬより若干低くなる。
はＶＴＨＬより若干低くなる。
入力信号が“１”に対応する信号である場合の前処理回
路２−１の出力電圧をＶｓ，とすると、最大値検出回路
３の出力ＶｓＭはＶｓＭ＝Ｖｓ・となる。
路２−１の出力電圧をＶｓ，とすると、最大値検出回路
３の出力ＶｓＭはＶｓＭ＝Ｖｓ・となる。
電圧分圧回路の出力ＶＴＨは前述のようにＶＴＴｉ芸（
Ｖ３Ｍ十ＶＴ…） であり、ＶＢＥ一ＶＢＥ′が非常に小さく設定されるの
で、ＶＴＨＬ主Ｖｓｏとなるので上記式のＶＴＨＬにＶ
ｓｏを代入して、Ｖ肝季（ＶＳＭ十Ｖ的） が得られる。
Ｖ３Ｍ十ＶＴ…） であり、ＶＢＥ一ＶＢＥ′が非常に小さく設定されるの
で、ＶＴＨＬ主Ｖｓｏとなるので上記式のＶＴＨＬにＶ
ｓｏを代入して、Ｖ肝季（ＶＳＭ十Ｖ的） が得られる。
これより単に式を変形してＶｓＭ−ＶＴＨ＝ＶＴＨ−Ｖ
ｓ。
ｓ。
の関係がなりたつ。
このことは基準電圧ＶＴＨが、電圧ＶｓｗとＶｓｏの中
央の電位に設定されることを表わす。すなわち、入力信
号“１”に対応する前処理回路の出力電圧ＶｓＭや、オ
フセット電圧Ｖｓｏが変動しても、基準電圧ＶＴＨは振
動変動分（ＶｓＭ一Ｖｓ。）のほぼ中央に設定されるの
で、信号振幅の変動による出力パルスの幅の変動は少な
くなる。“０”参照電圧ＶＴＨＬは信号系の前処理回路
と参照前処理回路が同じ特性の回路で構成されているた
め、ＶＴＨＬ−ＶｓｏはＶＢＢ−ＶＢＥ′と等しくなり
、温度変化、電流変化による信号のドリフトや変動を相
殺することができ、これにより安定な受信回路すなわち
、“０”，“１”に識別を正しく行ない再生パルス幅変
動の少ない受信回路が構成される。第５図は本発明によ
る受信回路の他の実施例の回路図である。同図において
、第３図と同一の番号を付す部分はそれらと実質的に同
一の構成動作を行なう回路である。本実施例では、前処
理回路２−１は前層増幅回路１４−１と主増幅器１５一
１からなり、前直増幅回路はトランジスタ１７一１のェ
ミッタ・コレクタ間に接続された抵抗１６一１からなる
負帰還回路を有する。参照前処理回路２一２の構成は上
記前処理回路の構成と同一であって、前贋増幅回路１４
−２、主増幅器１５−２、抵抗１６−２、トランジスタ
１７一２を持つ。上記負帰還回路のトランジスタ１７ー
Ｉおよび１７−２のベースには基準電圧合成回路の出力
電圧ＶＴＨが他の基準電圧ＶＴＨ２を持つしきし、値回
路１９、ならびに抵抗１８ーーおよび１８一２を介して
共通に加えられ、ベースに加わる電圧が高くなったとき
トランジスタを介して流れる電流を増大し、帰還抵抗１
６−１および１６一２の抵抗値を等下的に下げ、前層増
幅器の出力を下げる。参照前処理回路２−２の出力電圧
は微小電圧を付加する電圧源２０を介して電圧分圧回路
６に結合されている。
央の電位に設定されることを表わす。すなわち、入力信
号“１”に対応する前処理回路の出力電圧ＶｓＭや、オ
フセット電圧Ｖｓｏが変動しても、基準電圧ＶＴＨは振
動変動分（ＶｓＭ一Ｖｓ。）のほぼ中央に設定されるの
で、信号振幅の変動による出力パルスの幅の変動は少な
くなる。“０”参照電圧ＶＴＨＬは信号系の前処理回路
と参照前処理回路が同じ特性の回路で構成されているた
め、ＶＴＨＬ−ＶｓｏはＶＢＢ−ＶＢＥ′と等しくなり
、温度変化、電流変化による信号のドリフトや変動を相
殺することができ、これにより安定な受信回路すなわち
、“０”，“１”に識別を正しく行ない再生パルス幅変
動の少ない受信回路が構成される。第５図は本発明によ
る受信回路の他の実施例の回路図である。同図において
、第３図と同一の番号を付す部分はそれらと実質的に同
一の構成動作を行なう回路である。本実施例では、前処
理回路２−１は前層増幅回路１４−１と主増幅器１５一
１からなり、前直増幅回路はトランジスタ１７一１のェ
ミッタ・コレクタ間に接続された抵抗１６一１からなる
負帰還回路を有する。参照前処理回路２一２の構成は上
記前処理回路の構成と同一であって、前贋増幅回路１４
−２、主増幅器１５−２、抵抗１６−２、トランジスタ
１７一２を持つ。上記負帰還回路のトランジスタ１７ー
Ｉおよび１７−２のベースには基準電圧合成回路の出力
電圧ＶＴＨが他の基準電圧ＶＴＨ２を持つしきし、値回
路１９、ならびに抵抗１８ーーおよび１８一２を介して
共通に加えられ、ベースに加わる電圧が高くなったとき
トランジスタを介して流れる電流を増大し、帰還抵抗１
６−１および１６一２の抵抗値を等下的に下げ、前層増
幅器の出力を下げる。参照前処理回路２−２の出力電圧
は微小電圧を付加する電圧源２０を介して電圧分圧回路
６に結合されている。
次に、第６図の波形図を用いて、この回路の動作を説明
する。ａは分圧回路６からしきい値回路１９と介してト
ランジスタ１８一１、１８−２へ帰還する回路がない場
合の信号Ｖｓ（実線）、基準電圧ＶＴＨ（点線）を示し
、説明の便のため、しきい値ＶＴＨ２（一点鎖線）、電
圧源２０の電圧ＶｏＦ（二点鎖線）を重ねて示している
。又、比較の便のため幅振の異なる３個の信号“１”と
その間に信号“０”に対する波形を連結して示している
。電圧回路６の電圧分圧比を季とすると、基準電圧ＶＴ
Ｈは前処理回路２ーｌの最大出力電圧ＶｓＭ（＝Ｖｓ，
）と、参照前処理回路２−２の出力電圧Ｖｓ。にオフセ
ット電源２０の電圧Ｖ。Ｆを加えたものであるからＶ…
＝享（ＶＳＭ＋ＶＳ。
する。ａは分圧回路６からしきい値回路１９と介してト
ランジスタ１８一１、１８−２へ帰還する回路がない場
合の信号Ｖｓ（実線）、基準電圧ＶＴＨ（点線）を示し
、説明の便のため、しきい値ＶＴＨ２（一点鎖線）、電
圧源２０の電圧ＶｏＦ（二点鎖線）を重ねて示している
。又、比較の便のため幅振の異なる３個の信号“１”と
その間に信号“０”に対する波形を連結して示している
。電圧回路６の電圧分圧比を季とすると、基準電圧ＶＴ
Ｈは前処理回路２ーｌの最大出力電圧ＶｓＭ（＝Ｖｓ，
）と、参照前処理回路２−２の出力電圧Ｖｓ。にオフセ
ット電源２０の電圧Ｖ。Ｆを加えたものであるからＶ…
＝享（ＶＳＭ＋ＶＳ。
十Ｖ。Ｆ）：ＶＳ。
十芸（ＶＳ・十Ｖ。Ｆ）ここで、ＶｓＭ＝Ｖｓ，十Ｖｓ
ｏ、Ｖｓ，は信号“１”のときの電圧、Ｖｓｏは信号“
０”のときの電圧である。
ｏ、Ｖｓ，は信号“１”のときの電圧、Ｖｓｏは信号“
０”のときの電圧である。
したがって、信号が“０”のときは基準電圧Ｖｓｏより
高くなり、電圧比較回路３は、前処理回路のオフセット
やドリフトに係らず正確に“０”信号を判別する。
高くなり、電圧比較回路３は、前処理回路のオフセット
やドリフトに係らず正確に“０”信号を判別する。
又、信号“１”のときは、基準電圧ＶＴＨは上記式にお
いて、電圧Ｖｓ，が変動するので、上記前層増幅器２−
１，２−２に帰還回路がないときは、ａの点線で示す如
く、信号の電圧レベルによって大きく変動する。しかし
、本実施例の回路によれば、入力信号“１”の振幅が高
くなって、基準電圧ＶＴＨがしきし、値回路１９の基準
電圧ＶＴＨ２より高くなると「しきし、値回路１９を構
成する電圧増幅器が差電圧（Ｖ川−ＶＴＨ２）を増幅し
、帰還抵抗回路のトランジスタ１７一１および１７一２
のベース電極に加えられ、トランジス夕を導適状態にし
、帰還抵抗１６一１ならびに１６−２の値を等価的に下
げ、前直増幅回路１４一１および１４一２の出力電圧を
下げる、すなわちＡＧＣ動作が働く。ＡＧＣによるバイ
アス電圧の変動のための直流電圧変化は増幅回路１４一
１および１４一２とも同位相に出るので、電圧比較回路
４には影響を及ぼさない。したがって、比較回路４の入
力基準電圧ならびに入力信号電圧は第６図のｂのように
なり、入力信号電圧の振幅が変動しても、基準電圧ＶＴ
Ｈ以上となるパルス信号の幅の変動は著しく圧縮される
。なお、信号系ならびに参照系の前層増幅回路の構成が
同一であるので、温度変化、電源電圧変動があっても両
者共の出力電圧は同じようにドリフト又は変動するので
、比較回路４によってこれらのドリフト又は変動は相殺
される。
いて、電圧Ｖｓ，が変動するので、上記前層増幅器２−
１，２−２に帰還回路がないときは、ａの点線で示す如
く、信号の電圧レベルによって大きく変動する。しかし
、本実施例の回路によれば、入力信号“１”の振幅が高
くなって、基準電圧ＶＴＨがしきし、値回路１９の基準
電圧ＶＴＨ２より高くなると「しきし、値回路１９を構
成する電圧増幅器が差電圧（Ｖ川−ＶＴＨ２）を増幅し
、帰還抵抗回路のトランジスタ１７一１および１７一２
のベース電極に加えられ、トランジス夕を導適状態にし
、帰還抵抗１６一１ならびに１６−２の値を等価的に下
げ、前直増幅回路１４一１および１４一２の出力電圧を
下げる、すなわちＡＧＣ動作が働く。ＡＧＣによるバイ
アス電圧の変動のための直流電圧変化は増幅回路１４一
１および１４一２とも同位相に出るので、電圧比較回路
４には影響を及ぼさない。したがって、比較回路４の入
力基準電圧ならびに入力信号電圧は第６図のｂのように
なり、入力信号電圧の振幅が変動しても、基準電圧ＶＴ
Ｈ以上となるパルス信号の幅の変動は著しく圧縮される
。なお、信号系ならびに参照系の前層増幅回路の構成が
同一であるので、温度変化、電源電圧変動があっても両
者共の出力電圧は同じようにドリフト又は変動するので
、比較回路４によってこれらのドリフト又は変動は相殺
される。
第７図は本発明による受信回路の更に他の実施例の回路
図を示す。
図を示す。
本実施例は特に基準電圧合成回路を、信号の最大値検出
回路３の出力電圧と参照前処理回路出力電圧の分圧回路
と上記分圧回路出力部にダイオードと定電圧源とからな
るしきし、値回路２１を設けて構成したことを特徴とす
る。同図において、前記実施例と実質的に同一構成、動
作をする部分は前記図面の対応する部分と同一の番号を
付して、詳細な説明を省略する。第８図は比較回路４の
基準電圧ＶＴＨと入力信号電圧Ｖｓの関係を説明するた
めの図である。
回路３の出力電圧と参照前処理回路出力電圧の分圧回路
と上記分圧回路出力部にダイオードと定電圧源とからな
るしきし、値回路２１を設けて構成したことを特徴とす
る。同図において、前記実施例と実質的に同一構成、動
作をする部分は前記図面の対応する部分と同一の番号を
付して、詳細な説明を省略する。第８図は比較回路４の
基準電圧ＶＴＨと入力信号電圧Ｖｓの関係を説明するた
めの図である。
同図において、横軸は入力信号の“１”に対応するパル
スの振幅Ｖｓ、縦軸は基準電圧ＶＴＨで表わす。線２４
が上記第了図に示す実施例の特性を表わし、線２５はダ
イオード２２、オフセット電源２３を付加しないでオフ
セット電圧を参照前処理回路に付加した場合、線分２６
は第１図の従来の受信回路の場合の特性を示す。同図か
ら明らかなように入力信号がＶｓ′以下の場合は基準電
圧ＶＴＨはオフセット電源２３の電圧ＶＴＨ２とダイオ
ード２２の順方向電圧Ｖ８Ｅとによって、ＶＴＨ２一Ｖ
８８にクランプされる。したがって、比較回路４はＶ…
２−ＶＢＥ以下の信号を“０”に、また“０”信号を確
実に“０”と判定する。又、分圧回路６の出力が上記電
圧ＶＴＨ２一ＶＢＥ以上のときは基準電圧は、上の分圧
比を芸とすると享（Ｖ８Ｍ＋Ｖ…Ｌ）となる。ここで、
ＶｓＭ＝Ｖｓｏ十Ｖｓｌ、ＶＴＨＬ＝Ｖｓｏであるので
基準電圧Ｖ…はＶＳ。十蔓ＶＳ．となり、前述と同様の
理由によって入力信号のドリフト成分の影響は除かれ、
かつ信号“１”のパルス振幅ドリフトを除いた振幅の中
央に基準電圧が設定されるので、パルス幅の変動の少な
い再生パルスを得ることができる。以上、実施例によっ
て説明したように、基準電圧合成回路を入力信号の最大
値と参照処理回路の出力を分圧することによって、信号
の振幅によって再生パルスのパルス幅の変動が少なく、
温度変動の影響が除かれ、“０”信号を雑音、ドリフト
等から確実に判別できるパルス信号受信回路が実現され
る。
スの振幅Ｖｓ、縦軸は基準電圧ＶＴＨで表わす。線２４
が上記第了図に示す実施例の特性を表わし、線２５はダ
イオード２２、オフセット電源２３を付加しないでオフ
セット電圧を参照前処理回路に付加した場合、線分２６
は第１図の従来の受信回路の場合の特性を示す。同図か
ら明らかなように入力信号がＶｓ′以下の場合は基準電
圧ＶＴＨはオフセット電源２３の電圧ＶＴＨ２とダイオ
ード２２の順方向電圧Ｖ８Ｅとによって、ＶＴＨ２一Ｖ
８８にクランプされる。したがって、比較回路４はＶ…
２−ＶＢＥ以下の信号を“０”に、また“０”信号を確
実に“０”と判定する。又、分圧回路６の出力が上記電
圧ＶＴＨ２一ＶＢＥ以上のときは基準電圧は、上の分圧
比を芸とすると享（Ｖ８Ｍ＋Ｖ…Ｌ）となる。ここで、
ＶｓＭ＝Ｖｓｏ十Ｖｓｌ、ＶＴＨＬ＝Ｖｓｏであるので
基準電圧Ｖ…はＶＳ。十蔓ＶＳ．となり、前述と同様の
理由によって入力信号のドリフト成分の影響は除かれ、
かつ信号“１”のパルス振幅ドリフトを除いた振幅の中
央に基準電圧が設定されるので、パルス幅の変動の少な
い再生パルスを得ることができる。以上、実施例によっ
て説明したように、基準電圧合成回路を入力信号の最大
値と参照処理回路の出力を分圧することによって、信号
の振幅によって再生パルスのパルス幅の変動が少なく、
温度変動の影響が除かれ、“０”信号を雑音、ドリフト
