JPH04336712A - アナログ・デジタル変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばモータ制御回路
等に用いるのに適したアナログ・デジタル変換回路に関
する。

【０００２】

【従来の技術】例えば、モータ制御回路等では、マイク
ロプロセッサを用い、ソフトウエアによる制御を行うよ
うにしたものがある。従来のモータ制御回路によれば、
アナログ・デジタルコンバータＩＣを用いているため、
コスト高になるというような難点があることから、本出
願人は、アナログ・デジタルコンバータＩＣを必要とし
ないアナログ・デジタル変換回路に関して先に特許出願
した。図１２はその一例を示す。

【０００３】図１２において、例えば速度指令電圧であ
るアナログ信号２９はコンパレータ２１で三角波３０と
比較され、コンパレータ２１の出力３１は、カウンタ２
３を有するマイクロプロセッサ２５に入力されるように
なっている。マイクロプロセッサ２５は、カウンタ２３
のカウント値を利用して速度指令電圧に対応したデジタ
ル信号を得ると共に、エンコーダ２８からのモータ２７
の回転速度信号と上記デジタル信号の偏差がゼロとなる
ようにインバータ２６を制御するようになっている。

【０００４】上記アナログ・デジタル変換回路の動作を
図１３を参照しながら説明する。コンパレータ２１は（
ａ）に示すようにアナログ信号２９と三角波３０を比較
し、（ｂ）に示すようなパルス幅変調（ＰＷＭ）信号３
１を出力する。マイクロプロセッサ２５は、カウンタ２
３が計数動作するための（ｃ）に示す一定周波数の内部
クロックパルスを発生する。

【０００５】マイクロプロセッサ２５はまた、（ｄ）の
ようにＰＷＭ信号３１の立上り及び立下りのエッジでカ
ウンタ２３をクリアすると共に、（ｅ）のようにそのと
きのカウンタ２３のピーク値をカウンタバッファに取り
込んでおく。また、（ｂ）のＡ点、Ｂ点及び（ｆ）で示
すように、ＰＷＭ信号３１のエッジの直後にその時のＰ
ＷＭ信号３１のレベルが「Ｌ」か「Ｈ」かを判断する。 Ａ点のように「Ｌ」の場合はその直前にカウンタバッフ
ァに取り込んだ計測値は「Ｈ」の区間の計測値と判断し
、Ｂ点のように「Ｈ」の場合はその直前にカウンタバッ
ファに取り込んだ計測値は「Ｌ」の区間の計測値と判断
する。（ｇ）は「Ｈ」区間の計測値Ｔｈ（ｎ）を、（ｈ
）は「Ｌ」区間の計測値Ｔｌ（ｎ）を示す。

【０００６】こうして得られた「Ｈ」の区間と「Ｌ」の
区間の計測値を合計することによって（ｉ）のように周
期Ｔａｌｌ（ｎ）＝Ｔｈ（ｎ）＋Ｔｌ（ｎ）を得ること
ができる。マイクロプロセッサ３は Ｄｏｕｔ（ｎ）＝｛Ｔｈ（ｎ）｝／｛Ｔａｌｌ（ｎ）｝
×（定数）　　　　（１） すなわち、ＰＷＭ信号３１の（「Ｈ」のの区間）／（周
期）を演算し、これを定数倍してデジタル出力データと
する。

【０００７】このようにして求められたデジタル信号を
速度指令値としてソフトウエアによる速度制御に供する
。すなわち、マイクロプロセッサ２５は、デジタル変換
された上記速度指令値とエンコーダ２８からのモータ２
７の回転速度との偏差を演算し、偏差がゼロとなるよう
にインバータ２６を制御する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】図１２に示すようなア
ナログ・デジタル変換回路によれば、Ａ／Ｄコンバータ
ＩＣを用いることなくＡ／Ｄ変換回路を構成することが
できるし、何らかの原因で三角波の周波数が変動したと
してもデジタル出力データは変動しないという利点があ
る。しかしながら、上記アナログ・デジタル変換回路で
は、デジタル出力データが温度により変化する欠点があ
る。以下、その理由を説明する。

