JP2795443B2 - 位置検出信号の処理方式 - Google Patents
位置検出信号の処理方式Info
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- JP2795443B2 JP2795443B2 JP25807488A JP25807488A JP2795443B2 JP 2795443 B2 JP2795443 B2 JP 2795443B2 JP 25807488 A JP25807488 A JP 25807488A JP 25807488 A JP25807488 A JP 25807488A JP 2795443 B2 JP2795443 B2 JP 2795443B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明はロータリエンコーダ、リニアエンコーダ等
の位置信号の処理方式に関する。
の位置信号の処理方式に関する。
（従来の技術） たとえば、油圧シリンダのピストンロッドのストロー
ク位置を検出するために、ピストンロッドに所定の間隔
で磁気スケールを埋め込み、シリンダ側に取り付けた磁
気センサからの出力信号をパルス化して計数することが
ある。
ク位置を検出するために、ピストンロッドに所定の間隔
で磁気スケールを埋め込み、シリンダ側に取り付けた磁
気センサからの出力信号をパルス化して計数することが
ある。
これを第６図と第７図を参照して説明すると、51はピ
ストンロッドのストロークにより磁気スケールの最小間
隔（１目盛り）について一周期となる正弦波を出力する
磁気センサで、第６図に示すように互いに90゜位相が異
なるように２個セットされる。
ストンロッドのストロークにより磁気スケールの最小間
隔（１目盛り）について一周期となる正弦波を出力する
磁気センサで、第６図に示すように互いに90゜位相が異
なるように２個セットされる。
これらセンサからの信号（センサ信号）eA,eBをコン
パレータ52で波形整形して方形波eA0,eB0に変換し、こ
れを入力として位相弁別（方向弁別とも言う）・逓倍回
路53で、下記の論理式に基づいて正方向パルスと逆方向
パルスを作り、これらパルスをアップ・ダウンカウンタ
54でカウントしてピストンロッド位置を検出する。
パレータ52で波形整形して方形波eA0,eB0に変換し、こ
れを入力として位相弁別（方向弁別とも言う）・逓倍回
路53で、下記の論理式に基づいて正方向パルスと逆方向
パルスを作り、これらパルスをアップ・ダウンカウンタ
54でカウントしてピストンロッド位置を検出する。
正方向パルス ＝eA0（↑）・B0＋eA0（↓）・eB0 ＋eB0（↑）・eA0＋eB0（↓）・A0 逆方向パルス ＝eA0（↑）・eB0＋eA0（↓）・B0 ＋eB0（↑）・A0＋eB0（↓）・eA0 ただし、 eA0（↑）;eA0の立ち上がりで発生するパルス eB0（↑）;;eB0の立ち上がりで発生するパルス eA0（↓）;eA0の立ち下がりで発生するパルス eB0（↓）;eB0の立ち下がりで発生するパルス A0;eA0の反転信号 B0;eB0の反転信号 ・；論理積 したがって、位置検出の分解能はセンサ信号の一周期
の1/4、すなわち１目盛りの1/4のストローク位置まで検
出可能となる。
の1/4、すなわち１目盛りの1/4のストローク位置まで検
出可能となる。
（発明が解決しようとする課題） このような方式ではセンサ信号の一周期を４分割する
のが限度のため、ストローク位置の検出精度を高めるに
は、１目盛りの間隔（スケールピッチ）を短くして密に
しなければならないが、目盛りを細かく刻むには加工上
の限度があり、微小ストロークの検出はできなかった。
のが限度のため、ストローク位置の検出精度を高めるに
は、１目盛りの間隔（スケールピッチ）を短くして密に
しなければならないが、目盛りを細かく刻むには加工上
の限度があり、微小ストロークの検出はできなかった。
そこで、パルス幅変調方式による内挿補間技術を用い
て位置検出を行うようにしたものが提案されている（特
願昭62−99203号）。
て位置検出を行うようにしたものが提案されている（特
願昭62−99203号）。
これを第８図のブロック図で説明すると、9A,9Bは磁
気スケール（図示せず）に対し、互いに１目盛りの1/4
だけずらして設けられる一対の磁気センサで、これらセ
ンサ9A,9Bからは第９図に示すセンサ信号eA,eBが得られ
る。以下には、eAを「Ａ相信号」、eBを「Ｂ相信号」と
称することもある。また、eAとＡ相信号の反転信号であ
るＡ（後述する）とを合わせてＡ相信号、eBとＢ相信
号の反転信号であるＢ（後述する）を合わせてＢ相信
号と称することがある。第９図では第６図と同様に正弦
波を便宜上三角波で表している。
気スケール（図示せず）に対し、互いに１目盛りの1/4
だけずらして設けられる一対の磁気センサで、これらセ
ンサ9A,9Bからは第９図に示すセンサ信号eA,eBが得られ
る。以下には、eAを「Ａ相信号」、eBを「Ｂ相信号」と
称することもある。また、eAとＡ相信号の反転信号であ
るＡ（後述する）とを合わせてＡ相信号、eBとＢ相信
号の反転信号であるＢ（後述する）を合わせてＢ相信
号と称することがある。第９図では第６図と同様に正弦
波を便宜上三角波で表している。
粗位置の検出については、センサ信号eA,eBをコンパ