等から確実に判別できるパルス信号受信回路が実現され
る。
第１図は従来の受信回路の構成を示すブロック図、第２
図は従来の回路の問題点を説明するための波形図、第３
図、第５図、第７図はいずれも本発明による受信回路の
実施例の構成を示すブロック図、第４図、第６図はそれ
ぞれ第３図および第５図に示した実施例の動作説明のた
めの波形図、第８図は第７図に示した実施例の動作説明
のための入力信号と基準電圧との関係を示す図である。 １・・…・入力端子、２・・・・・・前処理回路、３・
・・・・・最大値検出回路、４・・・・・・比較回路、
５・・・・・・出力端子、６……分圧回路、７，１４，
１５……増幅器、９・・・・・・ダイオード接続された
トランジスタ、１３……受光素子、１７……トランジス
タ、１９，２１…・・・しきし、値回路、２０・…・・
オフセット電源。才′図 ま２図 才３図 第４図 才Ｊ図 汐づ図 才７図 秦ａ図
図は従来の回路の問題点を説明するための波形図、第３
図、第５図、第７図はいずれも本発明による受信回路の
実施例の構成を示すブロック図、第４図、第６図はそれ
ぞれ第３図および第５図に示した実施例の動作説明のた
めの波形図、第８図は第７図に示した実施例の動作説明
のための入力信号と基準電圧との関係を示す図である。 １・・…・入力端子、２・・・・・・前処理回路、３・
・・・・・最大値検出回路、４・・・・・・比較回路、
５・・・・・・出力端子、６……分圧回路、７，１４，
１５……増幅器、９・・・・・・ダイオード接続された
トランジスタ、１３……受光素子、１７……トランジス
タ、１９，２１…・・・しきし、値回路、２０・…・・
オフセット電源。才′図 ま２図 才３図 第４図 才Ｊ図 汐づ図 才７図 秦ａ図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デイジタル信号を入力信号とする前処理回路と上記
前処理回路の出力信号を利用して基準電圧を得る基準電
圧合成回路と、上記前処理回路の出力電圧と上記基準電
圧とを比較する比較回路を有しパルス信号を検出再生す
る受信回路において、上記基準電圧合成回路が上記前処
理回路の出力の最大値を検出する最大値検出回路と前記
前処理回路と同じ構成の参照前処理回路と上記最大値検
出回路の出力電圧と上記参照前処理回路の出力電圧との
分圧回路とを具備して構成されたことを特徴とる受信回
路。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の受信回路において、前
処理回路が前置増幅回路と上記前置増幅回路と比較回路
との間にダイオード接続された第１のトランジスタから
なり、参照前処理回路が参照前置増幅回路と上記参照前
置増幅回路と上記分圧回路との間にダイオード接続され
た第２のトランジスタからなり、第２のトランジスタの
エミツタ面積が第１のトランジスタのエミツタ面積より
大きく構成されたことを特徴とする受信回路。 ３ 特許請求の範囲第１項記載の受信回路において、前
処理回路及び参照前処理回路はいずれも同一の特性を有
する帰還抵抗を有する前置増幅回路と基準電圧合成回路
からの帰還電圧によって上記帰還抵抗を制御する回路と
を有してなり、上記基準電圧合成回路は上記参照前処理
回路の出力電圧に微少電圧を加える定電圧源を有してな
ることを特徴とする受信回路。 ４ 特許請求の範囲第１項記載の受信回路において、上
記分圧回路が分圧出力が一定値以下のとき一定出力電圧
を発生するしきい値回路を有してなることを特徴とする
受信回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55000170A JPS6012826B2 (ja) | 1980-01-07 | 1980-01-07 | 受信回路 |
| US06/222,768 US4375037A (en) | 1980-01-07 | 1981-01-06 | Receiving circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55000170A JPS6012826B2 (ja) | 1980-01-07 | 1980-01-07 | 受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5698060A JPS5698060A (en) | 1981-08-07 |
