JP2001330476A - 位置検出方法 - Google Patents
位置検出方法Info
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- JP2001330476A JP2001330476A JP2000151507A JP2000151507A JP2001330476A JP 2001330476 A JP2001330476 A JP 2001330476A JP 2000151507 A JP2000151507 A JP 2000151507A JP 2000151507 A JP2000151507 A JP 2000151507A JP 2001330476 A JP2001330476 A JP 2001330476A
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- phase
- pulse
- sine wave
- value
- wave signal
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 移動体の位置を精度良く検出する。
【解決手段】 Ａ相とＢ相とのＡ／Ｄ変換値からｔａｎ
-1を計算して微位置を求め、粗位置用計数器とのソフト
的な加算により、著しく高分解の検出ができる。また、
Ａ相とＢ相とのパルス信号のエッジの切換わりを、正弦
波信号のゼロクロス点ではなく任意の量のずれを持たせ
たところにすることで、ヒステリシス特性を持たせてい
て、その量を予め指定しておけば、粗位置用の計数器を
微位置の値と回転方向などで確実に補正でき、従来例に
比べて極めて高精度な位置検出ができる。
-1を計算して微位置を求め、粗位置用計数器とのソフト
的な加算により、著しく高分解の検出ができる。また、
Ａ相とＢ相とのパルス信号のエッジの切換わりを、正弦
波信号のゼロクロス点ではなく任意の量のずれを持たせ
たところにすることで、ヒステリシス特性を持たせてい
て、その量を予め指定しておけば、粗位置用の計数器を
微位置の値と回転方向などで確実に補正でき、従来例に
比べて極めて高精度な位置検出ができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体の回転位置
等を検出するための位置検出方法に関するものである。
等を検出するための位置検出方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は特願平５−１７３６４５号公報に
開示された従来の回転角度検出装置を示したものであ
る。モータ１に軸結されるエンコーダは２相正弦波エン
コーダ１０であり、この正弦波エンコーダ１０は位相が
互いに９０゜異なる図７（ａ）に実線で示すＡ相正弦波
信号と破線で示すＢ相正弦波信号とを発生する。このＡ
相正弦波信号、Ｂ相正弦波信号は、波形整形器１１で矩
形波信号ＳA、ＳBに変換された後に、４逓倍パルスを発
生する方向判別４逓倍回路１２に入力される。
開示された従来の回転角度検出装置を示したものであ
る。モータ１に軸結されるエンコーダは２相正弦波エン
コーダ１０であり、この正弦波エンコーダ１０は位相が
互いに９０゜異なる図７（ａ）に実線で示すＡ相正弦波
信号と破線で示すＢ相正弦波信号とを発生する。このＡ
相正弦波信号、Ｂ相正弦波信号は、波形整形器１１で矩
形波信号ＳA、ＳBに変換された後に、４逓倍パルスを発
生する方向判別４逓倍回路１２に入力される。
【０００３】方向判別４逓倍回路１２はＡ相正弦波信号
がＢ相正弦波信号パルスに対して進み位相にあるとき
は、モータ１が正回転中であるとしてパルス列Ｕを出力
し、Ａ相正弦波信号パルスがＢ相正弦波信号に対して遅
れ位相にあるときは、モータ１が逆回転中であるとして
パルス列Ｄを出力する。
がＢ相正弦波信号パルスに対して進み位相にあるとき
は、モータ１が正回転中であるとしてパルス列Ｕを出力
し、Ａ相正弦波信号パルスがＢ相正弦波信号に対して遅
れ位相にあるときは、モータ１が逆回転中であるとして
パルス列Ｄを出力する。
【０００４】方向判別４逓倍回路１２が出力するパルス
列Ｕ、Ｄはアップダウンカウンタ４に入力され、このア
ップダウンカウンタ４の出力である回転角信号ｎa Ｎ
（Ｎは第Ｎ回目の出力であることを示す）はラッチ１３
に供給される。ラッチ１３から出力される回転角信号ｎ
a Ｎは、加算器１５で第Ｎ−１回目にラッチ１３から取
り出されてメモリＭ１に格納されている回転角信号ｎa
（Ｎ−１）と差分され、偏差Δｎa ＝ｎa Ｎ−ｎa （Ｎ
−１）が検出演算部２１に取り込まれる。
列Ｕ、Ｄはアップダウンカウンタ４に入力され、このア
ップダウンカウンタ４の出力である回転角信号ｎa Ｎ
（Ｎは第Ｎ回目の出力であることを示す）はラッチ１３
に供給される。ラッチ１３から出力される回転角信号ｎ
a Ｎは、加算器１５で第Ｎ−１回目にラッチ１３から取
り出されてメモリＭ１に格納されている回転角信号ｎa
（Ｎ−１）と差分され、偏差Δｎa ＝ｎa Ｎ−ｎa （Ｎ
−１）が検出演算部２１に取り込まれる。
【０００５】基本的に、正弦波エンコーダ１０が出力す
るＡ相正弦波信号とＢ相正弦波信号は、Ａ／Ｄ変換器１