【０００９】いま、図１２のアナログ信号２９を一定電
圧としたとき、ＰＷＭ信号３１のデューティ、すなわち
、ＰＷＭ信号３１の（正の区間）／（周期）が一定であ
るならば（１）式の出力データは一定であるはずである
。しかし、温度変化によってＰＷＭ信号３１のデューテ
ィが変化し、（１）式の出力データが変化する。ＰＷＭ
信号３１のデューティが変化する重な原因として次の３
つがある。 ■三角波の振幅が温度によって変化する。 ■三角波の直流分が温度により変化する。 ■コンパレータのオフセット電圧が温度により変化する
。

【００１０】上記■については、三角波発生回路を構成
するアナログ素子の温度特性を考慮して設計することに
より容易にかつ低コストで対策をとることができる。し
かしながら、上記■■については、回路素子の選択だけ
では相当なコストアップになる。

【００１１】本発明は、このような問題点を解消するた
めになされたもので、アナログ・デジタル変換に用いる
三角波の直流分が温度により変化しても、また、コンパ
レータのオフセット電圧が温度により変化しても、デジ
タル出力データが変化することのないようにした低コス
トのアナログ・デジタル変換回路を提供することを目的
とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、アナログ信号
を三角波と比較してパルス幅変調信号に変換し、パルス
幅変調信号の正又は負の区間を計測してデジタル信号に
変換するアナログ・デジタル変換回路において、パルス
幅変調信号のデューティに対応するデータから、一定電
圧と上記三角波を比較して得られる矩形波のデューティ
に対応するデータを引くことによりアナログ信号からデ
ジタルデータに変換することを特徴とする。

【００１３】

【作用】三角波の直流分が温度により変化し、また、コ
ンパレータのオフセット電圧が温度により変化すると、
パルス幅変調信号のデューティ及び矩形波のデューティ
が変化する。パルス幅変調信号のデューティに対応する
データから矩形波のデューティに対応するデータを引く
ことにより、パルス幅変調信号のデューティに対応する
データに含まれる三角波の直流分の温度による変化分及
びコンパレータのオフセット電圧の温度による変化分が
キャンセルされる。

【００１４】

【実施例】以下、図１ないし図１１を参照しながら本発
明にかかるアナログ・デジタル変換回路の実施例につい
て説明する。なお、図示の実施例では、図１２に示した
従来例と同様に、アナログ・デジタル変換回路をモータ
の速度制御回路に適用した例になっている。

【００１５】図１において、例えば速度指令電圧である
アナログ信号９は第１のコンパレータ１で三角波１０と
比較されてパルス幅変調（ＰＷＭ）信号１１に変換され
、このＰＷＭ信号１１は、第１のカウンタ３と第２のカ
ウンタ４を有するマイクロプロセッサ５の上記第１のカ
ウンタ３に入力される。一方、一定電圧（ここではグラ
ンド電圧）と三角波１０が第２のコンパレータ２で比較
され、矩形波１２が形成される。矩形波１２はマイクロ
プロセッサ５の上記第２のカウンタ４に入力される。

【００１６】上記カウンタ３は、ＰＷＭ信号１１のデュ
ーティに対応するカウント値を得る。カウンタ４は、矩
形波１２のデューティに対応するカウント値を得る。マ
イクロプロセッサ５は、ＰＷＭ信号１１のデューティに
対応するデータから、矩形波１２のデューティに対応す
るデータを引いたデジタルデータＤｏｕｔ２（ｎ）を出
力すると共に、エンコーダ８からのモータ７の回転速度
信号と上記アナログ信号９の偏差がゼロとなるようにイ
ンバータ２６を制御するようになっている。

【００１７】次に、図２を併せて参照しながら上記実施
例の動作を詳細に説明する。指令信号であるアナログ信
号９は、第１のコンパレータ１によって三角波１０と比
較される。図２（ａ）（ｂ）に示すように、アナログ信
号９はそのレベルに応じて三角波１０を横切るレベル位
置が異なるため、コンパレータ１の出力は、アナログ信
号９のレベルに応じたＰＷＭ信号１１となる。この例で
はアナログ信号９の電圧が三角波の電圧より大きいとき
コンパレータ１のＰＷＭ信号１１が「Ｈ」となるように
接続されている。

【００１８】一方、第２のコンパレータ２は一定電圧で
あるグランド電圧と三角波１０を比較し、図２（ｃ）に
示す矩形波１２を出力する。グランド電圧すなわち０Ｖ
と三角波１０を比較するため、矩形波１２のデューティ
はほぼ５０％である。

【００１９】マイクロプロセッサ５のカウンタ３及びカ
ウンタ４は内部クロックを利用して、それぞれＰＷＭ信
号１１及び矩形波１２の「Ｈ」区間及び「Ｌ」区間をカ
ウントする。それぞれの区間のカウント値を図２（ｄ）
（ｅ）（ｆ）（ｇ）に示すようにＴｈ１（ｎ）、Ｔｌ１
（ｎ）、Ｔｈ２（ｎ）、Ｔｌ２（ｎ）とする。（ｎ）は
、ｎ回目のサンプリング値であることを意味している。 マイクロプロセッサ５は上記カウント値から、デジタル
出力データＤｏｕｔ２（ｎ）を次式で計算する。 　　　　　　　　　　　　　　Ｋ：定数　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　（２）

【００２０】（２）式の第１項
はＰＷＭ信号１１のデューティに対応するデータ、第２
項は矩形波１２のデューティに対応するデータ、第３項
は定数である。即ち、（２）式はＰＷＭ信号１１のデュ
ーティに対応するデータから矩形波１２のデューティに
対応するデータを引いている。分母のＴｈ２（ｎ）＋Ｔ
ｌ２（ｎ）は周期を表す。ＰＷＭ信号１１のＴｈ１（ｎ
）＋Ｔｌ１（ｎ）で計算しても周期を表すが、ＰＷＭ信
号１１は変化するデータでありノイズ分が大きいことか
ら、ここではノイズ分が少ない矩形波１２の周期を用い
ている。また、（２）式の第２項の−｛Ｋ×Ｔｈ２（ｎ
）｝／｛Ｔｈ２（ｎ）＋Ｔｌ２（ｎ）｝と第３項のＫ／
２の和は、矩形波１２のデューティが約５０％であるこ
とからＴｈ２（ｎ）≒Ｔｌ２（ｎ）を用いてほぼ０とな
る。従って、（２）式は第１項の寄与が大きく、前記（
１）式とほぼ同じになる。すなわち、第２項＋第３項が
補正項となっている。

【００２１】次に、上記補正の効果について説明する。 まず、図１２に示した従来例の温度特性の原因について
考察する。コンパレータのモデルを図３に、三角波のモ
デルを図４に示す。図３（ａ）に示す実際のコンパレー
タ１は、図３（ｂ）に示すように、理想コンパレータ１
ａにオフセット電圧Ｖｏｆを加えたものと考えることが
できる。オフセット電圧Ｖｏｆは温度特性をもつ。理想
コンパレータ１ａは、アナログ信号であるＶｒｅｆと、
Ｖｔｒｉ＋Ｖｏｆとを比較する。Ｖｔｒｉは三角波１０
を意味する。

【００２２】図４（ａ）は理想的な三角波、図４（ｂ）
は実際の三角波を示す。実際の三角波Ｖｔｒｉは、理想
的な三角波の交流分Ｖａｃに直流分Ｖｄｃを加えたもの
と考えることができる。直流分Ｖｄｃは温度特性をもつ
。交流分Ｖａｃの振幅も温度特性をもつが、前述のよう
に、三角波発生回路のアナログ素子の温度係数に注意し
た設計により、ＶｏｆやＶｄｃの温度特性に比べて無視
できる程度に極めて小さくすることができる。

【００２３】図３、図４から明らかなように、コンパレ
ータ１のプラス入力ＶｒｅｆはＶｔｒｉ＋Ｖｏｆ＝Ｖａ
ｃ＋Ｖｄｃ＋Ｖｏｆと比較される。ここでＶｄｃとＶｏ
ｆの温度特性が問題であり、前述の問題点■■がこれに
該当する。

【００２４】図５、図６は、図３、図４のモデルを図１
の実施例にあてはめたものである。図６では図５に対し
Ｖｏｆ１を等価的に三角波の直流分に置き換えている。 第１のカウンタ３から得られるＴｈ１（ｎ）及びＴｌ１
（ｎ）はアナログ信号Ｖｒｅｆと三角波Ｖａｃ＋Ｖｄｃ
＋Ｖｏｆ１を比較して得られたＰＷＭ信号を計測した値
と考えることができる。また、Ｔｈ２（ｎ），Ｔｌ２（
ｎ）については、オフセット電圧 　　Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１＝ 　　　　（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１）２５℃＋（Ｖｏｆ２−
Ｖｏｆ１）Δｔ℃　　　　　　　　（３）をもつコンパ
レータにて、０Ｖと三角波Ｖａｃ＋Ｖｄｃ＋Ｖｏｆ１を
比較して得られた矩形波信号を計測した値と考えること
ができる。（３）式の右辺の第１項は２５℃におけるＶ
ｏｆ２−Ｖｏｆ１の値、第２項は２５℃から温度が変化
した場合のＶｏｆ２−Ｖｏｆ１の変化量を示している。

【００２５】ここで、（３）式をゼロとみなすために次
の二つの条件を設定する。 条件■：（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１）２５℃をボリューム又
はソフトウエアで調整する。 条件■：図１に示す実施例の二つのコンパレータ１，２
を１パッケージに組み込んだコンパレータＩＣとしてＶ
ｏｆ１，Ｖｏｆ２の温度特性がほぼ等しいものを使用す
る。上記二つの条件を満足するようにコンパレータ１，
２及びその周辺の回路を設計すれば、温度特性も含めて
Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１≒０を実現できる。条件■は図６の
（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１）２５℃あるいは（３）式の第１
項をゼロとする。条件■は図６の（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１
）Δｔ℃あるいは（３）式の第２項をゼロとする。条件
■■の両辺が満足するとき、（３）式の右辺はゼロとな
る。

【００２６】上記の条件■■を満足した場合、図１の実
施例は図７のモデルと同等になる。図７のモデルでは、
温度特性をもたない理想コンパレータ１ａ，２ａに同じ
三角波Ｖａｃ＋Ｖｄｃ＋Ｖｏｆ１を入力することになり
、二つのコンパレータ１，２のオフセット電圧の温度特
性の差はキャンセルされる。なお、図１、図２における
Ｔｈ１（ｎ），Ｔｌ１（ｎ），Ｔｈ２（ｎ），Ｔｌ２（
ｎ）と図５ないし図７のそれらは全く同じものであり、
ただ、ＰＷＭ信号及び矩形波を発生させるモデルのみが
異なっている。

【００２７】図７に示すモデルにおいてＶｄｃ＋Ｖｏｆ
１が温度により変化したときの波形を図８、図９に示す
。図８はＶｄｃ＋Ｖｏｆ１＝０の場合、図９はＶｄｃ＋
Ｖｏｆ１＞０の場合を示す。この二つの場合を区別する
ために、図９ではＴｈ１（ｎ），Ｔｌ１（ｎ），Ｔｈ２
（ｎ），Ｔｌ２（ｎ）に「′」を付けた。Ｖｒｅｆの変
化に対して三角波の周波数が十分に高く、三角波の１周
期内でＶｒｅｆがほとんど変化しないとすると、　　Ｔ
ｈ１（ｎ）＋Ｔｌ１（ｎ）＝Ｔｈ２（ｎ）＋Ｔｌ２（ｎ
）＝Ａ￣Ｃが成り立つ。図９でも同様である。

【００２８】図８において三角波の振幅をＡｍとすると
、 が成り立つ。ここで、Ｖｒｅｆが刻々と変化していると
いう意味で（ｔ）を付けた。（２）式よりとなり、同様
に図９においても となる。従って、（２）式は となる。ここで「′」はＶｄｃ＋Ｖｏｆ１の異なる図か
ら求めたことを区別するために付けた。