レータ10A,10Bで波形整形して方形波信号eA0,eB0に変換
し、これを方向弁別回路11に入力させると、粗パルス
（粗位置に対応するパルス）が得られる。この粗パルス
を粗カウンタ12にてカウントすると、そのカウント値
が、第９図においてＡ相信号eAのゼロクロス点（同図の
，，…）、つまり粗位置に対応する。なお、Ｐは
スケールピッチである。
レータ10A,10Bで波形整形して方形波信号eA0,eB0に変換
し、これを方向弁別回路11に入力させると、粗パルス
（粗位置に対応するパルス）が得られる。この粗パルス
を粗カウンタ12にてカウントすると、そのカウント値
が、第９図においてＡ相信号eAのゼロクロス点（同図の
，，…）、つまり粗位置に対応する。なお、Ｐは
スケールピッチである。
一方、精位置については、Ｂ相信号eBの一周期（第９
図で〜の区間）を半周期ずつ２つの部分（〜と
からの各区間）に分割し、前半周期をＢ相信号eB,
後半周期をＢ相信号の反転信号（Ｂ相反転信号）Ｂを
用いて求める。
図で〜の区間）を半周期ずつ２つの部分（〜と
からの各区間）に分割し、前半周期をＢ相信号eB,
後半周期をＢ相信号の反転信号（Ｂ相反転信号）Ｂを
用いて求める。
具体的には、Ｂ相信号eBとこれをインバータ13により
反転して得られるＢ相反転信号Ｂとをこれらに対応す
るPWM変調器14,15に入力し、正弦波発信器16からの高周
波変調信号eMでパルス幅変調（PWM）すると、一対のPWM
信号（１），（２）が得られる。そして、一対のPWM信
号（１），（２）からはマルチプレクサ17,AND回路21,
分周器23の働きにて精パルス（精位置に対応するパル
ス）が作られ、これが精カウンタ24にカウントされる。
第11図にセンサ信号と変調信号の振幅・振央が一致して
いる場合の精位置検出の実験結果を示す。第11図におい
て、前半部（ストロークが（1/2）Ｐまで）での精カウ
ントはＢ相信号により、また後半部（（1/2）Ｐ以降
の）での精カウントはＢ相反転信号により得られるもの
で、精カウントに良好な直線性が得られている。
反転して得られるＢ相反転信号Ｂとをこれらに対応す
るPWM変調器14,15に入力し、正弦波発信器16からの高周
波変調信号eMでパルス幅変調（PWM）すると、一対のPWM
信号（１），（２）が得られる。そして、一対のPWM信
号（１），（２）からはマルチプレクサ17,AND回路21,
分周器23の働きにて精パルス（精位置に対応するパル
ス）が作られ、これが精カウンタ24にカウントされる。
第11図にセンサ信号と変調信号の振幅・振央が一致して
いる場合の精位置検出の実験結果を示す。第11図におい
て、前半部（ストロークが（1/2）Ｐまで）での精カウ
ントはＢ相信号により、また後半部（（1/2）Ｐ以降
の）での精カウントはＢ相反転信号により得られるもの
で、精カウントに良好な直線性が得られている。
前記の変調信号eMとして正弦波を採用するのは、セン
サ信号eBが正弦波の一部であるため、同じ正弦波の変調
信号とすることで、PWM変調して得られるデューティ比
（eMの一周期に対するハイレベル時間の割合）が第10図
に示す内挿直線eIの値（例えばeIi）と近似的に一致す
る（eMの周波数を無限大とした理想状態では内挿直線と
完全に一致する）ことが理論的に照明されるからであ
る。
サ信号eBが正弦波の一部であるため、同じ正弦波の変調
信号とすることで、PWM変調して得られるデューティ比
（eMの一周期に対するハイレベル時間の割合）が第10図
に示す内挿直線eIの値（例えばeIi）と近似的に一致す
る（eMの周波数を無限大とした理想状態では内挿直線と
完全に一致する）ことが理論的に照明されるからであ
る。
この場合、精位置を高精度に保つためのポイントは、
Ｂ相信号eBと変調信号eMの振幅・振央を一致させること
にあり、わずかな不一致があっても精位置の検出精度に
悪影響を及ぼす。たとえば、第12図（Ａ）と第12図
（Ｂ）に振幅の合わせ誤差を生じた場合（第12図（Ａ）
がセンサ信号振幅＞変調信号振幅の場合、第12図（Ｂ）
がその逆の場合）の精位置実験結果を示すと（同図は粗
位置間の精位置を100パルスで計数するので、デューテ
ィ比1.0のとき精カウント100、デューティ比０のとき精
カウント０である）、第11図と比較して第12図（Ａ）上
段では、Ｂ相信号（Ｂ相反転信号についても）のピーク
値（最大値，最小値）近傍で精カウントが飽和状態とな
り、直線性がくずれていることがわかる。なお、第12図
（Ａ）上段において前半部に示す精カウントはＢ相信号
より得られるのに対して、後半部に示す精カウントはＢ
相反転信号より得られる。ただし、Ｂ相反転信号は第12
図（Ａ）下段に示していない。また、両信号の合わせ誤
差ばかりでなく、センサ信号自体がスケールピッチ毎に
変動するため、絶えず高精度な位置検出分解能を保つこ
とは難しい。
Ｂ相信号eBと変調信号eMの振幅・振央を一致させること
にあり、わずかな不一致があっても精位置の検出精度に
悪影響を及ぼす。たとえば、第12図（Ａ）と第12図
（Ｂ）に振幅の合わせ誤差を生じた場合（第12図（Ａ）
がセンサ信号振幅＞変調信号振幅の場合、第12図（Ｂ）
がその逆の場合）の精位置実験結果を示すと（同図は粗
位置間の精位置を100パルスで計数するので、デューテ
ィ比1.0のとき精カウント100、デューティ比０のとき精
カウント０である）、第11図と比較して第12図（Ａ）上
段では、Ｂ相信号（Ｂ相反転信号についても）のピーク
値（最大値，最小値）近傍で精カウントが飽和状態とな
り、直線性がくずれていることがわかる。なお、第12図
（Ａ）上段において前半部に示す精カウントはＢ相信号
より得られるのに対して、後半部に示す精カウントはＢ
相反転信号より得られる。ただし、Ｂ相反転信号は第12
図（Ａ）下段に示していない。また、両信号の合わせ誤
差ばかりでなく、センサ信号自体がスケールピッチ毎に
変動するため、絶えず高精度な位置検出分解能を保つこ
とは難しい。
そこで、センサ信号の一周期をそのピーク値近傍を含
まないように分割して用いるものが提案された（特願昭
63−98564号参照）。
まないように分割して用いるものが提案された（特願昭
63−98564号参照）。
これを第14図で示すと、センサ信号の一周期Ｔを1/4
周期ずつの４区間に分け、各区間でＡ相信号eA、Ａ相反
転信号Ａ、Ｂ相信号eB、Ｂ相反転信号Ｂのうちから
デューティ比の直線性の良い信号をストロークに応じて
選択するようにしたものである。つまり、〜区間で
はＡ相信号eA、〜区間ではＢ相信号eB、〜区間
ではＡ相反転信号Ａ、から区間ではＢ相反転信号
Ｂが選択される。なお、第13図は第８図に対応させて
示すこのもののブロック図、第15図はこのもののデュー
ティ比の活用範囲（0.25〜0.75）を示す。
周期ずつの４区間に分け、各区間でＡ相信号eA、Ａ相反
転信号Ａ、Ｂ相信号eB、Ｂ相反転信号Ｂのうちから
デューティ比の直線性の良い信号をストロークに応じて
選択するようにしたものである。つまり、〜区間で
はＡ相信号eA、〜区間ではＢ相信号eB、〜区間
ではＡ相反転信号Ａ、から区間ではＢ相反転信号
Ｂが選択される。なお、第13図は第８図に対応させて
示すこのもののブロック図、第15図はこのもののデュー
ティ比の活用範囲（0.25〜0.75）を示す。
さて、このものによれば、両信号の合わせ誤差があっ
ても、センサ信号のピーク値近傍での検出精度が補償さ
れるものの、両信号の合わせ誤差に伴う別の問題を新た
に生じることが明らかになった。これを第16図（Ａ），
（Ｂ）で説明すると、第16図（Ａ）はセンサ信号振幅＞
変調信号振幅である場合の特性を、また第16図（Ｂ）は
その逆にセンサ信号振幅＜変調信号振幅である場合の特
性を示し、このものによれば、第16図（Ａ）の場合と第
16図（Ｂ）の場合とでストロークＸに対するデューティ
比の傾きが異なり、また区間切換点（図では○で囲んで
ある）で精カウントが不連続になるのである。これは、
センサ信号と変調信号の振央が不一致となることによっ
ても同様の結果となる。また、たとえ区間切換点での連
続性を確保できたとしても、センサ信号自体にスケール
ピッチ毎の振幅・振央の変動が予想され、変調信号に対
してセンサ信号がずれるとデューティ比の傾きが変化す
るので、絶えず安定した直線性を確保することは難し
い。
ても、センサ信号のピーク値近傍での検出精度が補償さ
れるものの、両信号の合わせ誤差に伴う別の問題を新た
に生じることが明らかになった。これを第16図（Ａ），
（Ｂ）で説明すると、第16図（Ａ）はセンサ信号振幅＞
変調信号振幅である場合の特性を、また第16図（Ｂ）は
その逆にセンサ信号振幅＜変調信号振幅である場合の特
性を示し、このものによれば、第16図（Ａ）の場合と第
16図（Ｂ）の場合とでストロークＸに対するデューティ
比の傾きが異なり、また区間切換点（図では○で囲んで
ある）で精カウントが不連続になるのである。これは、
センサ信号と変調信号の振央が不一致となることによっ
ても同様の結果となる。また、たとえ区間切換点での連
続性を確保できたとしても、センサ信号自体にスケール
ピッチ毎の振幅・振央の変動が予想され、変調信号に対
してセンサ信号がずれるとデューティ比の傾きが変化す
るので、絶えず安定した直線性を確保することは難し
い。
つまり、先の例の方式（A,B相信号のうち片相だけ
（具体的にはＢ相信号eBとＢ相反転信号Ｂの２つの信
号）のPWM変調により精位置の検出を行うもの）では、
センサ信号eBのピーク値近傍での位置精度の低下を生じ
てしまうという問題、後の例の方式（両相信号（具体的
にはＡ相信号eA、Ａ相反転信号Ａ、Ｂ相信号eB、Ｂ相
反転信号Ｂの４つの信号）ともPWM変調を行い、デュ
ーティ比の直線性の良い信号を選択するもの）では、選
択信号の区間切換点での不連続とストロークに対する精
カウントの傾きの変動が生じるという問題がある。
（具体的にはＢ相信号eBとＢ相反転信号Ｂの２つの信
号）のPWM変調により精位置の検出を行うもの）では、
センサ信号eBのピーク値近傍での位置精度の低下を生じ
てしまうという問題、後の例の方式（両相信号（具体的
にはＡ相信号eA、Ａ相反転信号Ａ、Ｂ相信号eB、Ｂ相
反転信号Ｂの４つの信号）ともPWM変調を行い、デュ
ーティ比の直線性の良い信号を選択するもの）では、選
択信号の区間切換点での不連続とストロークに対する精
カウントの傾きの変動が生じるという問題がある。
この発明は、これらの問題点を克服する方式を提供す
るものである。
るものである。
（課題を解決するための手段） この発明は、第１図のように、変位方向に相対的にず
らして設けられ、位置目盛り（スケールピッチ）に対し
て正弦波信号を出力する一対のセンサ61,62と、これら