| JPS6012826B2 true JPS6012826B2 (ja) | 1985-04-03 |
Family
ID=11466541
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55000170A Expired JPS6012826B2 (ja) | 1980-01-07 | 1980-01-07 | 受信回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4375037A (ja) |
| JP (1) | JPS6012826B2 (ja) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5748845A (en) | 1980-09-09 | 1982-03-20 | Nec Corp | Data signal detecting circuit |
| JPS57141160A (en) * | 1981-02-25 | 1982-09-01 | Toshiba Corp | Optical receiver |
| NL8104154A (nl) * | 1981-09-08 | 1983-04-05 | Philips Nv | Detektie van binaire informatie uit een ladingsverschuivingsinrichting. |
| JPS59231941A (ja) * | 1983-06-14 | 1984-12-26 | Nissan Motor Co Ltd | 光受信装置 |
| US4635142A (en) * | 1983-11-22 | 1987-01-06 | Storage Technology Corporation | Amplitude sensor with adaptive threshold generation |
| JPS61260321A (ja) * | 1985-05-14 | 1986-11-18 | Wacom Co Ltd | 位置検出装置 |
| US4852164A (en) * | 1986-03-05 | 1989-07-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Pulse generating apparatus |
| NL8700948A (nl) * | 1987-04-22 | 1988-11-16 | Philips Nv | Detektie-inrichting voor detektie van signaalveranderingen in een impulsvormig signaal. |
| JPH0786513B2 (ja) * | 1988-12-14 | 1995-09-20 | 三菱電機株式会社 | データ受信装置 |
| FR2645373A1 (fr) * | 1989-03-28 | 1990-10-05 | Js Telecommunications | Procede et dispositif de reduction du bruit sur un signal codable a plusieurs niveaux predetermines |
| JPH0828750B2 (ja) * | 1989-11-10 | 1996-03-21 | 富士通株式会社 | レシーバ回路における自動閾値制御方式 |
| JPH03157850A (ja) * | 1989-11-15 | 1991-07-05 | Sony Corp | 集積回路装置 |
| JP3159331B2 (ja) * | 1992-03-31 | 2001-04-23 | ソニー株式会社 | 信号入力判定装置及び比較回路 |
| US5373388A (en) * | 1993-02-25 | 1994-12-13 | International Business Machines, Inc. | AC coupled fiber optic receiver with DC coupled characteristics |
| US5475342A (en) * | 1993-04-19 | 1995-12-12 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Amplifier for stably maintaining a constant output |
| JPH08279717A (ja) * | 1995-04-07 | 1996-10-22 | Nec Corp | 光受信器の前置増幅回路 |
| GB2313724B (en) * | 1996-05-30 | 2000-06-28 | Motorola Inc | Voltage detector circuit |
| US5875050A (en) * | 1997-03-14 | 1999-02-23 | Lucent Technologies Inc. | Burst mode digital optical receiver |
| DE19927320A1 (de) * | 1999-06-15 | 2000-12-21 | Mannesmann Vdo Ag | Verfahren zur drahtlosen elektromagnetischen Übertragung von Daten |
| JP2003214953A (ja) * | 2002-01-29 | 2003-07-30 | Shimadzu Corp | 分光光度計 |
| US7250806B2 (en) * | 2005-03-02 | 2007-07-31 | Avago Technologies Ecbu Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Apparatus and method for generating an output signal that tracks the temperature coefficient of a light source |
| WO2015024112A1 (en) * | 2013-08-21 | 2015-02-26 | Mcmaster University | Apparatus, method and system for the calibration of a streak camera |
| US9618959B2 (en) * | 2013-09-12 | 2017-04-11 | Texas Instruments Incorporated | Reference generator circuit with dynamically tracking threshold |
| CN109141827B (zh) * | 2017-06-28 | 2020-07-07 | 福州高意通讯有限公司 | 一种应用于可调谐滤波器光性能检测装置的光谱寻峰方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3909594A (en) * | 1973-12-26 | 1975-09-30 | Interface Mechanisms Inc | Circuit for establishing a reference voltage in bar code readers |
| US4121121A (en) * | 1977-09-13 | 1978-10-17 | Computer Identics Corporation | Follower response control circuit |
| US4241455A (en) * | 1977-12-29 | 1980-12-23 | Sperry Corporation | Data receiving and processing circuit |
-
1980
- 1980-01-07 JP JP55000170A patent/JPS6012826B2/ja not_active Expired
-
1981
- 1981-01-06 US US06/222,768 patent/US4375037A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4375037A (en) | 1983-02-22 |
| JPS5698060A (en) | 1981-08-07 |
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