【００２９】（４）式と（５）式はＶｒｅｆ（ｔ）とＤ
ｏｕｔ２（ｎ）、Ｖｒｅｆ（ｔ）とＤｏｕｔ２′（ｎ）
が一次式の関係であり、アナログ信号をデジタル信号に
線形に変換することを意味している。（４）式と（５）
式から、温度変化によってＶｄｃ＋Ｖｏｆ１が変化して
も（２）式の値は不変であることが証明される。また図
９においてＡ￣ＣとＡ′￣Ｃ′が異なっていても、（４
）式と（５）式の結果は同じである。すなわち、三角波
の周波数が変化しても（２）式の値は不変である。

【００３０】以上、図１に示す実施例において、図２の
ようにして求めた値Ｔｈ１（ｎ），Ｔｌ１（ｎ），Ｔｈ
２（ｎ），Ｔｌ２（ｎ）を用いて（２）式より計算した
出力データは、 ■三角波の振幅が温度により変化しない（Ｖａｃが温度
により変化しない）。 ■（コンパレータ２のオフセット電圧）−（コンパレー
タ１のオフセット電圧）がゼロ（即ち（３）式＝０、あ
るいは前記条件■■）。という条件のもとで、ａ．三角
波の直流分Ｖｄｃの変化に対して不変である。 ｂ．コンパレータ１のオフセット電圧ｏｆ１の変化に対
して不変である。 ｃ．三角波の周波数変化に対して不変である。ことが明
らかになった。

【００３１】従って、温度変化により、三角波の直流分
が変化しても、第１のコンパレータ１のオフセット電圧
が変化しても、三角波の周波数が変化しても、（２）式
で求められるデジタルデータは変化せず、温度特性が改
善される。なお、上記条件■より、Ｖｏｆ２の温度特性
がＶｏｆ１の温度特性とほぼ等しいとき、第２のコンパ
レータのオフセット電圧が温度により変化しても、（２
）式のデジタルデータは温度により変化しないというこ
とができる。

【００３２】なお、前に述べた（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１）
２５℃を調整するという条件■は、モデルを簡単にして
説明しやすくするために用いたもので、上記の結論には
影響を及ぼさない。以下にこれを説明するとともに、併
せて外付けのボリュームによる調整方法ではなく、ソフ
トウエアによる（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１）２５℃の調整方
法についても説明する。

【００３３】図６においてコンパレータのオフセット電
圧差の温度による変化分、すなわち（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ
１）Δｔ℃がゼロに調整されたモデルを図１０に示す。 図１１はこの時のコンパレータ１，２の動作を示す。コ
ンパレータ２では０Ｖと三角波Ｖａｃ＋Ｖｄｃ＋Ｖｏｆ
１＋（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１）２５℃が比較される。図１
２（ｂ）ではこの三角波を破線で示している。このとき
三角波の周波数がＶｒｅｆの変化より速いとすると、Ｔ
ｈ１（ｎ）＋Ｔｌ１（ｎ）＝Ｔｈ２（ｎ）＋Ｔｌ２（ｎ
）＝Ｌ￣Ｎが成り立つ。

【００３４】なお、図８、図９ではそれぞれ一つの図の
中にＶｒｅｆと三角波を比較したコンパレータ１の出力
、０Ｖと三角波を比較したコンパレータ２の出力を合わ
せて示しており、図８、図９は別の時間である。これに
対して図１１では、（ａ）でＶｒｅｆと三角波を比較し
たコンパレータ１の出力、（ｂ）で０Ｖと三角波を比較
したコンパレータ２の出力を示しており、同じ瞬間であ
る。すなわち、（ａ）のＬ￣Ｎと（ｂ）のＬ￣Ｎは全く
同じものである。従って、（ｂ）では「′」を付けてい
ない。