センサ信号（たとえばeA,eB）をそれぞれ高周波の正弦
波を変調信号（eM）としてパルス幅変調（PWM）する手
段63,64と、得られた一対のパルス幅変調信号が同相と
なるように補正する手段（図ではパルス幅変調手段63か
らの信号を補正するものを示す）65と、この同相とされ
た一対のパルス幅変調信号のうち直線性の良好なほうの
パルス幅変調信号が大きな割合で扱われるように、同相
とされた一対のパルス幅変調信号に対する重み付け係数
（WA′,WB）をそれぞれ算出する手段66と、この重み付
け係数（WA′,WB）と前記同相とされた一対のパルス幅
変調信号とを用いて前記一対のセンサの設けられた間の
微細な位置を決定する手段67とを備えた。
らして設けられ、位置目盛り（スケールピッチ）に対し
て正弦波信号を出力する一対のセンサ61,62と、これら
センサ信号（たとえばeA,eB）をそれぞれ高周波の正弦
波を変調信号（eM）としてパルス幅変調（PWM）する手
段63,64と、得られた一対のパルス幅変調信号が同相と
なるように補正する手段（図ではパルス幅変調手段63か
らの信号を補正するものを示す）65と、この同相とされ
た一対のパルス幅変調信号のうち直線性の良好なほうの
パルス幅変調信号が大きな割合で扱われるように、同相
とされた一対のパルス幅変調信号に対する重み付け係数
（WA′,WB）をそれぞれ算出する手段66と、この重み付
け係数（WA′,WB）と前記同相とされた一対のパルス幅
変調信号とを用いて前記一対のセンサの設けられた間の
微細な位置を決定する手段67とを備えた。
（作用） センサ信号と変調信号の振幅・振央に不一致がある
と、センサ信号のピーク値近傍で直線性がくずれる。し
かしながら、この発明によれば、一対のPWM信号のうち
直線性の良好なほうのPWM信号が大きな割合で扱われる
ので、ピーク値近傍で直線性のくずれたPWM信号につい
ては殆ど扱われず、したがって、良好な直線性が得られ
る。
と、センサ信号のピーク値近傍で直線性がくずれる。し
かしながら、この発明によれば、一対のPWM信号のうち
直線性の良好なほうのPWM信号が大きな割合で扱われる
ので、ピーク値近傍で直線性のくずれたPWM信号につい
ては殆ど扱われず、したがって、良好な直線性が得られ
る。
一方、両センサ信号ともPWM変調を行い、得られた一
対のPWM信号のうち直線性の良い相を選択するだけだ
と、上記両信号の振幅・振央の不一致やスケールピッチ
毎のセンサ信号の変動に伴って選択切換点で不連続を生
じたり、ストロークに対する直線の傾きが変動する。し
かしながら、この発明によれば、同相とされた一対のPW
M信号に対して重み付き平均値が採用されるので、不連
続が生じることがなく、また直線の傾きも変動すること
がない。
対のPWM信号のうち直線性の良い相を選択するだけだ
と、上記両信号の振幅・振央の不一致やスケールピッチ
毎のセンサ信号の変動に伴って選択切換点で不連続を生
じたり、ストロークに対する直線の傾きが変動する。し
かしながら、この発明によれば、同相とされた一対のPW
M信号に対して重み付き平均値が採用されるので、不連
続が生じることがなく、また直線の傾きも変動すること
がない。
（実施例） 第２図は第８図と対応させて示したブロック図で、第
８図と同一の構成部分には同一の符号を付している。磁
気スケールに対する一対の磁気センサ9A,9Bの配置は先
願と同じであり、Ａ相信号eAのゼロクロス点をインクリ
メンタルにカウントすることで粗位置が求められる。な
お、方向弁別回路11で作られる粗パルスは方形波信号e
A0の立ち上がり，立ち下がりのみで発生するので、粗位
置はスケールピッチＰの1/2間隔に相当する。
８図と同一の構成部分には同一の符号を付している。磁
気スケールに対する一対の磁気センサ9A,9Bの配置は先
願と同じであり、Ａ相信号eAのゼロクロス点をインクリ
メンタルにカウントすることで粗位置が求められる。な
お、方向弁別回路11で作られる粗パルスは方形波信号e
A0の立ち上がり，立ち下がりのみで発生するので、粗位
置はスケールピッチＰの1/2間隔に相当する。
一方、精位置（センサ間の微細位置）を求めるため、
まずセンサ位置eA,eBの両方とも、これに対応するPWM変
調器14A,14Bにより、正弦波発生器16からの高周波変調
信号eMでパルス幅変調し、一対のPWM信号（Ａ），
（Ｂ）を得る。
まずセンサ位置eA,eBの両方とも、これに対応するPWM変
調器14A,14Bにより、正弦波発生器16からの高周波変調
信号eMでパルス幅変調し、一対のPWM信号（Ａ），
（Ｂ）を得る。
なお、各センサ信号eA,eBの一周期を半周期ずつ２つ
の区間に分けるため、PWM信号（Ａ），（Ｂ）をインバ
ータ13A,13Bで反転させた信号（PWM信号（）,PWM信号
（））を生成しておく。ただし、PWM信号（）,PWM
信号（）はPWM信号（Ａ）,PWM信号（Ｂ）の反転信号
を意味する。
の区間に分けるため、PWM信号（Ａ），（Ｂ）をインバ
ータ13A,13Bで反転させた信号（PWM信号（）,PWM信号
（））を生成しておく。ただし、PWM信号（）,PWM
信号（）はPWM信号（Ａ）,PWM信号（Ｂ）の反転信号
を意味する。
マルチプレクサ17A,17Bでは、反対相の方形波信号
eA0,eB0を用いて次表のように、４つのPWM信号（Ａ），
（），（Ｂ），（）のうちから１つを選択する。な
お、選択されたPWM信号を「選択PWM信号」で総称してい
る。
eA0,eB0を用いて次表のように、４つのPWM信号（Ａ），
（），（Ｂ），（）のうちから１つを選択する。な
お、選択されたPWM信号を「選択PWM信号」で総称してい
る。
次に、選択PWM信号のデューティ比を、カウントパル
スCLKを用いてカウント値に変換する。この変換の方法
は前述の第13図の場合と同様であり、選択PWM信号をゲ
ート信号として、AND回路21A,21Bを通るカウントパルス
CLKをコントロールし、通過したカウントパルスCLKをデ
ューティ比カウンタ24A,24Bでカウントすることにより
行う。なお、デューティ比カウントの分解能は、デュー
ティ比カウンタ24A,24Bの前に置かれた分周器23A,23Bに
より設定される。
スCLKを用いてカウント値に変換する。この変換の方法
は前述の第13図の場合と同様であり、選択PWM信号をゲ
ート信号として、AND回路21A,21Bを通るカウントパルス
CLKをコントロールし、通過したカウントパルスCLKをデ
ューティ比カウンタ24A,24Bでカウントすることにより
行う。なお、デューティ比カウントの分解能は、デュー
ティ比カウンタ24A,24Bの前に置かれた分周器23A,23Bに
より設定される。
そして、変調信号eMの一周期毎に、A,B各相のデュー
ティ比カウント値（以下「デューティ比」で略称する）
DA,DBを、レジスタ25A,25Bにラッチさせる。なお、ラッ
チ信号LATCHとしては、変調信号eMをコンパレータ19で
波形整形した方形波信号eM0の立ち上がり後に最初に現
れるクロックパルスCpを取り出して用いる。また、デュ
ーティ比カウントに先だって分周器23A,23Bをリセット
する必要があるので、ラッチ信号LATCHの次にくるクロ
ックパルスCpと、反対相の方形波信号eA0,eB0の立ち上
がり，立ち下がりパルスとを、OR回路22A,22Bを通すこ
とにより各リセット信号RESETA,RESETBを得ている。
ティ比カウント値（以下「デューティ比」で略称する）
DA,DBを、レジスタ25A,25Bにラッチさせる。なお、ラッ
チ信号LATCHとしては、変調信号eMをコンパレータ19で
波形整形した方形波信号eM0の立ち上がり後に最初に現
れるクロックパルスCpを取り出して用いる。また、デュ
ーティ比カウントに先だって分周器23A,23Bをリセット
する必要があるので、ラッチ信号LATCHの次にくるクロ
ックパルスCpと、反対相の方形波信号eA0,eB0の立ち上
がり，立ち下がりパルスとを、OR回路22A,22Bを通すこ
とにより各リセット信号RESETA,RESETBを得ている。
26はマイクロコンピュータからなる精位置算出処理回
路で、一対のデューティ比DA,DBを取り込み、第３図に
示す動作を行って精位置を求める。
路で、一対のデューティ比DA,DBを取り込み、第３図に
示す動作を行って精位置を求める。
この動作に入る前に、センサ信号と変調信号の間に振
幅の合わせ誤差がある場合（センサ信号振幅＞変調信号
振幅の場合）を例にとり、位置検出の原理を説明する。
第４図の上段に、この場合のDA,DBの変化特性を示す
と、この例では両相（Ａ相についてeAとＡ、Ｂ相につ
いてeBとＢ）ともPWM変調を行うので、片相だけ（Ｂ
相についてeBとＢ）をPWM変調する場合の波形図であ
る第12図（Ａ）の場合と相違して、１つのストローク位
置に対して90゜位相差分（デューティ比にして0.5）だ
け異なる２つのデューティ比が得られる。なお、同図で
ストロークＸの範囲を（1/2）Ｐ（ただし、P;スケール
ピッチ）としているのは、この例ではデューティ比の変
化特性が（1/2）Ｐ毎に繰り返されるので、最低の単位
である（1/2）Ｐで考えておけば足りるからである。
幅の合わせ誤差がある場合（センサ信号振幅＞変調信号
振幅の場合）を例にとり、位置検出の原理を説明する。
第４図の上段に、この場合のDA,DBの変化特性を示す
と、この例では両相（Ａ相についてeAとＡ、Ｂ相につ
いてeBとＢ）ともPWM変調を行うので、片相だけ（Ｂ
相についてeBとＢ）をPWM変調する場合の波形図であ
る第12図（Ａ）の場合と相違して、１つのストローク位
置に対して90゜位相差分（デューティ比にして0.5）だ
け異なる２つのデューティ比が得られる。なお、同図で
ストロークＸの範囲を（1/2）Ｐ（ただし、P;スケール
ピッチ）としているのは、この例ではデューティ比の変
化特性が（1/2）Ｐ毎に繰り返されるので、最低の単位
である（1/2）Ｐで考えておけば足りるからである。
そこでまず、破線で示すDAを実線で示すDBと同じ位相
に移すことを考える。つまり、０≦Ｘ＜（1/4）Ｐの場
合にはDAを0.5だけ下方にシフトし、（1/4）Ｐ≦Ｘ＜
（1/2）Ｐの場合にはDAを今度は0.5だけ上方にシフトす
ると、DBと同じ位置を走る１本の直線DA′が得られる。
に移すことを考える。つまり、０≦Ｘ＜（1/4）Ｐの場
合にはDAを0.5だけ下方にシフトし、（1/4）Ｐ≦Ｘ＜
（1/2）Ｐの場合にはDAを今度は0.5だけ上方にシフトす
ると、DBと同じ位置を走る１本の直線DA′が得られる。
ここに、１点鎖線で示すDA′によれば、ストロークＸ
が0Pや（1/2）Ｐの近傍にある場合には良好な直線性が
得られているが、（1/4）Ｐの近傍では直線性が乱れて
いる。この逆に、実線で示すDBによれば、（1/4）Ｐの
近傍においては直線性は良好であるが、0Pや（1/2）Ｐ
の近傍において直線性が乱れている。
が0Pや（1/2）Ｐの近傍にある場合には良好な直線性が
得られているが、（1/4）Ｐの近傍では直線性が乱れて
いる。この逆に、実線で示すDBによれば、（1/4）Ｐの
近傍においては直線性は良好であるが、0Pや（1/2）Ｐ
の近傍において直線性が乱れている。
このことから、0Pや（1/2）Ｐの近傍では、DA′のほ
うが直線性に優れているから、こちらを大きな割合で扱
い、他方（1/4）Ｐの近傍ではDBのほうが直線性が優れ
ているからこちらを大きな割合で扱うことにすれば良
い。つまり、DA′,DBに対する重み付け係数をそれぞれW
A′,WBとして、次式 DS＝（WA′×DA′＋WB×DB）／（WA′＋WB） により重み付き平均を行うと、その重み付き平均値DSに
よれば、第４図の下段に示す直線性の良い精カウント特
性が得られるのである。たとえば、第４図の中段に重み
付け係数WA′,WBの一例を示すと、Ｘ＝0P,（1/2）Ｐの
とき、WA′＝1.0,WB＝０より、DS＝DA′となるし、Ｘ＝
（1/4）Ｐのとき、WA′＝0,WB＝1.0より、DS＝DBとな
り、直線性の良い領域にある相のデューティ比が優先さ
れることがわかる。第４図の上段にいずれが優先される
かを示す。
うが直線性に優れているから、こちらを大きな割合で扱
い、他方（1/4）Ｐの近傍ではDBのほうが直線性が優れ
ているからこちらを大きな割合で扱うことにすれば良
い。つまり、DA′,DBに対する重み付け係数をそれぞれW
A′,WBとして、次式 DS＝（WA′×DA′＋WB×DB）／（WA′＋WB） により重み付き平均を行うと、その重み付き平均値DSに
よれば、第４図の下段に示す直線性の良い精カウント特
性が得られるのである。たとえば、第４図の中段に重み
付け係数WA′,WBの一例を示すと、Ｘ＝0P,（1/2）Ｐの
とき、WA′＝1.0,WB＝０より、DS＝DA′となるし、Ｘ＝
（1/4）Ｐのとき、WA′＝0,WB＝1.0より、DS＝DBとな
り、直線性の良い領域にある相のデューティ比が優先さ
れることがわかる。第４図の上段にいずれが優先される
かを示す。
第３図に戻ると、これはマイクロコンピュータのCPU
に与えるプログラムで、P1ではＡ相デューティ比DA（Ａ
相信号eAとＡ相反転信号Ａから作られる）をＢ相デュ
ーティ比DBと同相とするため、位相差補正処理を行って
Ａ相換算デューティ比DA′を得る。位相差が90゜の場合
はデューティ比にして0.5の差であるから、次式のよう
になる。
に与えるプログラムで、P1ではＡ相デューティ比DA（Ａ
相信号eAとＡ相反転信号Ａから作られる）をＢ相デュ
ーティ比DBと同相とするため、位相差補正処理を行って
Ａ相換算デューティ比DA′を得る。位相差が90゜の場合
はデューティ比にして0.5の差であるから、次式のよう
になる。
DA′＝DA＋0.5（DB≧0.5の場合） DA′＝DA−0.5（DB＜0.5の場合） ここで、第３図のP1が、得られた一対のパルス幅変調
信号が同相となるように補正する手段65（第１図参照）
に相当する。
信号が同相となるように補正する手段65（第１図参照）
に相当する。
P2ではＢ相デューティ比DB（Ｂ相信号eBとＢ相反転信
号Ｂから作られる）とＡ相換算デューティ比DA′から
そのときのストローク位置Ｘを推定する。ストローク位
置の推定は、DBとDA′の単純平均でも、いずれかを優先
させてもよい。
号Ｂから作られる）とＡ相換算デューティ比DA′から
そのときのストローク位置Ｘを推定する。ストローク位
置の推定は、DBとDA′の単純平均でも、いずれかを優先
させてもよい。
P3ではこの推定したストローク位置に応じて各相デュ
ーティ比に対する重み付け係数WA′,WBを算出する。た
とえば、第４図の中段に示すWA′,WBの特性をテーブル
にしてマイクロコンピュータのROMに格納しておき、前
記推定したストローク位置に応じて読み出させる。な
お、重み付け係数WA′,WBは、両者の交点が優先切換点
（第４図の中段においてＸ＝（1/8）Ｐと（3/8）Ｐの位
置）で生ずるようにすれば、どのような推移をとっても
良く、第４図中段のように直線的に設定する場合に限ら
ず、高次曲線的に設定しても良いことはいうまでもな
い。
ーティ比に対する重み付け係数WA′,WBを算出する。た
とえば、第４図の中段に示すWA′,WBの特性をテーブル
にしてマイクロコンピュータのROMに格納しておき、前
記推定したストローク位置に応じて読み出させる。な
お、重み付け係数WA′,WBは、両者の交点が優先切換点
（第４図の中段においてＸ＝（1/8）Ｐと（3/8）Ｐの位
置）で生ずるようにすれば、どのような推移をとっても
良く、第４図中段のように直線的に設定する場合に限ら
ず、高次曲線的に設定しても良いことはいうまでもな
い。
最後に、P4ではDS＝（WA′×DA′＋WB×DB）／（WA′
＋WB）により重み付き平均値を求め、これを精位置DSと
する。
＋WB）により重み付き平均値を求め、これを精位置DSと
する。
この実施例による実験結果を、第16図（Ａ），（Ｂ）
に対応させて第５図（Ａ），（Ｂ）に示す。センサ信号
と変調信号の振幅・振央に不一致があると、第５図
（Ａ），（Ｂ）の上段に示すごとく、センサ信号のピー
ク値近傍においてデューティ比の直線性がくずれるもの
の、第３図で示した演算処理にて得た精カウントによれ
ば、第５図（Ａ），（Ｂ）の上から第三段目に示すよう
にストローク位置Ｘに対して直線性が良好となっている
ことがわかる。
に対応させて第５図（Ａ），（Ｂ）に示す。センサ信号
と変調信号の振幅・振央に不一致があると、第５図
（Ａ），（Ｂ）の上段に示すごとく、センサ信号のピー
ク値近傍においてデューティ比の直線性がくずれるもの
の、第３図で示した演算処理にて得た精カウントによれ
ば、第５図（Ａ），（Ｂ）の上から第三段目に示すよう
にストローク位置Ｘに対して直線性が良好となっている
ことがわかる。
また、前述した後の例のように、両相ともPWM変調を
行うもののＡ相信号eA、Ａ相反転信号Ａ、Ｂ相信号
eB、Ｂ相反転信号Ｂの中からデューティ比の直線性の
良いものを選択するだけのものでは、第16図（Ａ），
（Ｂ）の下段に示すように、選択切換点で精カウントに
不連続を生じたり、ストロークＸに対する精カウント直
線の傾きが変動してしまうのに対し、この例によれば、
第５図（Ａ），（Ｂ）の上から第三段目に示した通り、
精カウントに不連続も生じていないし、精カウント直線
の傾きも一定している。
行うもののＡ相信号eA、Ａ相反転信号Ａ、Ｂ相信号
eB、Ｂ相反転信号Ｂの中からデューティ比の直線性の
良いものを選択するだけのものでは、第16図（Ａ），
（Ｂ）の下段に示すように、選択切換点で精カウントに
不連続を生じたり、ストロークＸに対する精カウント直
線の傾きが変動してしまうのに対し、この例によれば、
第５図（Ａ），（Ｂ）の上から第三段目に示した通り、
精カウントに不連続も生じていないし、精カウント直線
の傾きも一定している。
こうした結果は、図示していないが、スケールピッチ
毎にセンサ信号が変動する場合についても同様に得られ
る。
毎にセンサ信号が変動する場合についても同様に得られ
る。
言い替えると、この発明は、両センサ信号ともPWM変
調し、得られた一対のPWM信号が同相となるように補正
し、この同相とされた一対のPWM信号のうち直線性の良
好なほうのPWM信号を優先させる（単に選択するのでは
ない）ことにより位置信号を得る処理方式なのである。
調し、得られた一対のPWM信号が同相となるように補正
し、この同相とされた一対のPWM信号のうち直線性の良
好なほうのPWM信号を優先させる（単に選択するのでは
ない）ことにより位置信号を得る処理方式なのである。
なお、第５図（Ａ），（Ｂ）の例は、スケールピッチ
をＰ＝2mmとし、粗位置間（（1/2）Ｐ）を100分割して
いるので、粗位置間隔は1.00mm、精位置間隔は0.01mmと
なっている。
をＰ＝2mmとし、粗位置間（（1/2）Ｐ）を100分割して
いるので、粗位置間隔は1.00mm、精位置間隔は0.01mmと
なっている。
（発明の効果） この発明は、両センサ信号ともPWM変調し、得られた
一対のPWM信号が同相となるように補正し、この同相と
された一対のPWM信号のうち直線性の良好なほうのPWM信
号を大きな割合で扱うようにしたので、センサ信号と高
周波の変調信号との間に振幅・振央の不一致があり、あ
るいはセンサ信号がスケールピーチ毎に変動することが
あっても、精度良く安定した高分解能位置検出を行うこ
とができる。
一対のPWM信号が同相となるように補正し、この同相と
された一対のPWM信号のうち直線性の良好なほうのPWM信
号を大きな割合で扱うようにしたので、センサ信号と高
周波の変調信号との間に振幅・振央の不一致があり、あ
るいはセンサ信号がスケールピーチ毎に変動することが
あっても、精度良く安定した高分解能位置検出を行うこ
とができる。
第１図はこの発明のクレーム対応図、第２図はこの発明
の一実施例のブロック図、第３図はこの実施例のマイク
ロコンピュータによる動作を説明するための流れ図、第
４図はこの例の位置検出の原理を説明するための波形
図、第５図（Ａ）と第５図（Ｂ）はこの実施例の作用を
説明するための波形図である。 第６図は従来例の波形図、第７図は従来例のブロック図
である。 第８図は先の例のブロック図、第９図はこの例のセンサ
信号の波形図、第10図は高分解能原理を説明するための
センサ信号と変調信号との合成波形図、第11図は前記先
の例のセンサ信号と変調信号の振幅・振央が一致する場
合の精位置実験結果を示す波形図、第12図（Ａ）と第12
図（Ｂ）は同じく振幅・振央が不一致の場合の精位置実
験結果を示す波形図である。 第13図は後の例のブロック図、第14図は同じく後の例の
センサ信号を示す波形図、第15図はこの例のデューティ
比の活用範囲を説明するための波形図、第16図（Ａ）と
第16図（Ｂ）はこの例による精位置実験結果を示す波形
図である。 9A,9B……センサ、12……粗カウンタ、14A,14B……PWM
変調器、16……正弦波発生器、17A,17B……マルチプレ
クサ、18……パルス発生器、20……パルス分配器、23A,
23B……分周器、24A,24B……デューティ比カウンタ、25
A,25B……レジスタ、26……精位置算出処理回路、61,62
……センサ、63,64……パルス幅変調手段、65……位相
差補正手段、66……重み付け係数算出手段、67……微細
位置決定手段。
の一実施例のブロック図、第３図はこの実施例のマイク