８でデジタル信号Ａ*、Ｂ*に変換された後に、ｔａｎ-1
演算部１９に入力し、θａとして出力される。ただし、
−９０゜＜θa＜＋９０゜の範囲の値である。
るＡ相正弦波信号とＢ相正弦波信号は、Ａ／Ｄ変換器１
８でデジタル信号Ａ*、Ｂ*に変換された後に、ｔａｎ-1
演算部１９に入力し、θａとして出力される。ただし、
−９０゜＜θa＜＋９０゜の範囲の値である。
【０００６】ｔａｎ-1演算部１９は下記の（ａ）〜
（ｈ）のｔａｎ-1演算を実行する。なお、ＦＲ*はモー
タ１が正回転（Ｎ）か、逆回転（Ｌ）かを示している。 （イ）ＳA1 *＞０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｈのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（Ａ*／−Ｂ*）、これは図７（ｅ）の直線を
演算している。 （ロ）ＳA1 *＞０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｌのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（Ｂ*／Ａ*）、これは図７（ｅ）の直線を演
算している。 （ハ）ＳA1 *＞０、ＳB1 *＞０、ＦＲ*＝Ｈのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（Ｂ*／Ａ*）、これは図７（ｅ）の直線を演
算している。 （ニ）ＳA1 *＞０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｌのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ａ*／Ｂ*）、これは図７（ｅ）の直線を
演算している。 （ホ）ＳA1 *＜０、ＳB1 *＞０、ＦＲ*＝Ｈのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ａ*／Ｂ*）、これは図７（ｅ）の直線を
演算している。 （ヘ）ＳA1 *＜０、ＳB1 *＞０、ＦＲ*＝Ｌのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ｂ*／−Ａ*）、これは図７（ｅ）の直線
を演算している。 （ト）ＳA1 *＜０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｈのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ｂ*／−Ａ*）、これは図７（ｅ）の直線
を演算している。 （チ）ＳA1 *＜０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｌのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ａ*／−Ｂ*）、これは図７（ｅ）の直線
を演算している。 この（イ）〜（チ）のＡ*とＢ*の組合わせは図７（ｆ）に
示している。
（ｈ）のｔａｎ-1演算を実行する。なお、ＦＲ*はモー
タ１が正回転（Ｎ）か、逆回転（Ｌ）かを示している。 （イ）ＳA1 *＞０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｈのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（Ａ*／−Ｂ*）、これは図７（ｅ）の直線を
演算している。 （ロ）ＳA1 *＞０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｌのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（Ｂ*／Ａ*）、これは図７（ｅ）の直線を演
算している。 （ハ）ＳA1 *＞０、ＳB1 *＞０、ＦＲ*＝Ｈのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（Ｂ*／Ａ*）、これは図７（ｅ）の直線を演
算している。 （ニ）ＳA1 *＞０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｌのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ａ*／Ｂ*）、これは図７（ｅ）の直線を
演算している。 （ホ）ＳA1 *＜０、ＳB1 *＞０、ＦＲ*＝Ｈのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ａ*／Ｂ*）、これは図７（ｅ）の直線を
演算している。 （ヘ）ＳA1 *＜０、ＳB1 *＞０、ＦＲ*＝Ｌのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ｂ*／−Ａ*）、これは図７（ｅ）の直線
を演算している。 （ト）ＳA1 *＜０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｈのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ｂ*／−Ａ*）、これは図７（ｅ）の直線
