JP2690410B2 - アナログ・デジタル変換回路 - Google Patents
アナログ・デジタル変換回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばモータ制御回路
等に用いるのに適したアナログ・デジタル変換回路に関
する。
等に用いるのに適したアナログ・デジタル変換回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、モータ制御回路等では、マイク
ロプロセッサを用い、ソフトウエアによる制御を行うよ
うにしたものがある。図７はこのようなソフトウエアに
よるモータ制御回路の従来例を示すもので、アナログ信
号である速度指令電圧をローパスフィルタ１に通してノ
イズその他の高調波成分を除去したあとアナログ・デジ
タルコンバータＩＣ１５でデジタル信号に変換し、これ
をマイクロプロセッサ１６に取り込んでインバータ４を
制御し、モータ５の回転速度を制御するようになってい
る。モータ５の回転速度はエンコーダ６で検出される。
マイクロプロセッサ１６は速度指令信号とモータ５の実
際の回転速度との偏差を演算し、この偏差がゼロになる
ようにインバータ４を制御する。
ロプロセッサを用い、ソフトウエアによる制御を行うよ
うにしたものがある。図７はこのようなソフトウエアに
よるモータ制御回路の従来例を示すもので、アナログ信
号である速度指令電圧をローパスフィルタ１に通してノ
イズその他の高調波成分を除去したあとアナログ・デジ
タルコンバータＩＣ１５でデジタル信号に変換し、これ
をマイクロプロセッサ１６に取り込んでインバータ４を
制御し、モータ５の回転速度を制御するようになってい
る。モータ５の回転速度はエンコーダ６で検出される。
マイクロプロセッサ１６は速度指令信号とモータ５の実
際の回転速度との偏差を演算し、この偏差がゼロになる
ようにインバータ４を制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のモータ制御
回路によれば、アナログ・デジタルコンバータＩＣを用
いているため、コスト高になるという難点がある。ま
た、アナログ・デジタルコンバータＩＣとマイクロプロ
セッサ間はそのビット数に応じて１０本あるいは１２本
というように多数の線で接続する必要があるため、マイ
クロプロセッサの入出力ポートがアナログ・デジタルコ
ンバータＩＣからの線で占有されてしまい、マイクロプ
ロセッサを有効に利用することができないという問題も
ある。
回路によれば、アナログ・デジタルコンバータＩＣを用
いているため、コスト高になるという難点がある。ま
た、アナログ・デジタルコンバータＩＣとマイクロプロ
セッサ間はそのビット数に応じて１０本あるいは１２本
というように多数の線で接続する必要があるため、マイ
クロプロセッサの入出力ポートがアナログ・デジタルコ
ンバータＩＣからの線で占有されてしまい、マイクロプ
ロセッサを有効に利用することができないという問題も
ある。
【０００４】本発明は、このような問題点を解消するた
めになされたもので、アナログ・デジタルコンバータＩ
Ｃを不要にして低コストを図ると共に、マイクロプロセ
ッサのポートを有効に利用することができ、さらに、温
度変化や経年変化等による変換精度の低下を防止するこ
とができるアナログ・デジタル変換回路を提供すること
を目的とする。
めになされたもので、アナログ・デジタルコンバータＩ
Ｃを不要にして低コストを図ると共に、マイクロプロセ
ッサのポートを有効に利用することができ、さらに、温
度変化や経年変化等による変換精度の低下を防止するこ
とができるアナログ・デジタル変換回路を提供すること
を目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】 本発明は、アナログ信
号である指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比
較してパルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パ
ルス幅変調信号の正および負の区間を計測してデジタル
信号に変換するカウンタとを有し、上記パルス幅変調信
号の正および負の区間から上記パルス幅の全周期を求
め、上記パルス幅変調信号の （正の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 又は （負の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 によってデジタルデータを求めることを特徴とする。
号である指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比
較してパルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パ
ルス幅変調信号の正および負の区間を計測してデジタル
信号に変換するカウンタとを有し、上記パルス幅変調信
号の正および負の区間から上記パルス幅の全周期を求
め、上記パルス幅変調信号の （正の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 又は （負の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 によってデジタルデータを求めることを特徴とする。
【０００６】 パルス幅変調信号の正および負の区間を
同一のカウンタで計測し、パルス幅変調信号の全周期を
（正区間の計測値）＋（負区間の計測値）で求めてもよ
い。
同一のカウンタで計測し、パルス幅変調信号の全周期を
（正区間の計測値）＋（負区間の計測値）で求めてもよ
い。
【０００７】
【作用】 コンパレータでアナログ信号である指令信号
と三角波とを比較することにより指令信号レベルに応じ
たパルス幅変調信号を得る。このパルス幅変調信号の正
および負の区間と全周期を計測し、（正の区間）／（全
周期）又は（負の区間）／（全周期）を求め、あるいは
これを定数倍することによって指令信号レベルに応じた
デジタル信号を得ることができる。
と三角波とを比較することにより指令信号レベルに応じ
たパルス幅変調信号を得る。このパルス幅変調信号の正
および負の区間と全周期を計測し、（正の区間）／（全
周期）又は（負の区間）／（全周期）を求め、あるいは
これを定数倍することによって指令信号レベルに応じた
デジタル信号を得ることができる。
【０００８】
【実施例】以下、図１ないし図６を参照しながら本発明
にかかるアナログ・デジタル変換回路の実施例について
説明する。なお、図示の実施例では、図７に示した従来
例と同様に、アナログ・デジタル変換回路をモータの速
度制御回路に適用した例になっている。そこで、図４の
従来例と共通の構成部分には共通の符号を付す。
にかかるアナログ・デジタル変換回路の実施例について
説明する。なお、図示の実施例では、図７に示した従来
例と同様に、アナログ・デジタル変換回路をモータの速
度制御回路に適用した例になっている。そこで、図４の
従来例と共通の構成部分には共通の符号を付す。
【０００９】図１において、アナログ信号である速度指
令電圧７はローパスフィルタ１に入力され、ローパスフ
ィルタ１の出力と三角波８がコンパレータ２に入力され
るようになっている。コンパレータ２の出力は、二つの
カウンタ３１，３２を有するマイクロプロセッサ３に入
力されるようになっている。マイクロプロセッサ３は、
カウンタ３１，３２のカウント値を利用して速度指令電
圧に対応したデジタル信号を得ると共に、エンコーダ６
からのモータ５の回転速度信号と上記デジタル信号の偏
差がゼロとなるようにインバータ４を制御するようにな
っている。
令電圧７はローパスフィルタ１に入力され、ローパスフ
ィルタ１の出力と三角波８がコンパレータ２に入力され
るようになっている。コンパレータ２の出力は、二つの
カウンタ３１，３２を有するマイクロプロセッサ３に入
力されるようになっている。マイクロプロセッサ３は、
カウンタ３１，３２のカウント値を利用して速度指令電
圧に対応したデジタル信号を得ると共に、エンコーダ６
からのモータ５の回転速度信号と上記デジタル信号の偏
差がゼロとなるようにインバータ４を制御するようにな
っている。
【００１０】次に、図２を併せて参照しながら上記実施
例の動作を詳細に説明する。速度指令電圧７は図２
（ａ）に示すようにノイズその他の高調波成分を含んで
いる。この速度指令電圧７はローパスフィルタ１に通す
ことによって図２（ｂ）に符号７１で示すような高調波
成分が除去されたローパスフィルタ出力となる。
例の動作を詳細に説明する。速度指令電圧７は図２
（ａ）に示すようにノイズその他の高調波成分を含んで
いる。この速度指令電圧７はローパスフィルタ１に通す
ことによって図２（ｂ）に符号７１で示すような高調波
成分が除去されたローパスフィルタ出力となる。
【００１１】指令電圧７のローパスフィルタ出力７１
は、コンパレータ２によって一定周波数で一定振幅の三
角波８と比較される。図２（ｂ）に示すように、指令電
圧７のローパスフィルタ出力７１はそのレベルに応じて
三角波８を横切るレベル位置が異なる。そのため、コン
パレータ２の出力は、指令電圧７のローパスフィルタ出
力７１のレベルに応じた図２（ｃ）に示すようなパルス
幅変調（ＰＷＭ）信号９となる。すなわち、ＰＷＭ信号
９の「Ｈ」区間の幅が指令電圧７の大小を表すことにな
る。なお、この例ではローパスフィルタ１の出力電圧が
三角波の電圧より大きいときコンパレータ２のＰＷＭ出
力信号９が「Ｈ」となるように接続されている。
は、コンパレータ２によって一定周波数で一定振幅の三
角波８と比較される。図２（ｂ）に示すように、指令電
圧７のローパスフィルタ出力７１はそのレベルに応じて
三角波８を横切るレベル位置が異なる。そのため、コン
パレータ２の出力は、指令電圧７のローパスフィルタ出
力７１のレベルに応じた図２（ｃ）に示すようなパルス
幅変調（ＰＷＭ）信号９となる。すなわち、ＰＷＭ信号
９の「Ｈ」区間の幅が指令電圧７の大小を表すことにな
る。なお、この例ではローパスフィルタ１の出力電圧が
三角波の電圧より大きいときコンパレータ２のＰＷＭ出
力信号９が「Ｈ」となるように接続されている。
【００１２】マイクロプロセッサ３は、カウンタ３１，
３２が計数動作するための一定周波数の内部クロックパ
ルスを発生する。図２（ｄ）はこのクロックパルスを示
す。マイクロプロセッサ３が有する第１のカウンタ３１
は図２（ｅ）に示すようにＰＷＭ信号９の「Ｈ」区間の
上記クロックパルスをカウントし、第２のカウンタ３２
は図２（ｆ）に示すようにＰＷＭ信号９の「Ｌ」区間の
上記クロックパルスをカウントする。カウンタ３１はＰ
ＷＭ信号９の立下りでカウント値をカウンタバッファに
移し、そのカウンタ値をクリアする。カウンタ３２はＰ
ＷＭ信号９の立上りでカウント値をカウンタバッファに
移し、そのカウンタ値をクリアする。
３２が計数動作するための一定周波数の内部クロックパ
ルスを発生する。図２（ｄ）はこのクロックパルスを示
す。マイクロプロセッサ３が有する第１のカウンタ３１
は図２（ｅ）に示すようにＰＷＭ信号９の「Ｈ」区間の
上記クロックパルスをカウントし、第２のカウンタ３２
は図２（ｆ）に示すようにＰＷＭ信号９の「Ｌ」区間の
上記クロックパルスをカウントする。カウンタ３１はＰ
ＷＭ信号９の立下りでカウント値をカウンタバッファに
移し、そのカウンタ値をクリアする。カウンタ３２はＰ
ＷＭ信号９の立上りでカウント値をカウンタバッファに
移し、そのカウンタ値をクリアする。
【００１３】ここで、第１のカウンタ３１のカウンタバ
ッファ値をＴｈ（ｎ）、第２のカウンタ３２のカウンタ
バッファ値をＴｌ（ｎ）とする。（ｎ）は、ｎ回目のサ
ンプリング値であることを意味している。マイクロプロ
セッサ３は上記カウンタバッファ値から、 Ｔｈ（ｎ）＋Ｔｌ（ｎ）＝Ｔａｌｌ（ｎ） を演算する。Ｔａｌｌ（ｎ）は、ｎ回目のサンプリング
時の三角波の全周期を意味する。
ッファ値をＴｈ（ｎ）、第２のカウンタ３２のカウンタ
バッファ値をＴｌ（ｎ）とする。（ｎ）は、ｎ回目のサ
ンプリング値であることを意味している。マイクロプロ
セッサ３は上記カウンタバッファ値から、 Ｔｈ（ｎ）＋Ｔｌ（ｎ）＝Ｔａｌｌ（ｎ） を演算する。Ｔａｌｌ（ｎ）は、ｎ回目のサンプリング
時の三角波の全周期を意味する。
【００１４】マイクロプロセッサ３は次に ｛Ｔｈ（ｎ）｝／｛Ｔａｌｌ（ｎ）｝ すなわち、ＰＷＭ信号９の（正の区間）／（全周期）を
演算する。
演算する。
【００１５】このようにして求められた信号はデジタル
信号であり、図２（ａ）に示すアナログ信号である速度
指令電圧７が図２に示す一連の動作を経てデジタル信号
に変換されることになる。このデジタル信号を速度指令
値としてソフトウエアによる速度制御に供する。すなわ
ち、マイクロプロセッサ３は、デジタル変換された上記
速度指令値とエンコーダ６からのモータ５の回転速度と
の偏差を演算し、偏差がゼロとなるようにインバータ４
を制御する。
信号であり、図２（ａ）に示すアナログ信号である速度
指令電圧７が図２に示す一連の動作を経てデジタル信号
に変換されることになる。このデジタル信号を速度指令
値としてソフトウエアによる速度制御に供する。すなわ
ち、マイクロプロセッサ３は、デジタル変換された上記
速度指令値とエンコーダ６からのモータ５の回転速度と
の偏差を演算し、偏差がゼロとなるようにインバータ４
を制御する。
【００１６】ところで、マイクロプロセッサ３のカウン
タはＰＷＭ信号９の「Ｈ」の区間だけを計測しても、速
度指令電圧７をデジタル信号に変換することができる。
しかしながら、ＰＷＭ信号９の「Ｈ」の区間を計測した
だけでは、温度変化や経時変化等によって三角波８の周
波数が変動したときカウント値が変動してしまい、アナ
ログ・デジタル変換精度が劣化する。以下、その理由を
詳細に説明する。
タはＰＷＭ信号９の「Ｈ」の区間だけを計測しても、速
度指令電圧７をデジタル信号に変換することができる。
しかしながら、ＰＷＭ信号９の「Ｈ」の区間を計測した
だけでは、温度変化や経時変化等によって三角波８の周
波数が変動したときカウント値が変動してしまい、アナ
ログ・デジタル変換精度が劣化する。以下、その理由を
詳細に説明する。
【００１７】いま、図６に示すように、三角波８の周波
数が低い場合と高い場合に分けて考える。三角波８の振
幅は一定でローパスフィルタ１の出力７１のレベルも一
定とする。三角波８の周波数が低い場合は、ＰＷＭ信号
の「Ｈ」の部分が長くなって「Ｈ」区間で計測されるク
ロック数が増え、デジタル出力データであるカウンタバ
ッファの値は大きくなる。逆に三角波８の周波数が高い
場合は、ＰＷＭ信号の「Ｈ」の部分が短くなって「Ｈ」
区間で計測されるクロック数が減り、デジタル出力デー
タであるカウンタバッファの値は小さくなる。
数が低い場合と高い場合に分けて考える。三角波８の振
幅は一定でローパスフィルタ１の出力７１のレベルも一
定とする。三角波８の周波数が低い場合は、ＰＷＭ信号
の「Ｈ」の部分が長くなって「Ｈ」区間で計測されるク
ロック数が増え、デジタル出力データであるカウンタバ
ッファの値は大きくなる。逆に三角波８の周波数が高い
場合は、ＰＷＭ信号の「Ｈ」の部分が短くなって「Ｈ」
区間で計測されるクロック数が減り、デジタル出力デー
タであるカウンタバッファの値は小さくなる。
【００１８】従って、ＰＷＭ信号９の「Ｈ」の区間を計
測しただけでは、温度変化や経時変化等によって三角波
８の周波数が変動したときカウント値が変動してしま
い、アナログ・デジタル変換精度が劣化することにな
る。
測しただけでは、温度変化や経時変化等によって三角波
８の周波数が変動したときカウント値が変動してしま
い、アナログ・デジタル変換精度が劣化することにな
る。
【００１９】しかるに、前記実施例のように、ＰＷＭ信
号９の（正の区間）／（全周期）を演算した値を用いれ
ば、三角波８の周波数が変動してもデジタル変換データ
が変動することはない。その理由を図３を参照しながら
説明する。図３の（ａ）は三角波８の周波数が高い場
合、（ｂ）は三角波８の周波数が低い場合を示す。い
ま、図３（ａ）に示すように、三角波８の一つのピーク
をＡ、その隣のピークをＣ、これらピークＡ，Ｃ間の最
低点をＢとし、ΔＡＢＣをローパスフィルタ出力Ｖｉｎ
が横切る点をＤ，Ｅとする。また、三角波８のピーク
Ａ，Ｃの電圧をＶａｍ、最低点Ｂの電圧を−Ｖａｍと
し、ＰＷＭ信号の全周期、従って三角波８の全周期をＴ
ａ1（ｎ）、ＰＷＭ信号の正の区間をＴｈ1（ｎ）とす
る。同様に、図３の（ｂ）については、（ａ）での各点
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅに対応する各点をＡ′，Ｂ′，
Ｃ′，Ｄ′，Ｅ′とし、ＰＷＭ信号の全周期、従って三
角波８の全周期をＴａ2（ｎ）、ＰＷＭ信号の正の区間
をＴｈ2（ｎ）とする。
号９の（正の区間）／（全周期）を演算した値を用いれ
ば、三角波８の周波数が変動してもデジタル変換データ
が変動することはない。その理由を図３を参照しながら
説明する。図３の（ａ）は三角波８の周波数が高い場
合、（ｂ）は三角波８の周波数が低い場合を示す。い
ま、図３（ａ）に示すように、三角波８の一つのピーク
をＡ、その隣のピークをＣ、これらピークＡ，Ｃ間の最
低点をＢとし、ΔＡＢＣをローパスフィルタ出力Ｖｉｎ
が横切る点をＤ，Ｅとする。また、三角波８のピーク
Ａ，Ｃの電圧をＶａｍ、最低点Ｂの電圧を−Ｖａｍと
し、ＰＷＭ信号の全周期、従って三角波８の全周期をＴ
ａ1（ｎ）、ＰＷＭ信号の正の区間をＴｈ1（ｎ）とす
る。同様に、図３の（ｂ）については、（ａ）での各点
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅに対応する各点をＡ′，Ｂ′，
Ｃ′，Ｄ′，Ｅ′とし、ＰＷＭ信号の全周期、従って三
角波８の全周期をＴａ2（ｎ）、ＰＷＭ信号の正の区間
をＴｈ2（ｎ）とする。
【００２０】図３（ａ）において互いに相似のΔＡＢＣ
とΔＤＢＥに注目すると、
とΔＤＢＥに注目すると、
【数１】 ｛Ｔｈ1(n)｝／Ｔａ1(n)｝＝(Ｖａｍ＋Ｖｉｎ)／２Ｖａｍ （１） が成り立つ。同様に図３（ｂ）の場合も、
【数２】 ｛Ｔｈ2(n)｝／Ｔａ2(n)｝＝(Ｖａｍ＋Ｖｉｎ)／２Ｖａｍ （２） が成り立つ。式（１）、式（２）より、
【数３】 ｛Ｔｈ1(n)｝／Ｔａ1(n)｝＝｛Ｔｈ2(n)｝／Ｔａ2(n)｝
＝（正の区間）／（全周期）＝デューティー が成り立つ。
＝（正の区間）／（全周期）＝デューティー が成り立つ。
【００２１】このように、三角波８の周波数が高い場合
も低い場合も、ＰＷＭ信号９の（正の区間）／（全周
期）は同じ値になること、すなわちＰＷＭ信号９のデュ
ーティーは三角波８の周波数に関係しないことがわか
る。従って、ＰＷＭ信号９の正の区間のクロックパルス
を計測した値を、全周期のクロックパルスを計測した値
で割ったデータは、三角波８の周波数に依存しないこと
がわかる。また、上記正の区間を計測した値及び全周期
を計測した値を定数倍して上記演算を行っても同様のこ
とがいえる。なお、ＰＷＭ信号９の（負の区間）／（全
周期）を演算し、あるいはそれを定数倍しても同様の結
果を得ることができる。
も低い場合も、ＰＷＭ信号９の（正の区間）／（全周
期）は同じ値になること、すなわちＰＷＭ信号９のデュ
ーティーは三角波８の周波数に関係しないことがわか
る。従って、ＰＷＭ信号９の正の区間のクロックパルス
を計測した値を、全周期のクロックパルスを計測した値
で割ったデータは、三角波８の周波数に依存しないこと
がわかる。また、上記正の区間を計測した値及び全周期
を計測した値を定数倍して上記演算を行っても同様のこ
とがいえる。なお、ＰＷＭ信号９の（負の区間）／（全
周期）を演算し、あるいはそれを定数倍しても同様の結
果を得ることができる。
【００２２】以上説明した実施例によれば、アナログ信
号である指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比
較してパルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パ
ルス幅変調信号の正の区間と負の区間を計測する２個の
カウンタでアナログ・デジタル変換回路を構成したか
ら、アナログ・デジタルコンバータＩＣを用いることな
く、コンパレータとその周辺部品のみでアナログ・デジ
タル変換回路を構成することができ、マイクロプロセッ
サを用いてソフトウエア制御を行うにしてもコンパレー
タからマイクロプロセッサへの配線は２本で足りるか
ら、マイクロプロセッサのポートを有効に利用すること
ができる。
号である指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比
較してパルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パ
ルス幅変調信号の正の区間と負の区間を計測する２個の
カウンタでアナログ・デジタル変換回路を構成したか
ら、アナログ・デジタルコンバータＩＣを用いることな
く、コンパレータとその周辺部品のみでアナログ・デジ
タル変換回路を構成することができ、マイクロプロセッ
サを用いてソフトウエア制御を行うにしてもコンパレー
タからマイクロプロセッサへの配線は２本で足りるか
ら、マイクロプロセッサのポートを有効に利用すること
ができる。
【００２３】さらに、ＰＷＭ信号９の（正の区間）／
（全周期）あるいはその定数倍によってデジタルデータ
を求めるため、変換されたデジタルデータはＰＷＭ信号
９を得るための三角波８の周波数に依存せず、安定で精
度の高いデジタル変換が可能となった。
（全周期）あるいはその定数倍によってデジタルデータ
を求めるため、変換されたデジタルデータはＰＷＭ信号
９を得るための三角波８の周波数に依存せず、安定で精
度の高いデジタル変換が可能となった。
【００２４】次に、本発明の各種変形例について説明す
る。図１に示す実施例ではマイクロプロセッサ３内の二
つのカウンタ３１，３２がそれぞれＰＷＭ信号９の正の
区間と負の区間を分担して計測していたが、一方のカウ
ンタは周期カウンタとしてＴａｌｌ（ｎ）を計測し、他
方のカウンタは正区間カウンタとしてＴｈ（ｎ）を計測
するようにしてもよい。上記他方のカウンタは負区間カ
ウンタとしてＴｌ（ｎ）を計測するようにしてもよい
し、Ｔｈ（ｎ）＝Ｔａｌｌ（ｎ）−Ｔｌ（ｎ）を演算し
てＴｈ（ｎ）を求めるようにしてもよい。
る。図１に示す実施例ではマイクロプロセッサ３内の二
つのカウンタ３１，３２がそれぞれＰＷＭ信号９の正の
区間と負の区間を分担して計測していたが、一方のカウ
ンタは周期カウンタとしてＴａｌｌ（ｎ）を計測し、他
方のカウンタは正区間カウンタとしてＴｈ（ｎ）を計測
するようにしてもよい。上記他方のカウンタは負区間カ
ウンタとしてＴｌ（ｎ）を計測するようにしてもよい
し、Ｔｈ（ｎ）＝Ｔａｌｌ（ｎ）−Ｔｌ（ｎ）を演算し
てＴｈ（ｎ）を求めるようにしてもよい。
【００２５】以上説明した実施例ではマイクロプロセッ
サ３内のカウンタを２個用いていたが、図４に示すよう
に、マイクロプロセッサ３内の１個のカウンタ３３を用
いて信号処理することも可能である。図５はこの場合の
処理法を示す。ＰＷＭ信号の立上り及び立下りのエッジ
でカウンタ３３をクリアすると共に、そのときのカウン
タ３３のピーク値をカウンタバッファに取り込んでお
く。また、図５にａ点及びｂ点で示すように、ＰＷＭ信
号９のエッジの直後にその時のＰＷＭ信号９のレベルが
「Ｌ」か「Ｈ」かを判断し、ａ点のように「Ｌ」の場合
はその直前にカウンタバッファに取り込んだ計測値は正
区間の計測値と判断し、ｂ点のように「Ｈ」の場合はそ
の直前にカウンタバッファに取り込んだ計測値は負区間
の計測値と判断する。こうして得られた正区間と負区間
の計測値を合計することによって全周期を得ることがで
き、前述の実施例と同様に処理することにより、デジタ
ルデータを得ることができる。
サ３内のカウンタを２個用いていたが、図４に示すよう
に、マイクロプロセッサ３内の１個のカウンタ３３を用
いて信号処理することも可能である。図５はこの場合の
処理法を示す。ＰＷＭ信号の立上り及び立下りのエッジ
でカウンタ３３をクリアすると共に、そのときのカウン
タ３３のピーク値をカウンタバッファに取り込んでお
く。また、図５にａ点及びｂ点で示すように、ＰＷＭ信
号９のエッジの直後にその時のＰＷＭ信号９のレベルが
「Ｌ」か「Ｈ」かを判断し、ａ点のように「Ｌ」の場合
はその直前にカウンタバッファに取り込んだ計測値は正
区間の計測値と判断し、ｂ点のように「Ｈ」の場合はそ
の直前にカウンタバッファに取り込んだ計測値は負区間
の計測値と判断する。こうして得られた正区間と負区間
の計測値を合計することによって全周期を得ることがで
き、前述の実施例と同様に処理することにより、デジタ
ルデータを得ることができる。
【００２６】なお、前記図３では、（正の区間）／（全
周期）が三角波８の周波数に対して不変となることを説
明したが、（負の区間）／（全周期）としても同じであ
り、デジタル出力データを （負の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 としても、三角波８の周波数依存性はない。
周期）が三角波８の周波数に対して不変となることを説
明したが、（負の区間）／（全周期）としても同じであ
り、デジタル出力データを （負の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 としても、三角波８の周波数依存性はない。
【００２７】速度指令電圧と比較する三角波には、のこ
ぎり波も含む。
ぎり波も含む。
【００２８】本発明は、モータの速度制御回路に限ら
ず、各種回路のアナログ・デジタル変換回路として適用
可能である。
ず、各種回路のアナログ・デジタル変換回路として適用
可能である。
【００２９】
【発明の効果】 本発明によれば、アナログ信号である
指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比較してパ
ルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パルス幅変
調信号の正および負の区間を計測してデジタル信号に変
換するカウンタとを有してなり、上記パルス幅変調信号
の正および負の区間から上記パルス幅の全周期を求め、
上記パルス幅変調信号の （正の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 又は （負の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 によってデジタル信号に変換するように したから、アナ
ログ・デジタルコンバータＩＣを用いることなく、コン
パレータとその周辺部品のみでアナログ・デジタル変換
回路を構成することができ、アナログ・デジタル変換回
路を低コストで提供することができる。
指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比較してパ
ルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パルス幅変
調信号の正および負の区間を計測してデジタル信号に変
換するカウンタとを有してなり、上記パルス幅変調信号
の正および負の区間から上記パルス幅の全周期を求め、
上記パルス幅変調信号の （正の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 又は （負の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 によってデジタル信号に変換するように したから、アナ
ログ・デジタルコンバータＩＣを用いることなく、コン
パレータとその周辺部品のみでアナログ・デジタル変換
回路を構成することができ、アナログ・デジタル変換回
路を低コストで提供することができる。
【００３０】さらに、パルス幅変調信号の（正の区間）
／（全周期）あるいはその定数倍によってデジタルデー
タを求めるため、変換されたデジタル出力データはパル
ス幅変調信号を得るための三角波の周波数に依存せず、
安定で精度の高いデジタル変換が可能となった。
／（全周期）あるいはその定数倍によってデジタルデー
タを求めるため、変換されたデジタル出力データはパル
ス幅変調信号を得るための三角波の周波数に依存せず、
安定で精度の高いデジタル変換が可能となった。
【図１】本発明にかかるアナログ・デジタル変換回路の
実施例を含むモータ制御回路の例を示すブロック図。
実施例を含むモータ制御回路の例を示すブロック図。
【図２】同上実施例の動作を示すタイミングチャート。
【図３】同上実施例のパルス幅変換動作を示すタイミン
グチャート。
グチャート。
【図４】本発明にかかるアナログ・デジタル変換回路の
変形例を示すブロック図。
変形例を示すブロック図。
【図５】同上変形例の動作を示すタイミングチャート。
【図６】本発明を適用しない場合のパルス幅変換動作の
問題点を説明するためのタイミングチャート。
問題点を説明するためのタイミングチャート。
【図７】従来のアナログ・デジタル変換回路例を含むモ
ータ制御回路の例を示すブロック図。
ータ制御回路の例を示すブロック図。
２ コンパレータ ７ 指令信号 ８ 三角波 ９ パルス幅変調信号 ３１，３２ カウンタ
Claims (2)
- 【請求項１】 アナログ信号である指令信号を一定周波
数で一定振幅の三角波と比較してパルス幅変調信号に変
換するコンパレータと、上記パルス幅変調信号の正およ
び負の区間を計測してデジタル信号に変換するカウンタ
とを有してなるアナログ・デジタル変換回路であって、上記パルス幅変調信号の正および負の区間から上記パル
ス幅の全周期を求め 、上記パルス幅変調信号の （正の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 又は （負の区間）／（全周期） あるいはその定数倍 によってデジタルデータを求めることを特徴とするアナ
ログ・デジタル変換回路。 - 【請求項２】 パルス幅変調信号の正および負の区間を
同一のカウンタで計測し、パルス幅変調信号の全周期を
（正の区間の計測値）＋（負の区間の計測値）で求める
請求項１記載のアナログ・デジタル変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3109800A JP2690410B2 (ja) | 1991-04-15 | 1991-04-15 | アナログ・デジタル変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3109800A JP2690410B2 (ja) | 1991-04-15 | 1991-04-15 | アナログ・デジタル変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04316218A JPH04316218A (ja) | 1992-11-06 |
| JP2690410B2 true JP2690410B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=14519540
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3109800A Expired - Fee Related JP2690410B2 (ja) | 1991-04-15 | 1991-04-15 | アナログ・デジタル変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2690410B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6045461B2 (ja) * | 1977-04-11 | 1985-10-09 | 株式会社横河電機製作所 | アナログ信号演算装置 |
-
1991
- 1991-04-15 JP JP3109800A patent/JP2690410B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04316218A (ja) | 1992-11-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19970819 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |