KR20020058908A - 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치 및 그 방법 - Google Patents

모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치 및 그 방법을 제공하는 것으로, 상기 방법은, 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치에서 M 개수법을 응용하여 모터의 위치 및 속도 검출을 위해 인코더로부터 입력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변경하고, 디지털 신호의 분해능을 향상시키기 위해 상기 디지털 신호의 상승과 하강 모서리에 동기화된 4체배의 펄스를 발생시켜 플렉스내의 카운터를 이용해 변경된 디지털 펄스를 계수하여 디지털 위치값을 검출하는 단계와; 상기 디지털 위치값이 검출되면, 미소 위치를 검출하기 위해 T 측정법을 응용하여 A/D변환기로 인코더의 아날로그 Sin/Cos 신호를 동시에 샘플링하고 홀드하여 읽고 아크 탄젠트 함수를 적용해 미소 위치를 구하는 단계와; 상기 미소 위치의 검출이 이루어지면, 상기 검출된 디지털 위치 값과 아날로그 신호 검출에 의한 미소 위치값을 합산으로 모터의 현재 위치를 계산하는 단계와; 상기 계산된 현재 위치에서 속도 샘플링 시간을 이용해 순시 속도를 산출하는 단계를 포함하여 이루어져, 모터의 위치 및 속도를 고분해능으로 검출하여 속도응답 특성, 저속 운전 능력 및 속도 제어범위를 향상시킨다.

Description

모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치 및 그 방법 {APPARATUS AND METHOD FOR HIGH RESOLUTION PROCESSING OF ENCODER SIGNAL FOR A MOTOR CONTROL}
본 발명은 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치 및 그 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 아날로그 신호(Sin/Cos) 출력형 증분형 인코더를 적용한모터 제어시 모터 1회전당 생성될 수 있는 인코더 신호의 속도 및 위치 분해능을 향상시키기 위한 고분해능 인코더 신호 처리장치 및 그 방법에 관한 것이다.
최근 자동 제어 시스템의 급속한 발달과 더불어 제어 대상의 정밀 제어를 위해 각종 센서의 사용과 그 응용 기술들이 현저하게 발전하고 있으며, 특히 고성능 제어를 필요로 하는 공작기계 등과 같은 시스템에서는 토크, 속도, 위치의 정밀한 제어가 요구되어 센서의 의존도가 전체 시스템의 성능에 큰 비중을 차지하게 되었다.
3상 교류 모터의 속도 제어를 위한 블록선도는 그림1과 같으며 실시간 연산을 통한 고성능 모터 제어를 위해 DSP(120)를 사용한다. 디지털 모터 제어의 주요 구성 블록은 전류 제어기(122), 속도 제어기(121) 및 각종 보상 알고리즘등의 소프트웨어가 수행되는 디지털 제어부(120), 가변 전압 가변 주파수를 생성하여 요구되는 속도로 모터가 구동될 수 있도록 DC전압을 AC전압으로 변환하는 PWM(Pulse Width Modulation) 인버터부(130), PWM 알고리즘 및 전류 제어를 위한 모터 상전류 검출부 및 모터의 실제 속도를 궤환받아 일정한 기준 속도로 제어하기 위한 속도센서 및 속도 센서 처리부(140)로 크게 분류할 수 있다.
이러한 3상 교류 모터의 속도 제어를 위한 속도 측정방법 및 기본 원리를 설명한다.
고성능 벡터 제어 시스템 구현을 위해 산업계에 적용되고 있는 속도 검출 장치로는 증분형 인코더(Incremental Encoder)와 절대값 인코더(Absolute Encoder)가 주로 이용되며 일반적으로 가격이 저렴한 증분형 인코더가 사용되고 있다.
증분형 인코더를 이용한 속도 검출 방법으로 가장 일반적인 방법은 펄스 개수법, 주기 측정법 그리고 두 가지의 혼합형이 사용되고 있으나 미소 위치 정보 검출에 어려움이 있다.
펄스 개수 법 (M method)은 가장 널리 사용되는 방법으로, 도2a에 도시된 바와 같이 일정시간(속도 제어주기) 동안 입력되는 인코더 펄스의 개수를 측정하여 속도를 계산하는 방법이다. 도2a에서 Ncount는 M 카운트의 개수이며, Ts는 샘플링 시간(속도 센싱 시간)이다. 이 방법은 샘플링 시간이 일정하고 하드웨어가 간단하나 저속 운전 시에는 입력되는 인코더 펄스의 수가 적어서 정밀도가 떨어지는 단점이 있다. 속도 샘플링 시간에 의한 오차()는 모터의 속도 리플을 초래하게 된다. 따라서, 정밀도를 향상시키기 위해서는 모터 1회전당 출력되는 인코더 펄스가 많은 제품을 사용하거나 샘플링 시간을 충분히 늘려야만 한다.
그리고 주기 측정법 (T method)은 도2b에 도시된 바와 같이, 인코더 펄스의 간격을 측정하고 그 역수를 이용해 속도를 계산하는 방법으로서 주기를 측정하기 위해 고주파수의 기준 클럭 펄스가 필요하게 된다. 도2b에서 TSL은 저속 운전시 샘플링 타임이고, TSH는 고속 운전시 샘플링 타임이며, N1은 저속 운전시 카운트 개수이고, N2는 고속 운전시 카운트 개수이다. 여기서 모터의 고속 운전시 인코더 펄스의 간격이 조밀하기 때문에 측정 시간이 짧고 저속의 경우에는 인코더 펄스의 간격이 길어져서 측정 시간이 길어지게 된다. 따라서, 주기 측정법을 저속에 적용하는 경우 기준 클럭 펄스를 개수 해야할 카운터의 비트수가 많아지게 되어 하드웨어의 부담이 커지고 인코더 펄스에 노이즈가 포함될 경우 속도 오차가 커지는 문제와 전체 제어 시스템의 샘플링 시간 변동을 초래하게 되는 단점이 있다.
또한, 가변 샘플링 방식 (M/T method)은 가장 널리 사용되고 있는 방식으로, 펄스 개수 법(M method)과 주기 측정법(T method)의 장점을 섞은 방법이라고 할 수 있다. 이 방식은 도2c에 도시된 바와 같이, 기본 샘플링 시간을 설정하여 이 시간 동안 펄스 개수법을 이용해 위치 정보(θ)를 구하고 나머지 미소 위치 정보(dθ)값을 구하기 위해 기본 샘플링 시간이 지난 후 가장 가까운 인코더 펄스까지의 주기를 측정하는 방식이다. 도3c에서 Ts는 일정 샘플링 타임(M 개수법용)이고, dt는 속도 계산용 가변시간(주기 측정법용)이며, N1은 M 개수법에 의한 카운터 개수이고, N2는 주기 측정법에 의한 카운터 개수이다.
이 방식을 이용할 경우 발생할 수 있는 속도 오차는이다.
여기서, MCLK(기준 클럭): 카운트한 인코터 펄스의 시간을 측정하기 위한 고주파수의 클럭 펄스이다. 예를 들어, 기준 클럭: 40ns, 속도 샘플링시간: 1㎳ 일때, 1,000rpm 운전시에 발생되는 속도 샘플링에 의한 속도 오차 △=40ns*1000rpm/(40ns+1ms)=> 근사치로 0.04rpm가 된다. 따라서, 속도 오차를 줄이기 위해서는 하드웨어에 의해 기준 클럭의 시간을 줄이거나, 속도 제어기의 샘플링시간을 늘려야 한다. 그러나 이러한 방식에 의해 속도 제어기의 샘플링시간을 늘리면 다음의 두 가지 문제점이 발생된다. 첫째 빠르게 변화하는 속도를 측정할 경우 측정 시간에 의한 지연으로 인하여 순시 속도를 입력받을 수 없어 순시속도 오차를 야기하게 되며, 둘째 샘플링시간은 인코더 펄스 수에 비례하므로 샘플링시간을 늘이게 되면 보다 많은 수의 인코더 펄스를 카운팅하게 되며 이는 보다 많은 비트를 갖는 카운터의 설계를 필요하게 되어 하드웨어적인 부담이 따르게 된다.
따라서 종래기술에는 다음과 같은 문제점이 있다.
첫째, 속도 측정의 제한이 있는 문제점이 있다.
즉, 가장 널리 사용되는 가변 샘플링 방식은 샘플링 주기 동안의 평균 속도를 검출하므로 측정에 따른 지연이 생긴다. 특히 저속에서는 펄스의 주기가 늘어남에 따라 측정 시간의 지연은 더욱 커진다. 저속에서의 속도 샘플링 주기는 인코더의 분해능에 의해 제한되며 제어 가능한 속도의 하한치는 샘플링 주기 당 최소한 1개의 인코더 펄스를 얻을 수 있는 속도의 최소치를 말하며 그 관계식은 다음의 수학식 1과 같다.
여기서, ppr : 1회전당 펄스수(pulse per revolution), TS: 속도 샘플링 시간이다.
예를 들면 1024 ppr 의 인코더의 경우, 속도 샘플링 주기를 1㎳로 가정할 때, 1개의 인코더 펄스를 얻기 위해서는 상기 식에 의해 모터의 속도는 58.59 rpm 이상이 되어야 한다. 또한 3rpm정도의 저속 운전을 하기 위해서는 샘플링 주기는 19.5㎳ 이상이 되어야 하며 최대 속도의 주파수 대역폭은 51.28㎐로 제한 되게 된다. 따라서, 극 저속 영역에서 시간 지연 없이 속도를 측정하기 위해서는 하드웨어적으로 인코더 펄스수를 높여야만 가능하게 된다.
둘째, 속도 정밀도의 제한이 따르는 문제점이 있다.
일반적으로 모터 속도 검출의 분해능을 높이기 위해, 인코더 1회전당 발생하는 출력 펄스수가 높은 인코더를 사용하거나 혹은 4체배를 이용하기도 한다. 높은 수의 인코더 사용은 시스템의 비용 증가와 전기적인 회전속도의 감소를 초래할 수 있으며, 4체배를 이용하는 방법은 인코더 자체가 갖고 있는 위상 에러(phase error)와 듀티 에러(duty error)(악화된 경우 : 1펄스 주기의 최대 1/8~1/10)등으로 인하여 4체배시 인코더 펄스의 에러들을 증폭시키는 현상을 초래하여 정밀한 속도 및 위치 제어를 어렵게 할 수 있다.
정밀 가공용 공작기계 등의 가공 정밀도 사양은 0.5~0.1㎛ 정도라고 한다. 고 분해능 신호 처리방법을 사용하지 않고 일반적인 방법으로 인코더 신호 처리를 할 경우 요구되는 사양을 만족시키기는 어렵다.
본 발명은 상기와 같은 종래의 문제점을 해소하기 위해 창출된 것으로, 본 발명의 목적은 아날로그 신호(Sin/Cos) 출력형 증분형 인코더를 적용한 모터 제어시 모터 1회전당 생성될 수 있는 인코더 신호의 속도 및 위치 분해능을 향상시킨 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치와, 상기 신호 처리장치에 적용되는 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리방법을 제공하는 데 있다.
도1은 일반적인 모터 컨트롤러의 블록도.
도2a는 도1의 장치에 적용되는 펄스 개수법의 모터 위치 측정의 예시도.
도2b는 도1의 장치에 적용되는 주기 측정법의 모터 위치 측정의 예시도.
도2c는 도1의 장치에 적용되는 가변 샘플링 방식의 모터 위치 측정의 예시도.
도3은 본 발명의 실시예에 의한 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치의 블록도.
도4는 도3에서 Flex의 상세 블록도.
도5는 도3에서 인코더 출력신호의 예시도.
도6은 도3에서 인코더 신호 수신부의 회로도.
도7은 본 발명에 따른 아날로그 신호 출력형 인코더를 이용한 위치 검출시 신호 파형도.
도8은 본 발명에 따른 순시속도 검출시 시간과 위치간의 관계선도.
도9는 본 발명에 따른 사인파 1회전을 2의 n승 비트로 분할한 경우의 예시도.
도10은 본 발명에 따른 4체배를 이용한 2의 n-2 승 비트 분할 방식의 신호 파형도.
도11은 본 발명에 따른 사인파의 선형화 예시도.
도12는 본 발명에 따른 한 주기를 8개 구간으로 분할하여 위치를 검출하는 방식의 신호 파형도.
도13은 본 발명에 따른 8개 구간별 아크 탄젠트 산출시의 신호 파형도.
도14는 본 발명에 따른 미소 위치 검출시의 신호 파형도.
도15는 본 발명의 실시예에 의한 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리방법의 순서도.
도16은 본 발명에 따른 최종 위치 정보 계산 예시도.
도17은 본 발명에 따른 최소 위치 검출시 시간과 위치간의 관계선도.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
11A, 11B : 인코더 신호 수신부12A, 12B : 영전압 검출부
13 : A/D 변환기14 : 플렉스
15 : 버퍼16 : DSP
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치는, 아날로그 출력형 증분형 인코더에 있어서, 저역통과 필터와 차동 증폭기를 이용하여 인코더 입력신호를 수신하는 인코더 신호 수신부와; 상기 인코더 신호 수신부를 통과한 신호로부터 디지털 위치 검출에 사용할 펄스를 생성하기 위한 영전압 검출부와; 고 분해능 인코더 신호 처리 방식에서 디지털 위치 정보를 얻기 위해 상기 영전압 검출부에서 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하기 위한 플렉스와; 복수개 채널 이상을 동시에 샘플링 가능하며, 상기 인코더 신호 수신부의 아날로그 신호의 한 주기를 설정된 개수만큼의 구간으로 분할하여 아크탄젠트 함수를 이용해 설정된 미소 위치 보간 소프트웨어 알고리즘으로 미소 위치를 계산하기 위한 A/D 변환기와; 상기 A/D 변환기와 플렉스에서 출력되는 디지털 신호 처리를 위한 DSP를 포함하는 것을 그 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리방법은, 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치에서 M 개수법을 응용하여 모터의 위치 및 속도 검출을 위해 인코더로부터 입력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변경하고, 디지털 신호의 분해능을 향상시키기 위해 상기 디지털 신호의 상승과 하강 모서리에 동기화된 4체배의 펄스를 발생시켜 플렉스내의 카운터를 이용해 변경된 디지털 펄스를 계수한 디지털 위치값을 검출하는 단계와; 상기 디지털 위치값이 검출되면, 미소 위치를 검출하기 위해 T 측정법을 응용하여 A/D변환기로 인코더의 아날로그 Sin/Cos 신호를 동시에 샘플링하고 홀드하여 읽고 아크 탄젠트 함수를 적용해 미소 위치를 구하는 단계와; 상기 미소 위치의 검출이 이루어지면,상기 검출된 디지털 위치 값과 아날로그 신호 검출에 의한 미소 위치값을 합산으로 모터의 현재 위치를 계산하는 단계와; 상기 계산된 현재 위치에서 속도 샘플링 시간을 이용해 순시 속도를 산출하는 단계를 포함하는 것을 그 특징으로 한다.
이하, 첨부도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 설명한다.
도3은 본 발명의 실시예에 의한 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치의 블록도이고, 도4는 도3에서 Flex의 상세 블록도이고, 도5는 도3에서 인코더 출력신호의 예시도이며, 도6은 도3에서 인코더 신호 수신부의 회로도이고, 도7은 본 발명에 따른 아날로그 신호 출력형 인코더를 이용한 위치 검출시 신호 파형도이며, 도8은 본 발명에 따른 순시속도 검출시 시간과 위치간의 관계선도이고, 도9는 본 발명에 따른 사인파 1회전을 2의 n승 비트로 분할한 경우의 예시도이다.
또한, 도10은 본 발명에 따른 4체배를 이용한 2의 n-2 승 비트 분할 방식의 신호 파형도이고, 도11은 본 발명에 따른 사인파의 선형화 예시도이고, 도12는 본 발명에 따른 한 주기를 8개 구간으로 분할하여 위치를 검출하는 방식의 신호 파형도이며, 도13은 본 발명에 따른 8개 구간별 아크 탄젠트 산출시의 신호 파형도이고, 도14는 본 발명에 따른 미소 위치 검출시의 신호 파형도이며, 도15는 본 발명의 실시예에 의한 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리방법의 순서도이고, 도16은 본 발명에 따른 최종 위치 정보 계산 예시도이며, 도17은 본 발명에 따른 최소 위치 검출시 시간과 위치간의 관계선도이다.
본 실시예는 Sin/Cos 출력형 인코더 중 Heidenhain사 제품을 이용해 장치와 알고리즘을 기술하였으며 이를 적용하여 2,000,000이상의 위치 분해능을 갖도록 하였다.
그리고 본 실시예는 stegmann사의 Sincoder와 같은 Sin파 출력형 인코더에도 적용할 수 있다.
도3에서 A+(B+)는 인코더에서 출력되는 Sin(Cos)신호이며 A-(B-)는 A+(B+)의 반전 신호이다. R상은 기준 위치를 나타내는 신호로서 인코더 1회전당 1개의 펄스가 출력되어 모터 회전자 위치를 검출하는데 응용할 수 있으나 이하에서는 구체적으로 설명하지 않는다.
도5에는 인코더 처리시 인코더로부터 입력되는 신호가 도시되어 있다.
도3 및 도5에 따르면, 인코더(400)로부터 입력되는 Sin/Cos파 신호들은 보통 모터와 10m 이상 떨어져 사용될 수 있으므로 정확한 신호 전달을 위해 일반적으로 라인 드라이브(Line drive)방식(2가닥-A+, A-)이 사용되고 있다. 따라서, 인코더 신호 처리부의 첫 단계는 저역통과 필터와 차동 증폭기를 이용한 인코더 신호 수신부(11A, 11B)이다.
인코더 신호 수신부(11A, 11B)를 통과한 신호는 디지털 위치 검출에 사용할 펄스 생성을 위해 영전압 검출부(Zero Crossing Detector)(12A, 12B)를 통과하게 되고 디지털 펄스(ADIG_SENC, BDIG_SENC)로 변환되어 플렉스(14)로 입력된다.
상기 영전압 검출부(12A, 12B)는 고 분해능 인코더 신호 처리 방식에서 디지털 위치 정보를 얻기 위해 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 회로이다.
미소 위치 검출을 위해 인코더로부터 출력되는 아날로그 신호(ADC_ENCA, ADC_ENCB)들은 A/D변환기(13)에 입력되고 한 주기를 8개 구간으로 분할하여 아크탄젠트(arctangent) 함수를 이용해 미소 위치 보간 소프트웨어 알고리즘에 의해 미소 위치를 계산한다.
상기 A/D 변환기(13)는 2개 채널 이상 동시 샘플링이 가능한 A/D 변환기로서, 예를 들어 AD7874(혹은 AD7864)로 구현할 수 있다.
그리고 플렉스(14)는 도4에 도시된 바와 같이, 디지털 위치 검출 시점과 아날로그 신호(ADC_ENCA, ADC_ENCB) 검출 시기가 제어기의 제어 클럭을 기준으로 동기가 되도록 하는 동기화부(14A)와, 디지털 위치 정보의 분해능을 향상시키기 위한 4체배기(14B) 및 24비트로 구성된 디지털 위치 검출기(Position detector)(14C)로 구성되며, 16비트로 구성된 버퍼(14D)를 더 포함한다. 플렉스(14)는 Altera사의 10K10을 적용하여 구현할 수 있다.
더불어 도6에 따르면, 인코더 신호 수신부(11A, 11B)는 저역통과 필터(LPF)와 차동 증폭기(AMP)로 구성되어 있다. 도6에 도시된 회로에서 R1과 R2는 사용하는 A/D변환기(13)의 기준 전압에 따라 출력 전압 범위가 적당하도록 조정한다.
이어서, 모터 위치(속도) 검출을 위해 32비트 정보를 얻는 방법을 설명한다.
도7에 도시된 바와 같이, 펄스 개수법(M method)를 응용하여 위치 및 속도 검출을 위해 인코더로부터 입력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변경하고 디지털 신호의 분해능을 향상시키기 위해 ADIG_SENC, BDIG_SENC신호의 상승과 하강 모서리에 동기화된 펄스(4체배)를 발생시켜 플렉스(14)내에 설계된 24비트 카운터를 이용해 변경된 디지털 펄스를 계수한다. 그래서 디지털 위치 값(θdigital)이 검출된다.
그리고 미소 위치를 검출하기 위해 주기 측정법(T method)를 응용하여 A/D변환기(13)를 적용하여 인코더의 아날로그 Sin/Cos 신호를 동시에 샘플링하고 홀드하여 읽고 아크탄젠트 함수를 적용해 미소 위치(θanalog)를 구한다. 총 32비트 위치 정보에서 하위 8비트를 구성하며,로 미소 위치를 검출한다.
이어서, 현재의 위치(32비트 정보)를 구하게 되는데, 현재의 위치는 디지털 위치 값(θdigital)과 아날로그 신호 검출에 의한 미소 위치값(θanalog)의 합으로 표현할 수 있다. 즉, θ=θdigital+θanalog와 같다.
더불어 도8에 도시된 바와 같이, 속도 샘플링 시간(Ts)을 이용해 다음의 수학식 2와 같이 순시 속도(△w)를 구한다.
상기 위치 정보 검출을 보다 상세히 설명한다.
디지털 위치(θdigital) 검출은 디지털 위치 정밀도를 향상시키기 위해 4체배기(14B)를 이용해 인코더 신호를 4배(2048펄스 인코더 사용시, 2048 x 4 = 8192ppr)로 만들고 플렉스(14)에 내장된 24비트 위치 검출기(14)로 4체배 펄스를 개수하여 디지털 위치값(θdigital)을 구한다.
미소 위치(θanalog) 검출은 구형파 펄스식 인코더에서는 인코더 펄스의 에지와 에지 사이에 더 이상 정확한 위치 정보를 얻을 수 없으나 아날로그 신호 출력형 인코더에서는 한 주기내에서도 아날로그 값에 의해 각도를 세분하여 위치 정보를 얻을 수 있다.
아날로그 신호 출력형 인코더를 이용해 미소 위치 정보(dθ)값을 구하기 위해 필요한 조건은 아래에 제시된 바와 같다.
1) 입력 파형은 Sine/Cosine의 두 개 파형으로 이루어진다.
2) DSP를 이용한 신호 처리 및 입력 파형 검출에 필요한 시간 지연은 인정한다.
3) A/D변환기(13) 이외에 디지털 위치 정보를 얻기 위해 별도의 영전압 검출부(12A, 12B) 회로를 설계하며, 디지털 정보는 24비트 카운터를 이용해 개수 한다.
4) A/D변환기(13)의 입력 채널은 동시 샘플링이 가능하다.
5) Heidenhain 인코더(ERN1387)는 모터 1회전당 2048개의 Sine파형을 출력한다.
그래서 인코더 신호가 이상적인 Sin/Cos신호라고 가정하고 미소 위치를 검출하기 위해 n비트 A/D 변환기(13)를 이용한 경우 미소 위치 검출 방법은 ①Sin파 1회전을 2n비트로 분할하는 방법, ②4체배를 이용한 2n-2비트 분할 방법, ③8개 구간 분할을 이용한 2n-3비트 분할 분석 법으로 구분할 수 있다.
상기 ①sin파 1회전을 2n비트로 분할하는 방법은, 도9에 도시된 바와 같이, 아날로그 신호 출력형 인코더의 한 주기를 2n비트(n=A/D변환기 비트 수) 분해능으로 분할하는 방법으로 최소 미소 위치 크기는와 같다. 만일, 2048펄스 출력형 인코더와 12비트 A/D변환기(인코더의 한 주기를 212로 분할)를 사용할 경우 모터 1회전당 최대 8,388,608(= 2048*212) 분해능을 얻을 수 있다.
그리고 ② 4체배를 이용한 2n-2비트 분할 방법은, 도10에 도시된 바와 같이 인코더의 한 주기를 2n비트 분해능으로 분할 한 것에 해당하는 개념으로서, ADIG_SENC, BDIG_SENC의 4체배 신호(22)를 이용해 0~2pi를 4등분하여 각 4체배 신호 사이의 분해능을 2n-2로 나누어 검출하는 방법이다.
즉, 2n(한 주기 분해능) = 22(4체배 신호) * 2n-2(0~pi/2까지의 미소 위치 분해능)과 같다.
또한, ③8개 구간 분할을 이용한 2n-3비트 분할 분석방법은, 한 주기를 4체배 없이 2n비트 분해능으로 검출하거나 4체배를 통해 0~pi/2까지의 신호를 검출하는 방법에 있어서 미 고려된 사항으로 Sin/Cos 신호는 pi/4이상에서는 선형성이 확보되지 않는다는 점이다. 따라서, 도11에 도시된 바와 같이, 0~2pi를 8개 구간으로 나누어 선형성이 확보된 0~pi/4구간 값만을 A/D변환하여 미소 위치 정밀도를 향상시키는 방식이 필요하다.
인코더 한 주기는 2n의 위치 분해능을 갖고 있으므로 8개 구간으로 나눌 경우 0~pi/4간의 분해능은 2n-S(여기서, S는 8개 구간에 대한 비트 값 3임(2S=8개 구간))이다.
즉, 2n(한 주기 분해능) = 2S(8개 구간) * 2n-S(0~pi/4까지의 미소 위치 분해능)과 같다.
예를 들어, 인코더 펄스수가 2048[ppr]이고 A/D변환기(13)가 12비트인 경우의 위치 분해능은8,388,608 (=2048*23*212-3)이다.
이상 기술한 미소 위치를 검출하는 방법은 인코더 신호가 이상적이라는 가정하에 정리된 개념들이다. 그러나, 일반적인 회로에서 노이즈(noise)에 의한 영향은 무시할 수 없으며 특히 모터를 구동하는 드라이브 시스템에서의 노이즈는 신호 처리에 있어서 고려해야 할 중요한 항목이다. 일반적으로 A/D변환기(13)로 검출한 신호 중 하위 2비트 정도는 노이즈에 오염될 가능성이 높은 비트로서 신뢰성 확보가 어렵다고 할 수 있다.
이러한 점을 고려하여 구현된 고 분해능 위치 검출 방법은 다음의 ④ 아크 탄젠트 함수(Atan function)를 이용한 Sin/Cos파의 한 주기 보간법과 같다.
④ 아크 탄젠트 함수(Atan function)를 이용한 Sin/Cos파의 한 주기 보간법의 경우, 도13의 (a)는 인코더로부터 출력되는 신호이며 8개로 분류된 구간 판별을 위해 입력된 Sin/Cos신호의 절대치를 구한다.
Sin/Cos파의 한 주기 8개 구간에 대해 절대치를 취한 결과는 도13의 (b)와 같다. 각 구간별 미소 위치는 아크탄젠트 함수에 의해 구해지며 아크탄젠트 함수의 포화를 막고 위치 값의 크기만을 구하는 것이 필요하기 때문에 검출된 a, b상의 크기가 큰 값을 분모로 하여 계산한다.
도13의 (c)는 8개 구간 각각 계산된 값(△θ)을 더하여 Sin파 한 구간(0~2pi)을 선형화한 결과를 나타내며, 12비트 A/D변환기(13)의 경우 1024(=210(=> 8구간(23)*각 구간 분해능(27))분해능으로 분할된다.
이러한 고 분해능 위치 보간 알고리즘의 구현은 도14 및 도15에 도시된 바와 같이 이루어진다. 도14는 실제 소프트웨어에서 구현한 알고리즘이고, 도15는 구현된 프로그램의 흐름도이다.
도14에 따르면, 미소 위치 검출법 중 한 주기를 8개 구간으로 분할하는 방법을 적용했으며 sign_A, sign_B는 A상과 B상이 +값인지 -값인지를 구분하기 위한 소프트웨어 플래그이다.
도15는 12비트 A/D변환기(13)의 2개 채널로부터 검출한 A와 B 신호의 값을 아크탄젠트 함수를 이용해 위치 값을 계산하고, 계산된 값이 현재 어느 모드(8개 구간)에 존재하는지를 도14에서 정의한 알고리즘에 따라 판정하는 흐름도이다.
보다 구체적으로는 표준적인 아크 탄젠트 테이블을 작성하고 A/D 변환기(13)에서 인코더 입력신호를 샘플링/홀드하여 M 개수법으로 모터위치(θdigital)을 검출한다(ST221~ST23).
이어서 주기 측정법으로 미소 위치(θanalog)를 검출하고, 채널 A와 B로 각각 입력되는 인코더 신호의 사인값 절대치인 |a|가 |b| 보다 큰지 여부에 따라 Cal.a1을 설정한다(ST24~ST27).
그리고 |A|와 |B|를 상호 비교하여 Sign_A와 Sign_B의 부호에 따라 위치값(Cal.θ)을 산출한다(ST28~ST42).
이처럼 계산된 위치 값(Calc.θ)으로부터 모터 순시 속도를 구할 수 있다(ST43).
즉, θ=θdigital + θanalog
실제로 구현된 신호 처리방법은 디지털 위치 분해능을 향상시키기 위해 4체배 신호를 이용해 디지털 펄스의 분해능을 향상시켰으며 미소 위치를 구하기 위해sin파의 선형구간을 8개 구간으로 나누어 아크탄젠트 함수를 이용하는 방법을 동시에 사용하고 있다.
도16은 최종적으로 계산되는 위치 정보값이 디지털 위치값과 A/D변환기와 아크탄젠트 함수에 의해 보간된 미소 위치(Sin/Cos파의 한 주기의 최대 정보는10비트로 구성)값의 합으로 이루어짐을 나타내고 있으며 이 중 상위 2비트는 4체배에 의한 효과와 같음을 알수 있다.
본 발명의 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치 및 그 방법에 따르면, 다음과 같은 효과가 있다.
일반적으로 속도 제어 루프의 성능은 센서의 대역폭과 노이즈에 의하여 제한되나 고분해능 위치 처리를 채용하면 센서의 대역폭이 확장되고 양자화 노이즈가감소하여 속도 제어 루프의 성능이 센서에 의하여 제한되지 않으므로 속도 센서의 영향을 무시할 수 있다. 즉 속도 측정은 이상적이라고 할 수 있다.
그래서 본 발명에 따르면, 속도 응답 특성의 향상 효과가 있다. 짧은 샘플링 주기에서도 충분한 정도를 갖는 속도 검출이 가능하여 속도 제어 주기를 전류의 1~2배로 설정할 수 있으므로 제어 루프의 지연을 줄여 응답성을 향상시킬 수 있다. 이는 부하 토크 변동에 의한 응답 시간을 단축하여 속도 드롭을 감소시킬 수 있다. 즉, 센서 지연에 따른 영향을 감소시킬 수 있고 센서의 대역폭을 향상시킬 수 있다.
그리고 저속 운전 능력 및 속도 제어 범위의 향상 효과가 있다. 속도 측정의 양자화 오차를 줄임으로서 최소 측정 가능한 속도가 작아져 저속 제어 특성이 향상되며 속도의 제어 범위를 높일 수 있다. 센서의 노이즈 감소를 통해 제어 범위의 확장을 가져올 수 있다.
고 분해능 인코더 처리 기법을 이용한 속도 검출과 일반적으로 사용되는 구형파 펄스형 인코더를 사용한 경우의 최소 속도 제어 범위를 도17을 참조하여 비교하기로 한다.
도17에서 최소 속도 검출을 위해 속도 제어기의 샘플링 시간을 250㎲라고 가정하자.
최소 속도를 구하기 위한 식은이며,
1) (아날로그 출력형 인코더)고 분해능 처리 기법을 적용한 2백만 분해능의경우:
2) (구형파 펄스 출력형 인코더) 일반 M/T방식을 적용한 5,000ppr의 경우:
상기 계산과 같이 미소 위치를 검출하는 보간 방법의 사용은 모터를 극 저속에서부터 제어할 수 있다는 장점을 갖고 있다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하였으나, 본 발명은 다양한 변화와 변경 및 균등물을 사용할 수 있다. 본 발명은 상기 실시예를 적절히 변형하여 동일하게 응용할 수 있음이 명확하다. 따라서 상기 기재 내용은 하기 특허청구범위를 한정하는 것이 아니다.

Claims (8)

  1. 아날로그 출력형 증분형 인코더에 있어서, 저역통과 필터와 차동 증폭기를 이용하여 인코더 입력신호를 수신하는 인코더 신호 수신부와;
    상기 인코더 신호 수신부를 통과한 신호로부터 디지털 위치 검출에 사용할 펄스를 생성하기 위한 영전압 검출부와;
    고 분해능 인코더 신호 처리 방식에서 디지털 위치 정보를 얻기 위해 상기 영전압 검출부에서 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하기 위한 플렉스와;
    복수개 채널 이상을 동시에 샘플링 가능하며, 상기 인코더 신호 수신부의 아날로그 신호의 한 주기를 설정된 개수만큼의 구간으로 분할하여 아크탄젠트 함수를 이용해 설정된 미소 위치 보간 소프트웨어 알고리즘으로 미소 위치를 계산하기 위한 A/D 변환기와;
    상기 A/D 변환기와 플렉스에서 출력되는 디지털 신호 처리를 위한 DSP를 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 인코더 신호 수신부는,
    저주파 대역의 신호만을 통과시키기 위한 저역통과 필터와;
    상기 저역통과 필터를 통과한 저주파 대역의 신호를 차동 증폭하기 위한 차동 증폭기와;
    상기 A/D 변환기의 기준 전압에 따라 출력 전압 범위가 설정되는 복수개의 저항을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 플렉스는,
    모터의 디지털 위치 검출 시점과 아날로그 신호 검출 시기가 제어기의 제어 클럭을 기준으로 동기가 되도록 하는 동기화부와;
    모터의 디지털 위치 정보의 분해능을 향상시키기 위한 4체배기와;
    상기 4체배기에 의해 향상된 분해능으로 모터의 디지털 위치를 검출하는 디지털 위치 검출기를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치.
  4. (a) 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리장치에서 M 개수법을 응용하여 모터의 위치 및 속도 검출을 위해 인코더로부터 입력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변경하고, 디지털 신호의 분해능을 향상시키기 위해 상기 디지털 신호의 상승과 하강 모서리에 동기화된 4체배의 펄스를 발생시켜 플렉스내의 카운터를 이용해 변경된 디지털 펄스를 계수한하여 디지털 위치값을 검출하는 단계와;
    (b) 상기 디지털 위치값이 검출되면, 미소 위치를 검출하기 위해 T 측정법을 응용하여 A/D변환기로 인코더의 아날로그 Sin/Cos 신호를 동시에 샘플링하고 홀드하여 읽고 아크 탄젠트 함수를 적용해 미소 위치를 구하는 단계와;
    (c) 상기 미소 위치의 검출이 이루어지면, 상기 검출된 디지털 위치값과 아날로그 신호 검출에 의한 미소 위치값을 합산으로 모터의 현재 위치를 계산하는 단계와;
    (d) 상기 계산된 현재 위치에서 속도 샘플링 시간을 이용해 순시 속도를 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리방법.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 단계 (a)에서 상기 디지털 위치 검출은,
    디지털 위치 정밀도를 향상시키기 위해 4체배기를 이용해 인코더 신호를 설정된 배수만큼 승산하고 플렉스에 내장된 디지털 위치 검출기로 4체배 펄스를 개수하여 디지털 위치값을 산출하는 것을 특징으로 하는 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리방법.
  6. 제 4항에 있어서, 상기 단계 (b)에서 상기 미소 위치 검출을 수행하기 위한 조건은,
    입력 파형은 Sin/Cos의 두 개 파형으로 이루어지는 조건과, DSP를 이용한 신호 처리 및 입력 파형 검출에 필요한 시간 지연 조건과, 상기 A/D변환기 이외에 디지털 위치 정보를 얻기 위해 영전압 검출부 회로부가 구성되는 조건과, 디지털 정보는 24비트 카운터를 이용해 개수하는 조건과, 상기 A/D변환기의 입력 채널은 동시 샘플링이 가능하게 되는 조건과, 인코더는 모터 1회전당 특정 개수의 Sin파형을 출력하는 조건의 논리곱인 것을 특징으로 하는 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리방법.
  7. 제 4항에 있어서, 상기 단계 (b)에서 상기 미소 위치 검출방식은,
    인코더 신호가 Sin/Cos신호일 때 미소 위치를 검출하기 위해 n비트 A/D 변환기를 이용한 경우, Sin파 1회전을 2n비트로 분할하는 방식과, 4체배를 이용한 2n-2비트 분할 방식과, 8개 구간 분할을 이용한 2n-3비트 분할 분석방식을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리방법.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 단계 미소 위치 검출방식은,
    아크 탄젠트 함수를 이용한 Sin/Cos파의 한 주기 보간법을 적용하여, 인코더로부터 출력되는 신호를 설정된 개수만큼 구분된 구간 판별을 위해 입력된 Sin/Cos신호의 절대치를 구하고, 상기 아크 탄젠트 함수를 이용하여 각 구간별 미소 위치를 산출한 후, 상기 산출된 각 구간별 미소 위치를 합산하여 Sin/Cos파의 한 구간의 미소 위치를 검출하는 방식을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어용 고분해능 인코더 신호 처리방법.
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