JP2012231272A

JP2012231272A - 受信回路

Info

Publication number: JP2012231272A
Application number: JP2011097824A
Authority: JP
Inventors: Hisami Saito; 比佐実斎藤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2011-04-26
Filing date: 2011-04-26
Publication date: 2012-11-22
Also published as: US20120274365A1; US8587364B2

Abstract

【課題】本発明の実施形態は、光信号の変動に起因する誤動作を抑制することが可能な受信回路を提供する。
【解決手段】実施形態に係る受信回路は、光信号を受信し第１の光電流に変換する第１の受光素子と、前記第１の光電流を信号電圧に変換する信号電圧生成部と、前記光信号を受信し第２の光電流に変換する第２の受光素子と、前記第２の光電流を基準電圧に変換する基準電圧生成部と、前記基準電圧の信号成分を遅延低減する遅延要素と、前記信号電圧と、前記基準電圧に基づく閾値電圧と、を比較する比較器と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、受信回路に関する。

光の送受信を介して信号を伝達する半導体装置では、受信回路における誤動作の防止が重要である。例えば、フォトカプラーの受信回路では、光信号をフォトダイオード（Photodiode：ＰＤ）で受信し、その光電流を信号電圧に変換する。そして、コンパレータ回路において、信号レベルと閾値とを比較することにより出力信号を生成する。

コンパレータに入力される信号電圧のレベルは、フォトダイオードに入力される光信号の強度に依存して変化する。例えば、送信側に設けられるＬＥＤ（Light Emitting Diode）は発光効率の温度変動が大きく、周囲の温度変化により光信号のレベルが大きく変化する。このため、コンパレータが誤動作し、正確に信号を出力できないことがある。

このような誤動作を防ぐため、信号レベルのピークを検出し、閾値レベルを信号レベルに追随させる方式がとられる。しかしながら、この方式でも信号波形のオーバーシュートやＰＤの尾引きによる誤動作を生じることがある。そこで、光信号の変動に起因する誤動作を抑制することが可能な受信回路が必要とされている。

特開２００４−１７９９８２号公報

本発明の実施形態は、光信号の変動に起因する誤動作を抑制することが可能な受信回路を提供する。

実施形態に係る受信回路は、光信号を受信し第１の光電流に変換する第１の受光素子と、前記第１の光電流を信号電圧に変換する信号電圧生成部と、前記光信号を受信し第２の光電流に変換する第２の受光素子と、前記第２の光電流を基準電圧に変換する基準電圧生成部と、前記基準電圧の信号成分を遅延低減する遅延要素と、前記信号電圧と、前記基準電圧に基づく閾値電圧と、を比較する比較器と、を備える。

第１の実施形態に係る受信回路を例示する模式図である。第１の実施形態に係る受信回路の動作を示すタイムチャートである。第２の実施形態に係る受信回路を例示する模式図である。第３の実施形態に係る受信回路を例示する模式図である。第３の実施形態に係る受信回路の動作を示すタイムチャートである。第３の実施形態の変形例に係る受信回路を例示する模式図である。比較例に係る受信回路の動作を示すタイムチャートである。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、図面中の同一部分には同一番号を付してその詳しい説明は適宜省略し、異なる部分について適宜説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る受信回路１００を例示する模式図である。受信回路１００は、例えば、フォトカプラーの受信部を構成する。

図１（ａ）に示すように、受信回路１００は、光信号を受信する第１の受光素子であるフォトダイオード３と、第２の受光素子であるフォトダイオード７と、を備える。

フォトダイオード３は、信号電圧生成部５の入力側に接続される。そして、フォトダイオード３は、光信号を第１の光電流Ｉ_ＰＤ１に変換し、その光電流Ｉ_ＰＤ１は、信号電圧生成部５において信号電圧Ｖ_Ｓに変換される。

一方、フォトダイオード７は、基準電圧生成部９の入力側に接続され、光信号を第２の光電流Ｉ_ＰＤ２に変換する。基準電圧生成部９は、光電流Ｉ_ＰＤ２を第１の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１に変換して出力する。

基準電圧生成部９の出力であるＶ_ＲＥＦ１は、遅延要素である遅延回路１５に入力される。遅延回路１５からは、Ｖ_ＲＥＦ１の信号成分が低減され所定の時間遅れを持った第２の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２が出力される。そして、Ｖ_ＲＥＦ２にオフセット電圧Ｖ_ＯＳが付加された閾値電圧Ｖ_ＴＨが、比較器であるコンパレータ１３に入力される。

コンパレータ１３は、信号電圧Ｖ_Ｓを閾値電圧Ｖ_ＴＨと比較し、その大小関係に対応したパルス信号を出力する。そして、コンパレータ１３の出力Ｖ_ＯＵＴは、出力回路１７を介して図示しない外部回路に出力される。

遅延回路１５としては、例えば、ローパスフィルタを用いることができる。また、遅延回路１５の出力と、コンパレータ１３の入力との間に設けられた定電圧回路２１により、オフセット電圧Ｖ_ＯＳが付加される。出力回路１７には、例えば、ＣＭＯＳインバータなどを用いることができる。

図１（ｂ）は、信号電圧生成部５を例示する模式図である。信号電圧生成部５は、例えば、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）であり、インバータアンプ２５と、その出力を入力側にフィードバックする帰還抵抗Ｒとを含む。そして、信号電圧生成部５は、フォトダイオード３の光電流Ｉ_ＰＤ１を、次式（１）で表される信号電圧Ｖ_Ｓに変換して出力する。

Ｖ_Ｓ＝Ｒ×Ｉ_ＰＤ１・・・（１）

基準電圧生成部９も同様の構成を有し、フォトダイオード７の光電流Ｉ_ＰＤ２を、次式（２）で表される基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１に変換する。

Ｖ_ＲＥＦ１＝Ｒ×Ｉ_ＰＤ２・・・（２）

本実施形態に係る受信回路１００は、信号電圧Ｖ_Ｓのピーク値が基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１のピーク値よりも高くなるように設ける。例えば、フォトダイオード７の受光感度を、フォトダイオード３の受光感度よりも低くして、Ｉ_ＰＤ２をＩ_ＰＤ１よりも小さくする。

例えば、同一構造の２つのフォトダイオードを同じウェーハ上に設け、一方の受光面の一部を遮蔽して受光感度を低下させフォトダイオード７とする。そして、信号電圧Ｖ_Ｓと、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１に基づく閾値電圧Ｖ_ＴＨと、をコンパレータ１３で比較することにより、フォトダイオード３の暗電流によるオフセットや、回路的なバラツキに起因する無信号時のバイアスによる信号電圧Ｖ_Ｓのズレを補償することができる。

また、基準電圧生成部９におけるＴＩＡ２５のゲインを好適に設定し、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１が信号電圧Ｖ_Ｓを超えないように調整しても良い。

このように、本実施形態に係る受信回路１００では、コンパレータ１３の閾値電圧Ｖ_ＴＨが光信号に追随して変化する。これにより、光信号の変動に起因する誤動作を抑制することができる。

例えば、図７は、比較例に係る受信回路の動作を示すタイムチャートである。図７（ａ）は、光信号の強度が高い場合の信号電圧Ｖ_Ｓと閾値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示している。図７（ｂ）は、光信号の強度が低い場合の信号電圧Ｖ_Ｓと閾値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示す。図７（ｃ）は、コンパレータの出力信号Ｖ_ＯＵＴを示している。

比較例に係る受信回路では、コンパレータの比較入力として固定された閾値電圧Ｖ_ＴＨが与えられる。このため、光信号の強度が高い場合には、図７（ａ）に示すように、信号電圧Ｖ_Ｓに対して閾値電圧Ｖ_ＴＨのレベルが低くなる。一方、光信号の強度が低い場合には、図７（ｂ）に示すように、信号電圧Ｖ_Ｓに対する閾値電圧Ｖ_ＴＨのレベルが高くなる。

図７（ａ）中にＡで示し、図７（ｂ）中にＢで示すポイントは、信号電圧Ｖ_Ｓの立ち下がり時における信号電圧Ｖ_Ｓと閾値電圧Ｖ_ＴＨのクロスポイントであり、このタイミングでコンパレータの出力がスイッチングされる。

光信号を光電流に変換するフォトダイオードでは、光が消えた後でも内部に発生した電荷が残り、信号波形の立下りが伸びる尾引き現象がある。このため、光信号の強度により、図７（ａ）に示すクロスポイントＡと、図７（ｂ）に示すクロスポイントＢとの間に時間差が生じる。そして、図７（ｃ）に示すように、コンパレータの出力信号Ｖ_ＯＵＴのパルス幅が変化する。

このような、パルス幅の変化は、光信号が高速になり出力信号Ｖ_ＯＵＴのパルス間隔が狭くなると誤動作を生じる要因となる。例えば、数１０ＭＨｚ〜１００ＭＨｚの高速光信号を受信する際に、光信号の強度が高く閾値電圧Ｖ_ＴＨが相対的に低いと、信号電圧Ｖ_Ｓの尾引きによりコンパレータのスイッチングに遅れが生じる。そして、信号電圧Ｖ_Ｓがクロスポイントのレベルまで低下する前に次の光パルスが受信され、コンパレータの出力がスイッチングされない誤動作が生じる場合がある。