を演算している。 （チ）ＳA1 *＜０、ＳB1 *＜０、ＦＲ*＝Ｌのとき、θa ＝
ｔａｎ-1（−Ａ*／−Ｂ*）、これは図７（ｅ）の直線
を演算している。 この（イ）〜（チ）のＡ*とＢ*の組合わせは図７（ｆ）に
示している。
【０００７】なお、このｔａｎ-1演算、偏差Δｎa の演
算は、上記割込み信号の周期Ｔ（逓倍パルスの周期より
も相当に小さい）を演算周期としてソフトウエアで実行
し、ｔａｎ-1演算部１９の出力θa は検出演算部２１に
取り込まれる。
算は、上記割込み信号の周期Ｔ（逓倍パルスの周期より
も相当に小さい）を演算周期としてソフトウエアで実行
し、ｔａｎ-1演算部１９の出力θa は検出演算部２１に
取り込まれる。
【０００８】図８に示すように、Ａ相正弦波信号、Ｂ相
正弦波信号のゼロクロス点と波形整形器１１が出力する
矩形波信号ＳAとＳBのパスルエッジが一致していない場
合には、両者にずれΔｔが存在し、このずれΔｔ内にお
いては、位置θf は｛θa ＋ｎｂＮ｝ではなく、｛θa
＋ｎｂ（Ｎ＋１）｝又は｛θa ＋ｎｂ（Ｎ−１）｝の何
れかの値を表すことになるため、下記のようなアルゴリ
ズムで補正する。
正弦波信号のゼロクロス点と波形整形器１１が出力する
矩形波信号ＳAとＳBのパスルエッジが一致していない場
合には、両者にずれΔｔが存在し、このずれΔｔ内にお
いては、位置θf は｛θa ＋ｎｂＮ｝ではなく、｛θa
＋ｎｂ（Ｎ＋１）｝又は｛θa ＋ｎｂ（Ｎ−１）｝の何
れかの値を表すことになるため、下記のようなアルゴリ
ズムで補正する。
【０００９】ここで、検出演算部２１が行う演算内容
は、図９の波形タイムチャートを参照して説明されてい
る。図９において、（ａ）はｔａｎ-1演算器１９の出力
θa を、（ｂ）は実線のＡ相正弦波信号、破線のＢ相正
弦波信号を示している。また、（ｃ）の（Ｌ＋ｎ）は方
向判別４逓倍回路１２が出力するパルス間隔Ｌとパルス
計数回数ｎとを示し、（ｄ）における（０〜３）のサイ
クリックチェック用数値は、下記の区間を表している。
は、図９の波形タイムチャートを参照して説明されてい
る。図９において、（ａ）はｔａｎ-1演算器１９の出力
θa を、（ｂ）は実線のＡ相正弦波信号、破線のＢ相正
弦波信号を示している。また、（ｃ）の（Ｌ＋ｎ）は方
向判別４逓倍回路１２が出力するパルス間隔Ｌとパルス
計数回数ｎとを示し、（ｄ）における（０〜３）のサイ
クリックチェック用数値は、下記の区間を表している。
【００１０】なお、サイクリックチェック用数値は、Ａ
相デジタル値の正負に対するＢ相デジタル値の正負の組
合わせに対しモータ１の正／逆に応じて、図１０に示す
ようにサイクリックに増加／減小する。 Ｃ＝０（Ａ*≧０、Ｂ*＜０） Ｃ＝１（Ａ*≧０、Ｂ*≧０） Ｃ＝２（Ａ*＜０、Ｂ*≧０） Ｃ＝３（Ａ*＜０、Ｂ*＜０）
相デジタル値の正負に対するＢ相デジタル値の正負の組
合わせに対しモータ１の正／逆に応じて、図１０に示す
ようにサイクリックに増加／減小する。 Ｃ＝０（Ａ*≧０、Ｂ*＜０） Ｃ＝１（Ａ*≧０、Ｂ*≧０） Ｃ＝２（Ａ*＜０、Ｂ*≧０） Ｃ＝３（Ａ*＜０、Ｂ*＜０）
【００１１】そして、検出演算部２１は下記（１）式を
演算する。 θＨfk＝θＨfk-1＋Δｎak …（１） ただし、ｋは第ｋ番目の演算タイミングであり、 （ａ）Ｃk ＝Ｃk-1 ＋Δｎak-1であれば、 θf ＝θfk＝（θＨfk-1、θＬfk）→Ｑ−Ｒ （ｂ）Ｃk ＝Ｃk-1 ＋Δｎakであれば、 θf ＝θfk＝（θＨfk、θＬfk）→Ｑ−Ｓ、Ｐ−Ｒ （ｃ）Ｃk ＝Ｃk-1 ＋Δｎak+1であれば、 θf ＝θfk＝（θＨfk+1、θＬfk）→Ｐ−Ｓ となる。ここで、θＬfk＝θaｋ、Ｃk は演算タイミン
グにおける上記Ｃのチェック用数値（サイクリック値を
表す。）
演算する。 θＨfk＝θＨfk-1＋Δｎak …（１） ただし、ｋは第ｋ番目の演算タイミングであり、 （ａ）Ｃk ＝Ｃk-1 ＋Δｎak-1であれば、 θf ＝θfk＝（θＨfk-1、θＬfk）→Ｑ−Ｒ （ｂ）Ｃk ＝Ｃk-1 ＋Δｎakであれば、 θf ＝θfk＝（θＨfk、θＬfk）→Ｑ−Ｓ、Ｐ−Ｒ （ｃ）Ｃk ＝Ｃk-1 ＋Δｎak+1であれば、 θf ＝θfk＝（θＨfk+1、θＬfk）→Ｐ−Ｓ となる。ここで、θＬfk＝θaｋ、Ｃk は演算タイミン
グにおける上記Ｃのチェック用数値（サイクリック値を
表す。）
【００１２】いま、正回転であるとして、図９に示す演
算タイミングＱ（サイクリック値０の区間）に続いて演
算タイミングＲでｔａｎ-1演算部１９がθaｋを演算し
たとする。この演算タイミングＲは前回の演算タイミン
グＱのサイクリック値０に１を４回加えたサイクリック
値（前回の演算タイミングＱのサイクリック値と同じサ
イクリック値０）の区間であるが、Δｎa 側から見た区
間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間に変化し、計数値
Δｎakが＋５だけ変化している。この計数値の増分はサ
イクリック値の増分４よりも１だけ大きい。即ち、演算
タイミングＲはずれ期間（遅れずれ期間とする）Δｔに
ある。従って、条件は上記（ａ）に該当し、検出角度θ
f ＝（θＨfk-1、θＬfk）となる。
算タイミングＱ（サイクリック値０の区間）に続いて演
算タイミングＲでｔａｎ-1演算部１９がθaｋを演算し
たとする。この演算タイミングＲは前回の演算タイミン
グＱのサイクリック値０に１を４回加えたサイクリック
値（前回の演算タイミングＱのサイクリック値と同じサ
イクリック値０）の区間であるが、Δｎa 側から見た区
間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間に変化し、計数値
Δｎakが＋５だけ変化している。この計数値の増分はサ
イクリック値の増分４よりも１だけ大きい。即ち、演算
タイミングＲはずれ期間（遅れずれ期間とする）Δｔに
ある。従って、条件は上記（ａ）に該当し、検出角度θ
f ＝（θＨfk-1、θＬfk）となる。
【００１３】また、演算タイミングＱ（サイクリック値
０の区間）に続いて、演算タイミングＳでｔａｎ-1演算
部１９がθaｋを演算したとする。この演算タイミング
Ｓは前回の演算タイミングＱのサイクリック値０に１を
５回加えたサイクリック値１の区間であり、Δｎa 側か
ら見た区間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間へ変化
し、計数値Δｎakが＋５だけ変化している。この計数値
の増分５はサイクリック値の増分５と等しい。即ち、演
算タイミングＳは非ずれ期間Δｔにある。従って、条件
は上記（ｂ）に該当し、検出角度θf ＝（θＨfk、θＬ
fk）となる。
０の区間）に続いて、演算タイミングＳでｔａｎ-1演算
部１９がθaｋを演算したとする。この演算タイミング
Ｓは前回の演算タイミングＱのサイクリック値０に１を
５回加えたサイクリック値１の区間であり、Δｎa 側か
ら見た区間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間へ変化
し、計数値Δｎakが＋５だけ変化している。この計数値
の増分５はサイクリック値の増分５と等しい。即ち、演
算タイミングＳは非ずれ期間Δｔにある。従って、条件
は上記（ｂ）に該当し、検出角度θf ＝（θＨfk、θＬ
fk）となる。
【００１４】演算タイミングＰ（サイクリック値３の区
間）に続いて、演算タイミングＲでｔａｎ-1演算部１９
がθaｋを演算したとする。この演算タイミングＲは前
回の演算タイミングＰのサイクリック値３に対して１を
５回加えたサイクリック値０の区間であり、Δｎa 側か
ら見た区間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間へ変化
し、計数値Δｎakが＋５だけ変化し、サイクリック値の
増分５と等しい。即ち、演算タイミングＲはずれ期間
（遅れずれ期間とする）Δｔにある。従って、条件は上
記（ａ）に該当し、検出角度θf ＝（θＨfk-1、θＬf
k）となる。
間）に続いて、演算タイミングＲでｔａｎ-1演算部１９
がθaｋを演算したとする。この演算タイミングＲは前
回の演算タイミングＰのサイクリック値３に対して１を
５回加えたサイクリック値０の区間であり、Δｎa 側か
ら見た区間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間へ変化
し、計数値Δｎakが＋５だけ変化し、サイクリック値の
増分５と等しい。即ち、演算タイミングＲはずれ期間
（遅れずれ期間とする）Δｔにある。従って、条件は上
記（ａ）に該当し、検出角度θf ＝（θＨfk-1、θＬf
k）となる。
【００１５】演算タイミングＰ（サイクリック値３の区
間）に続いて演算タイミングＳでｔａｎ-1演算部１９が
θaｋを演算したとする。この演算タイミングＳは前回
の演算タイミングＰのサイクリック値０に１を６回加え
たサイクリック値１の区間であり、Δｎa 側から見た区
間は、Ｌの区間からＬ＋５の区間へ変化し、計数値Δｎ
akが＋５だけ変化している。この計数値の増分５はサイ
クリック値の増分６よりも１だけ少ない。従って、条件
は上記（ｃ）に該当し、検出角度θf ＝（θＨfk、θＬ
fk）となる。
間）に続いて演算タイミングＳでｔａｎ-1演算部１９が
θaｋを演算したとする。この演算タイミングＳは前回
の演算タイミングＰのサイクリック値０に１を６回加え
たサイクリック値１の区間であり、Δｎa 側から見た区
間は、Ｌの区間からＬ＋５の区間へ変化し、計数値Δｎ
akが＋５だけ変化している。この計数値の増分５はサイ
クリック値の増分６よりも１だけ少ない。従って、条件
は上記（ｃ）に該当し、検出角度θf ＝（θＨfk、θＬ
fk）となる。
【００１６】即ち、演算タイミング（ｋ−１）〜ｋの間
の計数値ΣΔｎa とサイクリックデータ数とを比較し、
その一致、不一致から演算タイミングがずれ期間Δｔに
あるか否かを判定し、計数値がサイクリックデータ数よ
りも１だけ大きい場合はθＨfkから１を減じ、計数値が
サイクリックデータ数よりも１だけ小さい場合はθＨfk
から１をプラスする。
の計数値ΣΔｎa とサイクリックデータ数とを比較し、
その一致、不一致から演算タイミングがずれ期間Δｔに
あるか否かを判定し、計数値がサイクリックデータ数よ
りも１だけ大きい場合はθＨfkから１を減じ、計数値が
サイクリックデータ数よりも１だけ小さい場合はθＨfk
から１をプラスする。
【００１７】このように、演算タイミングがずれ期間Δ
ｔにあり、このずれ区間が進みずれ期間／遅れずれ期間
に応じてθＨfkの値を補償するので、ハードウエア上で
は解消が困難な誤差要因が、ソフトウエア処理により補
償されることになる。
ｔにあり、このずれ区間が進みずれ期間／遅れずれ期間
に応じてθＨfkの値を補償するので、ハードウエア上で
は解消が困難な誤差要因が、ソフトウエア処理により補
償されることになる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述の従
来例の方法は非常に有効であるが、演算タイミングずれ
期間のみを対象にしていて、Ａ相、Ｂ相の正弦波信号の
ノイズによる影響について考慮されていない。そのた
め、波形整形時のパルスのエッジと正弦波信号のゼロク
ロス点とのずれを正確に検出できず、より正確な検出精
度が検出できないという問題がある。
来例の方法は非常に有効であるが、演算タイミングずれ
期間のみを対象にしていて、Ａ相、Ｂ相の正弦波信号の
ノイズによる影響について考慮されていない。そのた
め、波形整形時のパルスのエッジと正弦波信号のゼロク
ロス点とのずれを正確に検出できず、より正確な検出精
度が検出できないという問題がある。
【００１９】本発明の目的は、上述の問題点を解消し、
移動体に対する検出精度が良好な位置検出方法を提供す
ることにある。
移動体に対する検出精度が良好な位置検出方法を提供す
ることにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明に係る位置検出方法は、直線又は回転変位する
移動体にエンコーダを軸結して該移動体の位置を検出す
る場合において、Ａ相及びＢ相の正弦波信号を出力する
正弦波エンコーダの出力をパルス波形に波形整形した後
に逓倍する工程と、該逓倍パルスのパルス計数値Ｎと前
記正弦波エンコーダのＡ相及びＢ相出力とをＡ／Ｄ変換
した後のデジタルデータを任意のサンプリング周期で同
時にラッチする工程と、前記デジタルデータのＡ相デジ
タル値とＢ相デジタル値のｔａｎ-1演算を行う工程と、
得られたｔａｎ-1演算値θa を前記パルス計数値Ｎに加
算して前記移動体の位置θf を検出する工程と、前記正
弦波信号の任意の電圧値で波形整形したパルスの状態に
変更する工程とを有することを特徴とする。
の本発明に係る位置検出方法は、直線又は回転変位する
移動体にエンコーダを軸結して該移動体の位置を検出す
る場合において、Ａ相及びＢ相の正弦波信号を出力する
正弦波エンコーダの出力をパルス波形に波形整形した後
に逓倍する工程と、該逓倍パルスのパルス計数値Ｎと前
記正弦波エンコーダのＡ相及びＢ相出力とをＡ／Ｄ変換
した後のデジタルデータを任意のサンプリング周期で同
時にラッチする工程と、前記デジタルデータのＡ相デジ
タル値とＢ相デジタル値のｔａｎ-1演算を行う工程と、
得られたｔａｎ-1演算値θa を前記パルス計数値Ｎに加
算して前記移動体の位置θf を検出する工程と、前記正
弦波信号の任意の電圧値で波形整形したパルスの状態に
変更する工程とを有することを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】本発明を図１〜図５に図示の実施
の形態に基づいて詳細に説明する。図１はブロック回路
構成図を示し、モータ５１に連結された正弦波エンコー
ダ５２の出力は２岐され、一方は波形整形器５３に他方
はＡ／Ｄ変換器５４に接続されている。波形整形器５３
にはハード的又はソフト的に設定された＋LIMITと−LIM
ITの電圧が入力されており、波形整形器５３の出力は方
向判別４逓倍回路５５、アップダウンカウンタ５６を介
してラッチ回路５７に接続されている。ラッチ回路５７
には発振器５８の出力が接続されており、ラッチ回路５
７の出力はＣＰＵ５９内の検出演算部６０に接続され、
発振器５８の一方の出力も検出演算部６０に接続されて
いる。また、Ａ／Ｄ変換器５４の出力はＣＰＵ５９内の
ｔａｎ-1演算部６１に接続されると共に検出演算部６０
にも接続されており、ｔａｎ -1演算部６１の出力は検出
演算部６０に接続されている。
の形態に基づいて詳細に説明する。図１はブロック回路
構成図を示し、モータ５１に連結された正弦波エンコー
ダ５２の出力は２岐され、一方は波形整形器５３に他方
はＡ／Ｄ変換器５４に接続されている。波形整形器５３
にはハード的又はソフト的に設定された＋LIMITと−LIM
ITの電圧が入力されており、波形整形器５３の出力は方
向判別４逓倍回路５５、アップダウンカウンタ５６を介
してラッチ回路５７に接続されている。ラッチ回路５７
には発振器５８の出力が接続されており、ラッチ回路５
７の出力はＣＰＵ５９内の検出演算部６０に接続され、
発振器５８の一方の出力も検出演算部６０に接続されて
いる。また、Ａ／Ｄ変換器５４の出力はＣＰＵ５９内の
ｔａｎ-1演算部６１に接続されると共に検出演算部６０
にも接続されており、ｔａｎ -1演算部６１の出力は検出
演算部６０に接続されている。
【００２２】正弦波エンコーダ５２からモータ５１の回
転に基づくＡ相とＢ相と正弦波が出力され、その信号が
波形整形器５３に入力する。図２は正弦波エンコーダ５
２から出力された正弦波の波形図であり、電圧＋LIMIT
と−LIMITと得られたパルス信号の関係を示している。
転に基づくＡ相とＢ相と正弦波が出力され、その信号が
波形整形器５３に入力する。図２は正弦波エンコーダ５
２から出力された正弦波の波形図であり、電圧＋LIMIT
と−LIMITと得られたパルス信号の関係を示している。
【００２３】通常では、正弦波のゼロクロス点でパルス
波形の状態を変化させる。例えば、正弦波信号が負から
正に切換わったときに下段に示すパルス信号を０から１
に変化させ、正から負に切換わったときパルス信号を１
から０に変化させる。本実施の形態では、この切換わり
を任意の電圧を指令して切換えるようにしている。＋LI
MIT の電圧値（ΔＶＨ）を正弦波信号の傾きが正の状態
で横切ったとき、パルス信号を０から１に変化させ、−
LIMIT の電圧値（−ΔＶＬ）を正弦波信号の傾きが負の
状態で横切ったとき１から０に変化させる。当然に、＋
LIMIT （−LIMIT ）を１度横切りパルス波形の状態が変
化した後は、−LIMIT （＋LIMIT ）を横切るまで状態の
変化が起こらないようなチャタリングを防止する回路に
なっている。
波形の状態を変化させる。例えば、正弦波信号が負から
正に切換わったときに下段に示すパルス信号を０から１
に変化させ、正から負に切換わったときパルス信号を１
から０に変化させる。本実施の形態では、この切換わり
を任意の電圧を指令して切換えるようにしている。＋LI
MIT の電圧値（ΔＶＨ）を正弦波信号の傾きが正の状態
で横切ったとき、パルス信号を０から１に変化させ、−
LIMIT の電圧値（−ΔＶＬ）を正弦波信号の傾きが負の
状態で横切ったとき１から０に変化させる。当然に、＋
LIMIT （−LIMIT ）を１度横切りパルス波形の状態が変
化した後は、−LIMIT （＋LIMIT ）を横切るまで状態の
変化が起こらないようなチャタリングを防止する回路に
なっている。
【００２４】このようにして、波形整形器５３からＡ相
とＢ相とのパルス信号（ＳａとＳｂ）が生成され、方向
判別４逓倍回路５５に入力する。方向判別４逓倍回路５
５はアップＵ又はダウンＤのパルスを生成し、アップダ
ウン回路５６に出力する。図３はアップ又はダウンパル
ス発生方法の説明図であり、カウントアップ時はＡ相と
Ｂ相との正弦波信号の関係は反時計方向に回り、カウン
トダウン時は時計方向に回る関係となる。アップパルス
の発生はＵ０、Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３のときであり、ダウン
パルスの発生はＤ０、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３のときである。
ここで、Ｕ１の角度は正弦波信号のピーク電圧をＶｐと
するとｔａｎ-1（ΔＶＨ／Ｖｐ）、Ｕ２の角度は９０゜
＋ｔａｎ-1（ΔＶＨ／Ｖｐ）、Ｕ３の角度は１８０゜＋
ｔａｎ-1（ΔＶＨ／Ｖｐ）、Ｕ０の角度は２７０゜＋ｔ
ａｎ-1（ΔＶＨ／Ｖｐ）、Ｄ０の角度は３６０゜−ｔａ
ｎ-1（ΔＶＬ／Ｖｐ）、Ｄ１の角度は９０゜−ｔａｎ-1
（ΔＶＬ／Ｖｐ）、Ｄ２の角度は１８０゜−ｔａｎ
-1（ΔＶＬ／Ｖｐ）、Ｄ３の角度は２７０゜−ｔａｎ-1
（ΔＶＬ／Ｖｐ）で求まる。
とＢ相とのパルス信号（ＳａとＳｂ）が生成され、方向
判別４逓倍回路５５に入力する。方向判別４逓倍回路５
５はアップＵ又はダウンＤのパルスを生成し、アップダ
ウン回路５６に出力する。図３はアップ又はダウンパル
ス発生方法の説明図であり、カウントアップ時はＡ相と
Ｂ相との正弦波信号の関係は反時計方向に回り、カウン
トダウン時は時計方向に回る関係となる。アップパルス
の発生はＵ０、Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３のときであり、ダウン
パルスの発生はＤ０、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３のときである。
ここで、Ｕ１の角度は正弦波信号のピーク電圧をＶｐと
するとｔａｎ-1（ΔＶＨ／Ｖｐ）、Ｕ２の角度は９０゜
＋ｔａｎ-1（ΔＶＨ／Ｖｐ）、Ｕ３の角度は１８０゜＋
ｔａｎ-1（ΔＶＨ／Ｖｐ）、Ｕ０の角度は２７０゜＋ｔ
ａｎ-1（ΔＶＨ／Ｖｐ）、Ｄ０の角度は３６０゜−ｔａ
ｎ-1（ΔＶＬ／Ｖｐ）、Ｄ１の角度は９０゜−ｔａｎ-1
（ΔＶＬ／Ｖｐ）、Ｄ２の角度は１８０゜−ｔａｎ
-1（ΔＶＬ／Ｖｐ）、Ｄ３の角度は２７０゜−ｔａｎ-1
（ΔＶＬ／Ｖｐ）で求まる。
【００２５】ＣＰＵ５９は発振器５８の信号を割込み信
号として使用し、この信号で位置検出の計算を行う。同
時に、アップダウンカウンタ５６の値をラッチ回路５７
でラッチし、粗位置計数値Ｎとする。例えば図４はその
説明図であり、計数値がＮのときカウントＵＰ方向に移
動しているときは、Ｕ１を横切ったときにアップパルス
が出力され計数値がＮ＋１になり、その後にカウントダ
ウン方向に移動するときは、Ｄ０を横切ったときにダウ
ンパルスが出力され、計数値がＮになるようなヒステリ
シス特性を持っている。
号として使用し、この信号で位置検出の計算を行う。同
時に、アップダウンカウンタ５６の値をラッチ回路５７
でラッチし、粗位置計数値Ｎとする。例えば図４はその
説明図であり、計数値がＮのときカウントＵＰ方向に移
動しているときは、Ｕ１を横切ったときにアップパルス
が出力され計数値がＮ＋１になり、その後にカウントダ
ウン方向に移動するときは、Ｄ０を横切ったときにダウ
ンパルスが出力され、計数値がＮになるようなヒステリ
シス特性を持っている。
【００２６】微位置信号として、Ａ相とＢ相と正弦波信
号をＡ／Ｄ変換したデジタル変換値を±の電圧データか
ら成るＡ*とＢ*とする。微位置θa はｔａｎ-1（Ａ*／
Ｂ*）を演算周期毎に計算する。この位置θa は＋９０
゜〜−９０゜の範囲のデータである。
号をＡ／Ｄ変換したデジタル変換値を±の電圧データか
ら成るＡ*とＢ*とする。微位置θa はｔａｎ-1（Ａ*／
Ｂ*）を演算周期毎に計算する。この位置θa は＋９０
゜〜−９０゜の範囲のデータである。
【００２７】検出演算部６０では、次の（２）式を計算
する。 位置θf ＝（粗位置計数値Ｎ＋微位置θa ／９０゜） ＊１計数器分解角度 …（２）
する。 位置θf ＝（粗位置計数値Ｎ＋微位置θa ／９０゜） ＊１計数器分解角度 …（２）
【００２８】この（２）式において、粗位置計数値Ｎは
回転方向と、演算値θa と、演算値θa の象現により下
記の式で補正する。ｉサンプル目の計数値をＮｉとした
とき、 カウントアップ時 第１象現 Ｎ＝Ｎｉ＋１ （０゜≦θa ＜Ｕ１） Ｎ＝Ｎｉ （Ｕ１≦θa ＜９０゜） 第２象現 Ｎ＝Ｎｉ＋２ （−９０゜≦θa ＜−９０゜＋Ｕ１） Ｎ＝Ｎｉ＋１ （−９０゜十ＵＩ≦θa ＜０゜） 第３象現 Ｎ＝Ｎｉ （０゜≦θa ＜Ｕ１） Ｎ＝Ｎｉ （Ｕ１≦θa ＜９０゜） 第０象現 Ｎ＝Ｎｉ＋２ （−９０゜≦θa ＜−９０゜＋Ｕ１） Ｎ＝Ｎｉ＋１ （−９０゜＋Ｕ１≦θa ＜０゜） カウントダウン時 第１象現 Ｎ＝Ｎｉ （０゜≦θa ＜Ｄ１） Ｎ＝Ｎｉ−１ （Ｄ１≦θa ＜９０°） 第２象現 Ｎ＝Ｎｉ＋１ （−９０゜≦θa ＜−９０゜＋Ｄ１） Ｎ＝Ｎｉ （−９０゜＋Ｄ１≦θa ＜０ｏ） 第３象現 Ｎ＝Ｎｉ （０゜≦θa ＜Ｄ１） Ｎ＝Ｎｉ−１ （Ｄ１≦θa ＜９０°） 第０象現 Ｎ＝Ｎｉ＋１ （−９０゜≦θa ＜−９０゜＋Ｄ１） Ｎ＝Ｎｉ （−９０゜＋Ｄ１≦θa ＜０゜）
回転方向と、演算値θa と、演算値θa の象現により下
記の式で補正する。ｉサンプル目の計数値をＮｉとした
とき、 カウントアップ時 第１象現 Ｎ＝Ｎｉ＋１ （０゜≦θa ＜Ｕ１） Ｎ＝Ｎｉ （Ｕ１≦θa ＜９０゜） 第２象現 Ｎ＝Ｎｉ＋２ （−９０゜≦θa ＜−９０゜＋Ｕ１） Ｎ＝Ｎｉ＋１ （−９０゜十ＵＩ≦θa ＜０゜） 第３象現 Ｎ＝Ｎｉ （０゜≦θa ＜Ｕ１） Ｎ＝Ｎｉ （Ｕ１≦θa ＜９０゜） 第０象現 Ｎ＝Ｎｉ＋２ （−９０゜≦θa ＜−９０゜＋Ｕ１） Ｎ＝Ｎｉ＋１ （−９０゜＋Ｕ１≦θa ＜０゜） カウントダウン時 第１象現 Ｎ＝Ｎｉ （０゜≦θa ＜Ｄ１） Ｎ＝Ｎｉ−１ （Ｄ１≦θa ＜９０°） 第２象現 Ｎ＝Ｎｉ＋１ （−９０゜≦θa ＜−９０゜＋Ｄ１） Ｎ＝Ｎｉ （−９０゜＋Ｄ１≦θa ＜０ｏ） 第３象現 Ｎ＝Ｎｉ （０゜≦θa ＜Ｄ１） Ｎ＝Ｎｉ−１ （Ｄ１≦θa ＜９０°） 第０象現 Ｎ＝Ｎｉ＋１ （−９０゜≦θa ＜−９０゜＋Ｄ１） Ｎ＝Ｎｉ （−９０゜＋Ｄ１≦θa ＜０゜）
【００２９】図５は以上の式の概念図を示し、カウント
アップ方向かダウン方向かの判定は、ＮｉとＮｉ−１の
大小を比較して、下記のようにする。 Ｎｉ＞Ｎｉ−１ カウントアップ Ｎｉ＝Ｎｉ−１ Ｎｉ−１のときと同じ方向 Ｎｉ＜Ｎｉ−１ カウントダウン
アップ方向かダウン方向かの判定は、ＮｉとＮｉ−１の
大小を比較して、下記のようにする。 Ｎｉ＞Ｎｉ−１ カウントアップ Ｎｉ＝Ｎｉ−１ Ｎｉ−１のときと同じ方向 Ｎｉ＜Ｎｉ−１ カウントダウン
【００３０】なお上記の実施の形態では、回転モータ５
１の回転角度を算出する場合について説明したが、位相
が９０゜異なる正弦波信号Ａ相とＢ相とが出力される検
出器、例えば直線移動する装置に使用されるリニアエン
コーダにも適用ができる。
１の回転角度を算出する場合について説明したが、位相
が９０゜異なる正弦波信号Ａ相とＢ相とが出力される検
出器、例えば直線移動する装置に使用されるリニアエン
コーダにも適用ができる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明に係る位置検
出方法は、Ａ相とＢ相とのＡ／Ｄ変換値からｔａｎ-1を
計算して微位置を求め、粗位置用計数器とのソフト的な
加算により、著しく高分解の検出ができる。
出方法は、Ａ相とＢ相とのＡ／Ｄ変換値からｔａｎ-1を
計算して微位置を求め、粗位置用計数器とのソフト的な
加算により、著しく高分解の検出ができる。
【００３２】また、Ａ相とＢ相とのパルス信号のエッジ
の切換わりを、正弦波信号のゼロクロス点ではなく任意
の量のずれを持たせたところにすることで、ヒステリシ
ス特性を持たせていて、その量を予め指定しておけば、
粗位置用の計数器を微位置の値と回転方向などで確実に
補正でき、従来例に比べて極めて高精度な位置検出がで
きる。
の切換わりを、正弦波信号のゼロクロス点ではなく任意
の量のずれを持たせたところにすることで、ヒステリシ
ス特性を持たせていて、その量を予め指定しておけば、
粗位置用の計数器を微位置の値と回転方向などで確実に
補正でき、従来例に比べて極めて高精度な位置検出がで
きる。
【図１】実施の形態のブロック図である。
【図２】正弦波信号と波形整形後のパルスの波形図であ
る。
る。
【図３】Ａ相とＢ相と正弦波と微位置と粗位置の関係図
である。
である。
【図４】ヒステリシス特性の説明図である。
【図５】粗位置計数器の補正方法の説明図である。
【図６】従来例のブロック回路図である。
【図７】従来例の動作を説明するための波形タイムチャ
ート図である。
ート図である。
【図８】従来例の回転角度検出装置の問題点を説明する
ための波形タイムチャート図である。
ための波形タイムチャート図である。
【図９】従来例の動作を説明するための波形タイムチャ
ート図である。
ート図である。
【図１０】従来例のチェック用符号の説明図である。
５１ 回転モータ ５６ アップダウン計数器 ５２ 正弦波エンコーダ ５３ 波形整形器 ５５ 方向判別４逓倍回路 ５７ ラッチ回路 ５４ Ａ／Ｄ変換器 ５９ ＣＰＵ ６１ ｔａｎ-1演算部 ６０ 検出演算部
Claims (3)
- 【請求項１】 直線又は回転変位する移動体にエンコー
ダを軸結して該移動体の位置を検出する場合において、
Ａ相及びＢ相の正弦波信号を出力する正弦波エンコーダ
の出力をパルス波形に波形整形した後に逓倍する工程
と、該逓倍パルスのパルス計数値Ｎと前記正弦波エンコ
ーダのＡ相及びＢ相出力とをＡ／Ｄ変換した後のデジタ
ルデータを任意のサンプリング周期で同時にラッチする
工程と、前記デジタルデータのＡ相デジタル値とＢ相デ
ジタル値のｔａｎ-1演算を行う工程と、得られたｔａｎ
-1演算値θa を前記パルス計数値Ｎに加算して前記移動
体の位置θf を検出する工程と、前記正弦波信号の任意
の電圧値で波形整形したパルスの状態に変更する工程と
を有することを特徴とする位置検出方法。 - 【請求項２】 前記波形整形したパルスの状態を変更す
る工程は、前記正弦波信号が負から正方向に変化すると
きは前記正弦波信号の正の任意の電圧でパルスの状態が
変化し、正から負に変化するときは前記正弦波信号の負
の任意の電圧でパルスの状態が変化するようなヒステリ
シス特性を持たせることを特徴とする請求項１に記載の
位置検出方法。 - 【請求項３】 位置の演算タイミングにおいて、前記ｔ
ａｎ-1演算値θa の値がヒステリシス領域か否か、及び
回転方向とＡ相とＢ相との符号を判定し、粗位置用計数
器の演算値を補正することを特徴とする請求項２に記載
の位置検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000151507A JP2001330476A (ja) | 2000-05-23 | 2000-05-23 | 位置検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000151507A JP2001330476A (ja) | 2000-05-23 | 2000-05-23 | 位置検出方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001330476A true JP2001330476A (ja) | 2001-11-30 |
Family
ID=18657058
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000151507A Pending JP2001330476A (ja) | 2000-05-23 | 2000-05-23 | 位置検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001330476A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6232526B1 (ja) * | 2017-04-04 | 2017-11-15 | 株式会社 五十嵐電機製作所 | 直流モータの制御装置 |
| JP2018183031A (ja) * | 2017-10-23 | 2018-11-15 | 株式会社 五十嵐電機製作所 | 直流モータの制御装置 |
-
2000
- 2000-05-23 JP JP2000151507A patent/JP2001330476A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6232526B1 (ja) * | 2017-04-04 | 2017-11-15 | 株式会社 五十嵐電機製作所 | 直流モータの制御装置 |
| WO2018185863A1 (ja) * | 2017-04-04 | 2018-10-11 | 株式会社五十嵐電機製作所 | 直流モータの制御装置 |
| JP2018183031A (ja) * | 2017-10-23 | 2018-11-15 | 株式会社 五十嵐電機製作所 | 直流モータの制御装置 |
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