【００３５】さて、図１１（ａ）より また、図１１（ｂ）より が成り立つ。上の２式を（２）式に代入すると、が得ら
れる。これを変形した と図７のモデルから得られた（５）式を比較すると、左
辺の（Ｋ／２Ａｍ）（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１）２５℃のみ
が異なる。この項は温度により変化しない項である。

【００３６】従って、（２）式により得られた値Ｄｏｕ
ｔ２（ｎ）から常に（Ｋ／２Ａｍ）（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ
１）２５℃を引いてオフセット電圧補償した値を新たに
Ｄｏｕｔ２（ｎ）と考えれば、図７に関する説明は、（
Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１）２５℃がゼロでない図１０のモデ
ルにあてはまる。このようにして、外付けのボリューム
の調整によらず、ソフトウエアでオフセット調整を行う
ことができる。

【００３７】オフセット補正も含めると（２）式はとな
る。

【００３８】なお、（Ｋ／２Ａｍ）（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ
１）２５℃の求め方について説明しておく。アナログ入
力Ｖｒｅｆ＝０Ｖとして（２）式よりＤｏｕｔ２を求め
る。このときのデジタルデータＤｏｕｔ２は（６）式よ
り、 の値となっている。Ｋは、予め定めた定数であるから、
上式より（Ｋ／２Ａｍ）（Ｖｏｆ２−Ｖｏｆ１）２５℃
に対応するデジタルデータが求められる。つまり、アナ
ログ入力がゼロのときに、デジタルデータの値がＫ／２
よりどれだけずれているかを求めればよい。

【００３９】以上説明した実施例によれば、アナログ信
号９を三角波１０と比較してパルス幅変調信号１１に変
換するコンパレータ１と、パルス幅変調信号１１の「Ｈ
」又は「Ｌ」の区間を計測してデジタル信号に変換する
カウンタ３とを有するアナログ・デジタル変換回路にお
いて、パルス幅変調信号１１のデューティに対応するデ
ータから、一定電圧と三角波１０を比較して得られる矩
形波１２のデューティに対応するデータを引くことによ
りアナログ信号からデジタルデータに変換するようにし
たため、三角波１０の直流分が温度により変化し、また
、コンパレータ１，２のオフセット電圧が温度により変
化してパルス幅変調信号１１のデューティ及び矩形波１
２のデューティが変化しても、パルス幅変調信号１１の
デューティに対応するデータに含まれる三角波１０の直
流分の温度による変化分及びコンパレータ１，２のオフ
セット電圧の温度による変化分がキャンセルされ、温度
変化による誤差のない精度の高いアナログ・デジタル変
換回路を得ることができる。

【００４０】次に、本発明の各種変形例について説明す
る。本発明の核心は（２）式である。すなわち（デジタ
ル出力データ）＝Ｋ×｛（コンパレータ１の出力のデュ
ーティ）−（コンパレータ２の出力のデューティ）＋１
／２｝　　　　　　　　　　（８）である。Ｋは定数で
あり、割算のとき桁落ちを防ぐために予めＫを掛けてお
く。もっとも、演算の工夫でＫを掛ける作業を除くこと
も可能である。また、１／２はバイアス量であり、デジ
タル出力を負の値にさせない目的である。従って、負の
値になっても差し支えない場合は１／２の項はなくても
よい。

【００４１】（７）式でオフセット補正について検討し
たが、使用するコンパレータのオフセット電圧が小さく
て無視できる程度であるときはオフセット補正をしなく
てもよい。

【００４２】（２）式ではデューティを求めるための周
期としてコンパレータ２の出力の周期を用いたが、コン
パレータ１の出力の周期を用いてもよい。また、コンパ
レータ２の入力は０Ｖとしたが、温度変化のない一定電
圧であれば０Ｖ以外でも可能である。（２）式では「Ｈ
」区間のデューティにより計算しているが、「Ｌ」区間
のデューティにより計算してもよい。

【００４３】図１の実施例では、アナログ・デジタル変
換回路をモータの速度制御回路に適用していたが、本発
明は、アナログ入力をデジタルデータに変換してそのデ
ータにより何かの処理を行う他のシステムを除外するも
のではない。

【００４４】図示の実施例ではマイクロプロセッサ内蔵
のカウンタを使用するようになっていたが、ゲートアレ
イ等でカウンタ回路を作成し、そこで得られた「Ｈ」区
間の計測値、「Ｌ」区間の計測値をマイクロコンピュー
タに取り込んで（２）式の処理を行うことも可能である
。

【００４５】コンパレータ１、コンパレータ２に入力す
る三角波は必ずしも全く同一でなくてもよい。コンパレ
ータ１に入力する三角波とコンパレータ２に入力する三
角波の直流分が異なっていてもよい。この直流分の差を
Δｄｃとおき、図６においてＶｏｆ２−Ｖｏｆ１をＶｏ
ｆ２−Ｖｏｆ１＋Δｄｃと考えれば、今までの説明はそ
のまま通用する。

【００４６】

【発明の効果】本発明によれば、アナログ信号を三角波
と比較してパルス幅変調信号に変換するコンパレータと
、パルス幅変調信号の正又は負の区間を計測してデジタ
ル信号に変換するカウンタとを有するアナログ・デジタ
ル変換回路において、パルス幅変調信号のデューティに
対応するデータから、一定電圧と三角波を比較して得ら
れる矩形波のデューティに対応するデータを引くことに
よりアナログ信号からデジタルデータに変換するように
したため、三角波の直流分が温度により変化し、また、
コンパレータのオフセット電圧が温度により変化してパ
ルス幅変調信号のデューティ及び矩形波のデューティが
変化しても、パルス幅変調信号のデューティに対応する
データに含まれる三角波の直流分の温度による変化分及
びコンパレータのオフセット電圧の温度による変化分が
キャンセルされ、温度変化による誤差のない精度の高い
アナログ・デジタル変換回路を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかるアナログ・デジタル変換回路の
実施例を示すブロック図である。

【図２】同上実施例の動作を示すタイミングチャートで
ある。

【図３】上記実施例中のコンパレータのモデルを示すブ
ロック図である。

【図４】上記実施例に用いられる三角波のモデルを示す
波形図である。

【図５】上記実施例の温度特性を考慮したモデルを示す
ブロック図である。

【図６】上記実施例の温度特性を考慮した別のモデルを
示すブロック図である。

【図７】上記実施例中の二つのコンパレータのオフセッ
ト電圧差をゼロに調整したモデルを示すブロック図であ
る。

【図８】図７のモデルにおいて三角波の直流分とコンパ
レータのオフセットが温度変化した場合のタイミングチ
ャートである。

【図９】同じく三角波の直流分とコンパレータのオフセ
ット電圧が温度変化した別の場合のタイミングチャート
である。

【図１０】上記実施例中の二つのコンパレータのオフセ
ット電圧差の温度による変化分をゼロに仮定したモデル
を示すブロック図である。

【図１１】図１０のモデルの動作を示すタイミングチャ
ートである。

【図１２】本発明の完成前に考えられていたアナログ・
デジタル変換回路の例を示すブロック図である。

【図１３】同上アナログ・デジタル変換回路の動作を示
すタイミングチャートである。

【符号の説明】

１　　コンパレータ ３　　カウンタ ９　　アナログ信号 １０　　三角波 １１　　パルス幅変調信号 １２　　矩形波

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　アナログ信号を一定周波数で一定振幅
   の三角波と比較してパルス幅変調信号に変換するコンパ
   レータと、上記パルス幅変調信号の「Ｈ」又は「Ｌ」の
   区間を計測してデジタル信号に変換するカウンタとを有
   してなるアナログ・デジタル変換回路であって、上記パ
   ルス幅変調信号のデューティに対応するデータから、一
   定電圧と上記三角波を比較して得られる矩形波のデュー
   ティに対応するデータを引くことによりアナログ信号か
   らデジタルデータに変換することを特徴とするアナログ
   ・デジタル変換回路。
2. 【請求項２】　　アナログ入力がゼロのときのデジタル
   データをオフセット補正値として用いる請求項１記載の
   アナログ・デジタル変換回路。