さらに、回路の寄生容量に起因する周波数特性の劣化により、信号電圧Ｖ_Ｓの波形が鈍ることがある。このような場合にも、立ち下り時のスイッチングのタイミングが光信号の強度により変動し、誤動作を生じることがある。

これに対し、本実施形態に係る受信回路１００では、閾値電圧Ｖ_ＴＨが光信号の強度に追随して変化するため、上記のような誤動作を抑制することができる。

次に、図２を参照して、受信回路１００の動作を説明する。図２（ａ）は、信号電圧Ｖ_Ｓを示すタイムチャートである。図２（ｂ）は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１を示し、図２（ｃ）は、遅延回路１５の出力である基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２を示している。図２（ｄ）は、信号電圧Ｖ_Ｓおよび閾値電圧Ｖ_ＴＨを重ねて示すタイムチャートである。図２（ｅ）は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを示す。

図２（ａ）および（ｂ）に示すように、信号電圧生成部５から出力される信号電圧Ｖ_Ｓのピーク値は、基準電圧生成部９から出力される基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１のピーク値よりも高い。例えば、フォトダイオード７の受光面において５０％の面積を遮光することにより、基準電圧生成部９から信号電圧Ｖ_Ｓよりも低い基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１を出力させることができる。

信号電圧Ｖ_Ｓと基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１は一定の比率を持って出力され、信号電圧Ｖ_Ｓの変動に基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１が追随する。例えば、信号電圧Ｖ_Ｓおよび基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１は、光電流Ｉ_ＰＤ１およびＩ_ＰＤ２に比例した電圧パルスとして出力される。そして、フォトダイオード３および７が、例えば、シリコン基板上に形成される場合には、信号電圧Ｖ_Ｓおよび基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１は、立ち下がりが尾を引いたパルス波形となる。

シリコンを材料とするフォトダイオードでは、シリコンの光吸収係数が小さいため信号光が基板の中性領域まで到達し、励起されたキャリアが拡散電流となって出力される。拡散電流は、バイアスされた領域で励起されたキャリアによるドリフト電流に遅れて出力されるため、光電流の立ち下り領域において尾引きを生じさせる。すなわち、シリコン基板上に設けられる受信回路では、パルス波形の尾引きは避けることのできない課題であり、その影響を抑制する技術が求められる。

基準電圧生成部９から出力される基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１は、遅延回路１５に入力され、図２（ｃ）に示すように、信号成分を落とした基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２として出力される。例えば、遅延回路１５にローパスフィルタを用いて高周波成分を落とし、基準電圧Ｖ_{ＲＥＦ１が}平滑化され遅延した基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２として出力する。すなわち、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１の信号成分が低減され遅延した基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２が出力される。

さらに、遅延回路１５から出力された基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２には、オフセット電圧Ｖ_ＯＳが付加され、閾値電圧Ｖ_ＴＨとしてコンパレータ１３に入力される。

基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２は、信号電圧Ｖ_Ｓに比例して出力され、さらに、オフセット電圧Ｖ_ＯＳにより閾値電圧Ｖ_ＴＨのレベルが調整される。これにより、例えば、図２（ｄ）に示すように、信号電圧Ｖ_Ｓのピークと、信号入力の無いバイアスレベルＶ_Ｂと、の中間のレベルに、信号電圧Ｖ_Ｓと閾値電圧Ｖ_ＴＨのクロスポイントを維持することができる。これにより、信号電圧Ｖ_Ｓの立ち下り時の尾引きの影響を軽減することができる。

一方、比較のために示した固定の閾値電圧Ｖ_ＴＨでは、同図中に示すように、信号電圧Ｖ_Ｓのピークレベルが高い場合に閾値電圧Ｖ_ＴＨのレベルが相対的に低くなる。このため、Ｖ_ＳとＶ_ＴＨのクロスポイントが下がり、パルス波形の尾引きの影響を受ける。結果として、図２（ｅ）に示すように、コンパレータ１３のスイッチングが遅れ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに伝達遅延時間Δｔを生じる。この伝達遅延時間Δｔが光信号のレベルにより変動するため、高速光信号の受信における誤動作の要因となる。

このように、本実施形態に係る受信回路１００では、基準電圧生成部９の出力Ｖ_ＲＥＦ１を、信号電圧Ｖ_Ｓに追随して変化させ、さらに、遅延回路１５により信号成分が遅延し低減された基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２を生成することにより、例えば、閾値電圧Ｖ_ＴＨを信号電圧Ｖ_Ｓの中間レベルに維持することができる。これにより、信号電圧Ｖ_Ｓの尾引きによる伝達遅延時間Δｔの変動を抑えることが可能となり、高速信号の受信時における誤動作を抑制することができる。

なお、上記の実施形態では、遅延回路１５としてローパスフィルタを例示したが、これに限られる訳ではない。例えば、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１の波形を変形させず、単純に遅延させる回路であっても良い。

（第２の実施形態）
図３は、第２の実施形態に係る受信回路２００を例示する模式図である。

図３（ａ）に示すように、受信回路２００では、基準電圧Ｖ_ＲＥＦの信号成分を遅延させ低減する遅延要素として、基準電圧生成部９に帰還容量Ｃが設けられる。帰還容量Ｃは、図１に示す遅延回路１５に代えて付加される。

図３（ｂ）に示すように、基準電圧生成部９は、例えば、インバータアンプ２９と帰還抵抗Ｒとを含み、帰還容量Ｃは、帰還抵抗Ｒと並列にインバータアンプ２９の入力側および出力側に接続される。同図に示す基準電圧生成部９から出力される基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、次式（３）で表される。

Ｖ_ＲＥＦ＝Ｒ／（１＋ｊωＣＲ）×Ｉ_ＰＤ２・・・（３）

上式（３）に示す基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、周波数ωの高い領域で減衰し、例えば、ローパスフィルタを介した場合と同じ電圧波形が得られる。そして、帰還容量Ｃの値は、例えば、図２（ｃ）に示すパルス波形の立ち下りにおける遅延が好適な値となるように設定する。

このように、基準電圧生成部９に帰還容量Ｃを付加することにより、例えば、遅延要素としてローパスフィルタが付加された受信回路１００の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に類似する基準電圧Ｖ_ＲＥＦを出力させることができる。そして、本実施形態に係る受信回路２００では、受信回路１００に比べて回路構成が簡略化される。

（第３の実施形態）
図４は、第３の実施形態に係る受信回路３００を例示する模式図である。同図に示すように、受信回路３００は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２のピークレベルを検出するレベル検出部３３を備える。さらに、レベル検出部３３で検出されたピークレベルに基づいて、閾値電圧Ｖ_ＴＨのレベルをシフトするレベルシフト部３５を備える。

前述した受信回路１００および２００では、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２が遅延回路１５で平滑化され、電圧信号Ｖ_Ｓの中間のレベルを維持する。これにより、光信号のパルス周波数が高い時は有効に動作し、誤動作を抑制することができる。しかしながら、パルス周波数が低くなりパルス間隔が長くなると、ノイズの影響を受けて誤動作することがある。これに対し、本実施形態に係る受信回路３００は、高周波光信号、および、低周波光信号の両方を、誤動作を抑制して受信することができる。

図５は、受信回路３００の動作を示すタイムチャートである。図５（ａ）は、信号電圧Ｖ_Ｓを示し、図５（ｂ）は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１を示している。図５（ｃ）は、遅延回路１５の出力である基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２を示している。図５（ｄ）は、信号電圧Ｖ_Ｓおよび閾値電圧Ｖ_ＴＨを重ねて示すタイムチャートである。そして、図５（ｅ）は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを示す。

図５は、光信号のパルス周波数が低い場合、例えば、数ｋＨｚにおけるタイムチャートである。同図では、図２に示すタイムチャートよりも横軸の時間スケールが圧縮されている。したがって、図５（ａ）および図５（ｂ）に示す信号電圧Ｖ_Ｓおよび基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１のパルス波形は、立ち下がりの尾引きが圧縮された方形波に近い形状に表すことができる。

さらに、遅延回路１５により付加される遅延時間よりもパルス間隔が長い場合、図５（ｃ）に示すように、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２は、次のパルスの立ち上がりの前に、光信号の無いバイアスレベルＶ_Ｂに戻ってしまう。このため、パルス波形の立ち上がりにおける閾値電圧Ｖ_ＴＨは、オフセット電圧Ｖ_ＯＳと同じレベルとなりノイズの影響を受け易くなる。

そこで、本実施形態に係る受信回路３００では、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２のピークレベルをレベル検出部３３により検出し、例えば、Ｖ_ＲＥＦ２のピークレベルが所定のレベルを下回ると、レベルシフト部３５において一定のシフト電圧Ｖ_ＳＢを付加する。そして、閾値電圧Ｖ_ＴＨを、次式（４）に示すレベルにシフトさせる。

Ｖ_ＴＨ＝Ｖ_ＲＥＦ２＋Ｖ_ＯＳ＋Ｖ_ＳＢ・・・（４）

図５（ｄ）は、信号電圧Ｖ_Ｓと、レベルシフトした閾値電圧Ｖ_ＴＨと、を重ねて示している。シフト電圧Ｖ_ＳＢを好適に設定することにより、閾値電圧Ｖ_ＴＨのレベルを信号電圧Ｖ_Ｓの中間に維持しノイズの影響を受け難くすることができる。

このように、本実施形態に係る受信回路３００は、例えば、数ｋＨｚから１００ＭＨｚの広い周波数範囲に渡る光信号を、誤動作を抑制して受信することができる。

例えば、信号電圧Ｖ_Ｓのピークレベルを検出し閾値電圧Ｖ_ＴＨを単純にシフトする回路では、信号周波数が高い時に、初期のパルスと後続のパルスとの間で閾値電圧Ｖ_ＴＨが変動し、遅延時間が変動する不具合が生じることがある。すなわち、高周波信号を受信するために検出回路の時定数を短くすると、検出電圧が真のピーク値とはならずバラツキが生じるためである。

これに対し、受信回路３００では、高周波信号を受信する際に、遅延回路１５の効果により閾値電圧Ｖ_ＴＨが上昇する。このため、レベルシフトが行われず、遅延時間の変動が生じることがない。

また、送信側のＬＥＤの寄生容量に起因して光信号にピーキングが掛かり、瞬間的に大きな電流が流れる事がある。さらに、遅延時間を短縮するために、入力側に容量を追加し、故意にピーキングを生じさせる場合もある。このような場合に、信号電圧Ｖ_Ｓのピーク検出を行うと、本来のピークよりも高いピーク電圧を検出し、遅延時間の変動による誤動作を起こすことがある。これに対し、受信回路３００では、例えば、ローパスフィルタを含む遅延回路１５によりピーキングを平滑化できるため誤動作を抑制することができる。

図６は、第３の実施形態の変形例に係る受信回路４００を例示する模式図である。受信回路４００は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２のピークレベルを検出するレベル検出部３３を備える点で、受信回路３００と共通する。一方、レベル検出部３３で検出されたピークレベルに基づいて、レベルシフト部３５が信号電圧Ｖ_Ｓ１のレベルをＶ_Ｓ２へシフトする点で受信回路３００と相違する。そして、コンパレータ１３は、Ｖ_Ｓ２と閾値電圧Ｖ_ＴＨを比較して信号Ｖ_ＯＵＴを出力する。

本実施形態に係る受信回路４００でも、広い周波数範囲に渡る光信号を、誤動作を抑制して受信することができる。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

３、７・・・フォトダイオード、５・・・信号電圧生成部、９・・・基準電圧生成部、１３・・・コンパレータ、１５・・・遅延回路、１７・・・出力回路、２１・・・定電圧回路、２５、２９・・・インバータアンプ、３３・・・レベル検出部、３５・・・レベルシフト部、１００〜４００・・・受信回路、Ｃ・・・帰還容量、Ｖ_ＲＥＦ、Ｖ_ＲＥＦ１、Ｖ_ＲＥＦ２・・・基準電圧、Ｖ_Ｓ・・・信号電圧、Ｖ_ＴＨ・・・閾値電圧

Claims

光信号を受信し第１の光電流に変換する第１の受光素子と、
前記第１の光電流を信号電圧に変換する信号電圧生成部と、
前記光信号を受信し第２の光電流に変換する第２の受光素子と、
前記第２の光電流を基準電圧に変換する基準電圧生成部と、
前記基準電圧の信号成分を遅延低減する遅延要素と、
前記信号電圧と、前記基準電圧に基づく閾値電圧と、を比較する比較器と、
を備えたことを特徴とする受信回路。
前記遅延要素は、前記基準電圧生成部と、前記比較器と、の間に設けられたローパスフィルタであることを特徴とする請求項１記載の受信回路。
前記基準電圧生成部は、トランスインピーダンスアンプを含み、
前記遅延要素は、前記トランスインピーダンスアンプに付加された帰還容量であることを特徴とする請求項１記載の受信回路。
前記基準電圧のピークレベルを検出するレベル検出部と、
前記レベル検出部で検出された前記ピークレベルに基づいて前記閾値電圧をシフトするレベルシフト部と、
をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜３に記載の受信回路。
前記基準電圧のピークレベルを検出するレベル検出部と、
前記レベル検出部で検出された前記ピークレベルに基づいて前記信号電圧のレベルをシフトするレベルシフト部と、
をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜３に記載の受信回路。