ロコンピュータによる動作を説明するための流れ図、第
４図はこの例の位置検出の原理を説明するための波形
図、第５図（Ａ）と第５図（Ｂ）はこの実施例の作用を
説明するための波形図である。 第６図は従来例の波形図、第７図は従来例のブロック図
である。 第８図は先の例のブロック図、第９図はこの例のセンサ
信号の波形図、第10図は高分解能原理を説明するための
センサ信号と変調信号との合成波形図、第11図は前記先
の例のセンサ信号と変調信号の振幅・振央が一致する場
合の精位置実験結果を示す波形図、第12図（Ａ）と第12
図（Ｂ）は同じく振幅・振央が不一致の場合の精位置実
験結果を示す波形図である。 第13図は後の例のブロック図、第14図は同じく後の例の
センサ信号を示す波形図、第15図はこの例のデューティ
比の活用範囲を説明するための波形図、第16図（Ａ）と
第16図（Ｂ）はこの例による精位置実験結果を示す波形
図である。 9A,9B……センサ、12……粗カウンタ、14A,14B……PWM
変調器、16……正弦波発生器、17A,17B……マルチプレ
クサ、18……パルス発生器、20……パルス分配器、23A,
23B……分周器、24A,24B……デューティ比カウンタ、25
A,25B……レジスタ、26……精位置算出処理回路、61,62
……センサ、63,64……パルス幅変調手段、65……位相
差補正手段、66……重み付け係数算出手段、67……微細
位置決定手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 下浦 洋一 神奈川県相模原市麻溝台1805番地１ カ ヤバ工業株式会社相模工場内 (56)参考文献 特開 昭61−176815（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−100718（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−216262（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−269015（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01D 5/245
Claims (1)
- 【請求項１】変位方向に相対的にずらして設けられ、位
置目盛りに対して正弦波信号を出力する一対のセンサ
と、これらセンサ信号をそれぞれ高周波の正弦波を変調
信号としてパルス幅変調する手段と、得られた一対のパ
ルス幅変調信号が同相となるように補正する手段と、こ
の同相とされた一対のパルス幅変調信号のうち直線性の
良好なほうのパルス幅変調信号が大きな割合で扱われる
ように、同相とされた一対のパルス幅変調信号に対する
重み付け係数をそれぞれ算出する手段と、この重み付け
係数と前記同相とされた一対のパルス幅変調信号とを用
いて前記一対のセンサの設けられた間の微細な位置を決
定する手段とを備えたことを特徴とする位置検出信号の
処理方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25807488A JP2795443B2 (ja) | 1988-10-13 | 1988-10-13 | 位置検出信号の処理方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25807488A JP2795443B2 (ja) | 1988-10-13 | 1988-10-13 | 位置検出信号の処理方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02105013A JPH02105013A (ja) | 1990-04-17 |
| JP2795443B2 true JP2795443B2 (ja) | 1998-09-10 |
Family
ID=17315162
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25807488A Expired - Fee Related JP2795443B2 (ja) | 1988-10-13 | 1988-10-13 | 位置検出信号の処理方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2795443B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3772121B2 (ja) | 2002-02-28 | 2006-05-10 | ファナック株式会社 | エンコーダの信号処理装置 |
| GB2424280A (en) * | 2005-03-16 | 2006-09-20 | Instrumentation And Control Ho | Instrumentation of power units |
-
1988
- 1988-10-13 JP JP25807488A patent/JP2795443B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02105013A (ja) | 1990-04-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |