JPH0654331B2 - 電力変換装置の電圧，電流検出方式 - Google Patents
電力変換装置の電圧，電流検出方式Info
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- JPH0654331B2 JPH0654331B2 JP61052713A JP5271386A JPH0654331B2 JP H0654331 B2 JPH0654331 B2 JP H0654331B2 JP 61052713 A JP61052713 A JP 61052713A JP 5271386 A JP5271386 A JP 5271386A JP H0654331 B2 JPH0654331 B2 JP H0654331B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、たとえばサイリスタレオナードのような電
力変換装置における電流および電圧の検出方式に関す
る。
力変換装置における電流および電圧の検出方式に関す
る。
一般に、サイリスタレオナード等の電力変換装置におけ
る電流波形，電圧波形はリプル（脈動）分を持つてお
り、このため瞬時波形の一点を無作為に検出した値はリ
プル分の影響を受けたものとなつてしまう。従つて、例
えばマイクロコンピュータによつて制御される上記装置
においては、電流，電圧を検出する方法として以下の如
き種々の方法が従来から用いられている。第５図ないし
第７図はいずれも電流，電圧検出方式の従来例を説明す
るための説明図である。
る電流波形，電圧波形はリプル（脈動）分を持つてお
り、このため瞬時波形の一点を無作為に検出した値はリ
プル分の影響を受けたものとなつてしまう。従つて、例
えばマイクロコンピュータによつて制御される上記装置
においては、電流，電圧を検出する方法として以下の如
き種々の方法が従来から用いられている。第５図ないし
第７図はいずれも電流，電圧検出方式の従来例を説明す
るための説明図である。
(1)第５図に示すものは、検出部（センサ）２１の後段
にフイルタ２２を設けてリプル分を平滑したのち、任意
の時点でＡ／Ｄ変換器２３（またはＶ／Ｆ変換器）を用
いてアナログ量をデイジタル値へ変換するものである。
にフイルタ２２を設けてリプル分を平滑したのち、任意
の時点でＡ／Ｄ変換器２３（またはＶ／Ｆ変換器）を用
いてアナログ量をデイジタル値へ変換するものである。
(2)第６図は、瞬時波形２４の一定の位相の点Ｓの瞬時
値をサンプリングすることによりリプル分の影響をさ
け、このサンプリング値をＡ／Ｄ変換器等を用いてアナ
ログ量からデイジタル値Ｓ3へ変換するものである。
値をサンプリングすることによりリプル分の影響をさ
け、このサンプリング値をＡ／Ｄ変換器等を用いてアナ
ログ量からデイジタル値Ｓ3へ変換するものである。
(3)また、第７図は符号２５にて示される瞬時波形一周
期の複数点における瞬時値v1,v2……vnをサンプリング
し、この値をＡ／Ｄ変換器等でアナログ量からデイジタ
ル値へ変換したのち、その値の算術平均Ｓ4を求めるも
のである。
期の複数点における瞬時値v1,v2……vnをサンプリング
し、この値をＡ／Ｄ変換器等でアナログ量からデイジタ
ル値へ変換したのち、その値の算術平均Ｓ4を求めるも
のである。
しかしながら、(1)の方式ではフイルタを用いてもリプ
ル分を完全に平滑することはできないから、サンプリン
グのタイミングによりリプル分の影響を受ける。さら
に、検出対象の波形または定常時，過渡的に関係なくフ
イルタの定数は固定であるから、特に検出対象がダイナ
ミツクに変化する過渡状態においては、フイルタ処理後
の信号が元の波形を忠実に反映していないことによる検
出の誤差が生ずる。
ル分を完全に平滑することはできないから、サンプリン
グのタイミングによりリプル分の影響を受ける。さら
に、検出対象の波形または定常時，過渡的に関係なくフ
イルタの定数は固定であるから、特に検出対象がダイナ
ミツクに変化する過渡状態においては、フイルタ処理後
の信号が元の波形を忠実に反映していないことによる検
出の誤差が生ずる。
一方、(2),(3)の方式では、瞬時波形の瞬時値と平均値
との関係が一定でなく、回路定数，位相制御角等の関数
となつているため、常に理想的なタイミングでサンプリ
ングすることは事実上不可能であり、それ故に検出誤差
を生ずること等の問題があつた。
との関係が一定でなく、回路定数，位相制御角等の関数
となつているため、常に理想的なタイミングでサンプリ
ングすることは事実上不可能であり、それ故に検出誤差
を生ずること等の問題があつた。
したがつて、この発明は電力変換器等における電圧，電
流等の検出に当たり、検出対象の波形に関係なく電力変
換器の点弧動作によつて生ずる検出対象の基本周期にお
ける平均値を、精度よくデイジタル量で検出できる検出
方式を提供することを目的とする。
流等の検出に当たり、検出対象の波形に関係なく電力変
換器の点弧動作によつて生ずる検出対象の基本周期にお
ける平均値を、精度よくデイジタル量で検出できる検出
方式を提供することを目的とする。
〔問題点を解決するための手段〕 検出の対象となる信号に既知の一定電圧を加えた電圧を
それと等価な周波数のパルス列に変換する電圧−周波数
変換器（Ｖ／Ｆ変換器）と、前記電力変換装置の点弧動
作に同期して出力されるサンプリングパルスの直後から
次のサンプリングパルスが出力される直前までの期間に
前記Ｖ／Ｆ変換器が出力するパルスのパルス数を計数す
る計数手段と、前記計数手段の計数動作に同期してその
計数に要した所要時間を計測する時間計測手段とを設け
る。
それと等価な周波数のパルス列に変換する電圧−周波数
変換器（Ｖ／Ｆ変換器）と、前記電力変換装置の点弧動
作に同期して出力されるサンプリングパルスの直後から
次のサンプリングパルスが出力される直前までの期間に
前記Ｖ／Ｆ変換器が出力するパルスのパルス数を計数す
る計数手段と、前記計数手段の計数動作に同期してその
計数に要した所要時間を計測する時間計測手段とを設け
る。
この発明は、電圧−周波数変換器（Ｖ／Ｆ変換器）から
ある一定期間に出力されるパルス数が、その期間のＶ／
Ｆ変換器の入力電圧の積分値に比例することに着目して
なされたもので、電力変換装置の電圧または電流と等価
な検出信号に対し、予め定められた一定値をオフセット
量として加えたものをＶ／Ｆ変換器に入力してＶ／Ｆ変
換し、その出力パルス数を、検出対象波形の基本周期、
即ち電力変換装置の点弧動作に同期して出力されるサン
プリングパルスの直後から次のサンプリングパルスが出
力される直前までの期間に同期して計数してその期間の
検出信号の積分値と等価なディジタル量を計測するとと
もに、Ｖ／Ｆ変換器が上記パルス数の出力に要した時間
を前記計数動作に同期して計測し、その積分値を前記時
間で除することにより求めた前記期間の平均値から既知
のオフセツト量を減ずることにより、検出対象の平均値
をその波形に関係なく高精度のデイジタル量で得られる
ようにするものである。
ある一定期間に出力されるパルス数が、その期間のＶ／
Ｆ変換器の入力電圧の積分値に比例することに着目して
なされたもので、電力変換装置の電圧または電流と等価
な検出信号に対し、予め定められた一定値をオフセット
量として加えたものをＶ／Ｆ変換器に入力してＶ／Ｆ変
換し、その出力パルス数を、検出対象波形の基本周期、
即ち電力変換装置の点弧動作に同期して出力されるサン
プリングパルスの直後から次のサンプリングパルスが出
力される直前までの期間に同期して計数してその期間の
検出信号の積分値と等価なディジタル量を計測するとと
もに、Ｖ／Ｆ変換器が上記パルス数の出力に要した時間
を前記計数動作に同期して計測し、その積分値を前記時
間で除することにより求めた前記期間の平均値から既知
のオフセツト量を減ずることにより、検出対象の平均値
をその波形に関係なく高精度のデイジタル量で得られる
ようにするものである。
以下、この点につきもう少し具体的に説明する。
一般に、電力変換装置の出力電圧，出力電流波形はリプ
ルを有している。例えば、第３図に示すような誘導性負
荷をもつた三相純ブリツジ整流回路の出力電圧波形，電
流波形はそれぞれ第４図（イ），（ロ）に示すようにな
る。この場合の出力電圧，電流の平均値は、転流重なり
現象を無視すれば位相制御角がαのとき の如く表わされる。つまり、式(1),(2)は電圧，電流波
形をその基本波周期 にわたつて積分したものを周期 で除すことにより、各々の平均値が求められることを示
している。
ルを有している。例えば、第３図に示すような誘導性負
荷をもつた三相純ブリツジ整流回路の出力電圧波形，電
流波形はそれぞれ第４図（イ），（ロ）に示すようにな
る。この場合の出力電圧，電流の平均値は、転流重なり
現象を無視すれば位相制御角がαのとき の如く表わされる。つまり、式(1),(2)は電圧，電流波
形をその基本波周期 にわたつて積分したものを周期 で除すことにより、各々の平均値が求められることを示
している。
しかるに、電圧，電流波形を任意の期間にわたつて積分
したものをその積分期間で除したものは、特殊な場合
（積分期間が基本波周期の整数倍の場合）を除いては式
(1),(2)と異なつた結果となる。さらに、位相制御角α
が変化する過渡状態においては、積分期間とその位相に
より異なつた平均値となる。
したものをその積分期間で除したものは、特殊な場合
（積分期間が基本波周期の整数倍の場合）を除いては式
(1),(2)と異なつた結果となる。さらに、位相制御角α
が変化する過渡状態においては、積分期間とその位相に
より異なつた平均値となる。
一方、電力変換器の制御では時間的には連続ではなく間
けつ的な制御となることから、その制御は制御周期にお
ける平均値または積分値に対する制御とならざるを得な
い。従つて、電力変換装置の制御における電圧，電流値
は、その制御周期（電力変換装置の点弧周期）に同期し
た位相，周期で求めた平均値とする方が望ましい。
けつ的な制御となることから、その制御は制御周期にお
ける平均値または積分値に対する制御とならざるを得な
い。従つて、電力変換装置の制御における電圧，電流値
は、その制御周期（電力変換装置の点弧周期）に同期し
た位相，周期で求めた平均値とする方が望ましい。
ところで、Ｖ／Ｆ変換器の出力周波数はその入力電圧に
比例するから、入力電圧をvi＋v0とすれば、Ｖ／Ｆ変換
器の出力周波数fvは次式で表わされる。たゞし、次式の
ｋは定数である。
比例するから、入力電圧をvi＋v0とすれば、Ｖ／Ｆ変換
器の出力周波数fvは次式で表わされる。たゞし、次式の
ｋは定数である。
fv＝ｋ×（vi＋v0）……(3) また、Ｖ／Ｆ変換器の出力パルスは、入力電圧の積分値
が一定値になるごとに出力されるから、ある一定期間Ｆ
0にわたつてＶ／Ｆ変換器から出力されたパルスの計数
値Ｆvは、その間のＶ／Ｆ変換器の入力電圧vi＋v0の積
分値に比例する。すなわち、ｋ′を定数とすれば、 の如く表わされる。
が一定値になるごとに出力されるから、ある一定期間Ｆ
0にわたつてＶ／Ｆ変換器から出力されたパルスの計数
値Ｆvは、その間のＶ／Ｆ変換器の入力電圧vi＋v0の積
分値に比例する。すなわち、ｋ′を定数とすれば、 の如く表わされる。
期間Ｆ0における電圧vi,v0の平均値をそれぞれVi,V0と
すれば、 Ｆv＝ｋ′×（Ｖi＋Ｖ0）×Ｆ0……(5) であり、従つて、 が得られる。これは、Ｖ0が既知で一定（すなわちＶ0＝
v0）であれば、Ｆ／Ｖ変換器の出力パルスの計数値Ｆv
と期間Ｆ0より、電圧viの平均値Ｖiをその波形，リプル
に関係なく求め得ることを示している。
すれば、 Ｆv＝ｋ′×（Ｖi＋Ｖ0）×Ｆ0……(5) であり、従つて、 が得られる。これは、Ｖ0が既知で一定（すなわちＶ0＝
v0）であれば、Ｆ／Ｖ変換器の出力パルスの計数値Ｆv
と期間Ｆ0より、電圧viの平均値Ｖiをその波形，リプル
に関係なく求め得ることを示している。
サイリスタレオナードにおける電流検出にこの発明を適
用した場合の実施例を第１図に、その動作波形を第２図
に示す。なお、第１図において、１はＶ／Ｆ変換器、２
は検出器（センサ）、３，４はカウンタ、５，６はデー
タラツチ回路、７は基準電圧発生器、８は基準クロツク
発生器、９は位相器、１０は電力変換装置、１１は負
荷、１２はマイクロコンピュータの如きデイジタル処理
装置、１３はバスである。
用した場合の実施例を第１図に、その動作波形を第２図
に示す。なお、第１図において、１はＶ／Ｆ変換器、２
は検出器（センサ）、３，４はカウンタ、５，６はデー
タラツチ回路、７は基準電圧発生器、８は基準クロツク
発生器、９は位相器、１０は電力変換装置、１１は負
荷、１２はマイクロコンピュータの如きデイジタル処理
装置、１３はバスである。
ここで、位相器９は処理装置１２からバス１３を介して
与えられる位相制御角指令Ａに従い、電源ＶAの位相信
号Ｐに応じて点弧信号Ｇを電力変換装置１０へ出力す
る。電力変換装置１０のサイリスタは点弧信号Ｇにより
転流動作を行ない、負荷１１を介して変換器出力電流ｉ
を流す。センサ２によつて変換器出力電流ｉの波形と等
価な電圧波形に変換された第２図（イ）の如き電流検出
信号viは、基準電圧発生器７で作られる基準電圧v0と加
算されてＶ／Ｆ変換器１へ入力され、入力電圧に比例し
た周波数のパルス列fvへ第２図（ハ）の如く変換され
る。そのパルス列（パルス数）はカウンタ３でカウント
される。カウンタ３は点弧信号Ｇと同期して位相器９か
ら出力されるサンプリングパルスＳ（第２図（ロ）参
照）の入力直後の最初のＶ／Ｆ変換器出力パルスfvに同
期して第２図（ニ）の如くラツチ信号Ｌを出力するとと
もに、自分自身のカウント値Ｆvを第２図（ホ）の如く
０にリセツトしてカウント動作を継続する。データラツ
チ５は、０にリセツトされる直前のカウンタ３のカウン
ト値Ｆvをラツチ信号Ｌによりラツチする。基準クロツ
ク発生器８の発生する第２図（ヘ）の如き基準クロツク
f0をカウントするカウンタ４は、ラツチ信号Ｌに同期し
てそのカウント値Ｆ0を第２図（ト）の如く０にリセツ
トする。データラツチ６は、０にリセツトされる直前の
カウンタ４のカウント値Ｆ0をラツチ信号Ｌでラツチす
る。
与えられる位相制御角指令Ａに従い、電源ＶAの位相信
号Ｐに応じて点弧信号Ｇを電力変換装置１０へ出力す
る。電力変換装置１０のサイリスタは点弧信号Ｇにより
転流動作を行ない、負荷１１を介して変換器出力電流ｉ
を流す。センサ２によつて変換器出力電流ｉの波形と等
価な電圧波形に変換された第２図（イ）の如き電流検出
信号viは、基準電圧発生器７で作られる基準電圧v0と加
算されてＶ／Ｆ変換器１へ入力され、入力電圧に比例し
た周波数のパルス列fvへ第２図（ハ）の如く変換され
る。そのパルス列（パルス数）はカウンタ３でカウント
される。カウンタ３は点弧信号Ｇと同期して位相器９か
ら出力されるサンプリングパルスＳ（第２図（ロ）参
照）の入力直後の最初のＶ／Ｆ変換器出力パルスfvに同
期して第２図（ニ）の如くラツチ信号Ｌを出力するとと
もに、自分自身のカウント値Ｆvを第２図（ホ）の如く
０にリセツトしてカウント動作を継続する。データラツ
チ５は、０にリセツトされる直前のカウンタ３のカウン
ト値Ｆvをラツチ信号Ｌによりラツチする。基準クロツ
ク発生器８の発生する第２図（ヘ）の如き基準クロツク
f0をカウントするカウンタ４は、ラツチ信号Ｌに同期し
てそのカウント値Ｆ0を第２図（ト）の如く０にリセツ
トする。データラツチ６は、０にリセツトされる直前の
カウンタ４のカウント値Ｆ0をラツチ信号Ｌでラツチす
る。
つまり、データラツチ５にラツチされたカウント３のカ
ウント値Ｆvは、直前の点弧周期におけるＶ／Ｆ変換器
出力パルスの計数値である。また、データラツチ６にラ
ツチされたカウンタ４のカウント値Ｆ0は、Ｖ／Ｆ変換
器の出力パルスをＦvだけ計数するのに要した期間に計
数した基準クロツクのパルス数であり、その期間（時
間）に比例した値である。従つて、Ｆv／Ｆ0は上記の期
間におけるＶ／Ｆ変換器入力電圧vi＋v0の平均値に比例
した値となる。さらに、Ｖ／Ｆ変換器の入力電圧のうち
v0は基準電圧として一定で、かつ既知であるから、Ｆv
／Ｆ0に占めるv0の平均値は一定値となり、先の式(6)に
より電流検出信号viの平均値Ｖiを求めることができ
る。
ウント値Ｆvは、直前の点弧周期におけるＶ／Ｆ変換器
出力パルスの計数値である。また、データラツチ６にラ
ツチされたカウンタ４のカウント値Ｆ0は、Ｖ／Ｆ変換
器の出力パルスをＦvだけ計数するのに要した期間に計
数した基準クロツクのパルス数であり、その期間（時
間）に比例した値である。従つて、Ｆv／Ｆ0は上記の期
間におけるＶ／Ｆ変換器入力電圧vi＋v0の平均値に比例
した値となる。さらに、Ｖ／Ｆ変換器の入力電圧のうち
v0は基準電圧として一定で、かつ既知であるから、Ｆv
／Ｆ0に占めるv0の平均値は一定値となり、先の式(6)に
より電流検出信号viの平均値Ｖiを求めることができ
る。
この発明の実施例における検出誤差は、検出対象（波
形）の基本周期と平均値化を行なう計測期間の非同期に
よる誤差と、計測そのものに起因する誤差とに分けるこ
とができる。前者は第２図において、電流波形（電流検
出信号vi）とＶ／Ｆ変換器１の出力パルスfvが厳密には
周期がとれていないために、実際に平均値をとる期間が
検出対象の波形に一致しないことによる誤差である。し
かしながら、この同期のずれはたかだかＶ／Ｆ変換器の
出力パルスfvの１周期分である。しかも、その周期の最
大値、すなわちＶ／Ｆ変換器の最低出力周波数は電流検
出信号viが最小の場合でも、基準電圧v0の加算によりＶ
／Ｆ変換器入力電圧の最小値が保証され、その結果出力
周波数の最小値、すなわち周期の最大値が保証されるか
ら、基準電圧v0を適当に選ぶことによりこの同期のずれ
による検出誤差は実用上無視できる程度に小さくするこ
とができる。また、この場合、計測期間に対する平均値
そのものは後述のように高い検出精度を有しており、こ
の同期のずれによる誤差の平均値または積分値は０にな
る。
形）の基本周期と平均値化を行なう計測期間の非同期に
よる誤差と、計測そのものに起因する誤差とに分けるこ
とができる。前者は第２図において、電流波形（電流検
出信号vi）とＶ／Ｆ変換器１の出力パルスfvが厳密には
周期がとれていないために、実際に平均値をとる期間が
検出対象の波形に一致しないことによる誤差である。し
かしながら、この同期のずれはたかだかＶ／Ｆ変換器の
出力パルスfvの１周期分である。しかも、その周期の最
大値、すなわちＶ／Ｆ変換器の最低出力周波数は電流検
出信号viが最小の場合でも、基準電圧v0の加算によりＶ
／Ｆ変換器入力電圧の最小値が保証され、その結果出力
周波数の最小値、すなわち周期の最大値が保証されるか
ら、基準電圧v0を適当に選ぶことによりこの同期のずれ
による検出誤差は実用上無視できる程度に小さくするこ
とができる。また、この場合、計測期間に対する平均値
そのものは後述のように高い検出精度を有しており、こ
の同期のずれによる誤差の平均値または積分値は０にな
る。
一方、後者の計測そのものに起因する誤差は、積分期間
の計測における基準クロツク計数の量子化誤差によるも
のである。すなわち、Ｖi＋Ｖ0の検出誤差Δ（Ｖi＋
Ｖ0）は、式(5)より となる。従つて、積分期間に対してＦ0が十分に大きく
なるように基準クロツクf0の周波数を選ぶことによつ
て、容易にこの誤差を小さくすることができる。
の計測における基準クロツク計数の量子化誤差によるも
のである。すなわち、Ｖi＋Ｖ0の検出誤差Δ（Ｖi＋
Ｖ0）は、式(5)より となる。従つて、積分期間に対してＦ0が十分に大きく
なるように基準クロツクf0の周波数を選ぶことによつ
て、容易にこの誤差を小さくすることができる。
この発明によれば、平均値を求める方法として検出対象
の波形の基本周期に同期した積分値をその周期で除して
求めることから、検出対象の波形，リプルのいかんにか
かわらずきわめて原理に忠実な平均値検出を実現するこ
とができる。また、積分動作を行なう手段としてＶ／Ｆ
変換器を用いることにより、積分動作と同時にその積分
値をパルス出力数という形でデイジタル値へ直接変換で
きるため、アナログ→デイジタルの変換がきわめて容易
かつ安価にできる。さらに、Ｖ／Ｆ変換器の入力に一定
入力を加算することで、 イ）Ｖ／Ｆ変換器の最低出力周波数を制限し、検出対象
波形との同期がとれる。
の波形の基本周期に同期した積分値をその周期で除して
求めることから、検出対象の波形，リプルのいかんにか
かわらずきわめて原理に忠実な平均値検出を実現するこ
とができる。また、積分動作を行なう手段としてＶ／Ｆ
変換器を用いることにより、積分動作と同時にその積分
値をパルス出力数という形でデイジタル値へ直接変換で
きるため、アナログ→デイジタルの変換がきわめて容易
かつ安価にできる。さらに、Ｖ／Ｆ変換器の入力に一定
入力を加算することで、 イ）Ｖ／Ｆ変換器の最低出力周波数を制限し、検出対象
波形との同期がとれる。
ロ）Ｖ／Ｆ変換器をその変換動作の直線性がよい領域に
限定して使用できる。
限定して使用できる。
ハ）正・負に変化する検出対象についても、Ｖ／Ｆ変換
器の入力を単極性とすることにより、外部に極性判別の
手段を設ける必要がない。
器の入力を単極性とすることにより、外部に極性判別の
手段を設ける必要がない。
等の効果が得られる。
第１図はこの発明の実施例を示すブロツク図、第２図は
その動作を説明するための各部波形図、第３図は一般的
な三相純ブリツジ整流回路を示す回路図、第４図はその
出力電圧，電流を示す波形図、第５図ないし第７図はい
ずれも電圧，電流検出方式の従来例を説明するための説
明図である。 符号説明 １……電圧−周波数変換器、２，２１……検出器（セン
サ）、３，４……カウンタ、５，６……データラツチ回
路、７……基準電圧発生器、８……基準クロツク発生
器、９……位相器、１０……電力変換器、１１……負
荷、１２……デイジタル処理装置（マイクロコンピュー
タ）、１３……バス、２２……フイルタ、２３……アナ
ログ／デイジタル（Ａ／Ｄ）変換器、２４，２５……検
出信号、ＶA……交流電圧、ｉ……変換器出力電流、vi
……電流検出信号、v0……基準電圧（オフセツト）、fv
……Ｖ／Ｆ変換器出力パルス、Ｆv，Ｆ0……カウント
値、f0……基準クロツク、Ｓ……サンプリングパルス、
Ｌ……ラツチ信号、Ｐ……位相信号、Ａ……位相制御角
指令、Ｇ……点弧信号。
その動作を説明するための各部波形図、第３図は一般的
な三相純ブリツジ整流回路を示す回路図、第４図はその
出力電圧，電流を示す波形図、第５図ないし第７図はい
ずれも電圧，電流検出方式の従来例を説明するための説
明図である。 符号説明 １……電圧−周波数変換器、２，２１……検出器（セン
サ）、３，４……カウンタ、５，６……データラツチ回
路、７……基準電圧発生器、８……基準クロツク発生
器、９……位相器、１０……電力変換器、１１……負
荷、１２……デイジタル処理装置（マイクロコンピュー
タ）、１３……バス、２２……フイルタ、２３……アナ
ログ／デイジタル（Ａ／Ｄ）変換器、２４，２５……検
出信号、ＶA……交流電圧、ｉ……変換器出力電流、vi
……電流検出信号、v0……基準電圧（オフセツト）、fv
……Ｖ／Ｆ変換器出力パルス、Ｆv，Ｆ0……カウント
値、f0……基準クロツク、Ｓ……サンプリングパルス、
Ｌ……ラツチ信号、Ｐ……位相信号、Ａ……位相制御角
指令、Ｇ……点弧信号。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電力を直流電力に変換する電力変換装
置の電圧，電流検出方式において、 検出の対象となる信号に既知の一定電圧を加えた電圧を
それと等価な周波数のパルス列に変換する電圧−周波数
変換器（Ｖ／Ｆ変換器）と、 前記電力変換装置の点弧動作に同期して出力されるサン
プリングパルスの直後から次のサンプリングパルスが出
力される直前までの期間に前記Ｖ／Ｆ変換器が出力する
パルスのパルス数を計数する計数手段と、 前記計数手段の計数動作に同期してその計数に要した所
要時間を計測する時間計測手段と、 を備え、前記計測手段からのパルス計数値を該時間計測
手段からの所要時間にて除した値からさらに前記既知の
一定値を減じることにより、電力変換装置の点弧周期に
おける検出対象信号の平均値を求めることを特徴とする
電力変換装置の電圧，電流検出方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61052713A JPH0654331B2 (ja) | 1986-03-12 | 1986-03-12 | 電力変換装置の電圧，電流検出方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61052713A JPH0654331B2 (ja) | 1986-03-12 | 1986-03-12 | 電力変換装置の電圧，電流検出方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62254069A JPS62254069A (ja) | 1987-11-05 |
| JPH0654331B2 true JPH0654331B2 (ja) | 1994-07-20 |
Family
ID=12922544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61052713A Expired - Fee Related JPH0654331B2 (ja) | 1986-03-12 | 1986-03-12 | 電力変換装置の電圧，電流検出方式 |
Country Status (1)
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| JP (1) | JPH0654331B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
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-
1986
- 1986-03-12 JP JP61052713A patent/JPH0654331B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62254069A (ja) | 1987-11-05 |
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