JP5692086B2 - 周波数可変アンテナ回路、それを構成するアンテナ部品、及びそれらを用いた無線通信装置 - Google Patents

周波数可変アンテナ回路、それを構成するアンテナ部品、及びそれらを用いた無線通信装置 Download PDF

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Description

本発明は、共振周波数を変化させることが可能な周波数可変アンテナ回路、その少なくとも一部を構成するアンテナ部品、及びかかるアンテナ部品を具備して複数の周波数帯に対応する無線通信装置に関する。
携帯電話等の無線通信装置の急速な普及に応じて通信システムが使用する周波数帯域も多岐に亘るようになり、特に最近では、デュアルバンド方式、トリプルバンド方式、クワッドバンド方式のように複数の送受信帯域に対応した携帯電話が多くなってきた。例えば、GSM（登録商標）850／900帯、DCS帯、PCS帯、UMTS帯の通信システムに対応したクワッドバンド方式の携帯電話では、GSM（登録商標）850／900帯が824〜960 MHz、DCS帯が1710〜1850 MHz、PCS帯が1850〜1990 MHz、及びUMTS帯が1920〜2170 MHzの周波数帯を使用するので、これらの複数の周波数帯域に対応可能なアンテナ（マルチバンドアンテナ）が必要である。
アンテナを構成するアンテナ要素［放射素子、放射電極、放射線路（単に線路とも呼ばれる）］は通常基本周波数での共振（基本モード）と、高次の周波数での共振（高次モード）とを有する。例えば、基本モードは1/4波長であり、高次モードは3/4波長である。一つのアンテナ要素でマルチバンドアンテナを構成する場合、基本モードの共振を例えばGSM（登録商標）850／900帯で得るとすると、DCS帯等は高次モードの共振に対応することになる。しかし、DCS帯、PCS帯及びUMTS帯はGSM（登録商標）帯の約2〜2.5倍の周波数であり、複数の周波数帯域が1：3の関係にないので、単純には高次モードの共振に対応できない。また高次モードの共振では、VSWR（電圧定在波比）が得られる帯域幅が狭い。
GSM（登録商標）850／900帯の周波数帯域幅は136 MHzであり、中心周波数は892 MHzであるので、比帯域幅は約15.3％〔136 MHz／892 MHz〕である。またDCS帯、PCS帯、及びUMTS Band 1帯の周波数帯域幅は460 MHzであり、中心周波数は1940 MHzであるので、比帯域幅は約23.7％〔460 MHz／1940 MHz〕である。このような周波数帯では、一つのアンテナ要素による共振によりインピーダンス整合を得るのは難しく、その帯域幅も十分に確保できない。
このような問題に対して、特開平10-107671号は図35に示すアンテナを提案した。このアンテナは、給電ケーブル7と、グランド電極GNDと平行に配置され、給電点Aで給電ケーブル7に接続されるとともに短絡ピン8で接地された放射平板4（アンテナ要素）と、放射平板4の開放端部とグランド電極GNDとの間に設けられた周波数調整手段30とを具備する。図36の等価回路が示すように、周波数調整手段30は可変容量ダイオードCR1を含み、可変容量ダイオードCR1へのバイアス電流を制御することにより、アンテナの共振周波数を異なる周波数帯域で調整できる。可変容量ダイオードはバリキャップダイオード又はバラクタダイオードとも呼ばれる。
特開2002-232232号は、図37及び図38に示すように、給電点Aを共通し一端側が短絡経路8で接地された第一の周波数帯用の第一アンテナ要素3及び第二の周波数帯用の第二アンテナ要素4を備え、第一及び第二アンテナ要素3，4とグランド電極GNDとの間に、絶縁体6を介してアンテナ要素3，4に対向する金属板2と、金属板2と接続された可変容量ダイオードCR1とが配置されたマルチバンドアンテナを開示している。可変容量ダイオードCR1に与えるバイアス電流を制御することにより接地容量の値を変えられるので、このマルチバンドアンテナは複数の周波数帯で使用可能である。
特開平10-107671号及び特開2002-232232号に開示されたアンテナは、アンテナ要素とグランド電極との間に直列に配置された可変容量ダイオードにより接地容量の値を変え、複数の周波数帯での使用を可能にしている。可変容量ダイオードは、逆バイアス電圧の印加により静電容量を連続的に変化させることができる。しかし、携帯電話等の移動体通信装置では低消費電力化及びバッテリーの低電圧化が進み、可変容量ダイオードに印加できる電圧の変化幅も小さくなった。このため、単に可変容量ダイオードをアンテナ要素とグランド電極との間に配置するだけでは、静電容量の変化範囲が制限され、所望の範囲で同調させるのが難しいことがある。また静電容量の変化も印加電圧に対して単純に反比例となる訳ではないので、共振周波数の調整も難しい。
さらに、特開2002-232232号に開示されたアンテナは一面上に並べた複数のアンテナ要素を有し、アンテナ要素と面するように絶縁体6を介して金属板2が対向しているので、大型化の問題がある。
複数のアンテナ要素を備えたマルチバンドアンテナの他の例として、特開2005-150937号は、図39に示すように、給電点と接続されたアンテナ要素4と、アンテナ要素４と電磁結合する無給電アンテナ要素5と、アンテナ要素4の開放端部Kとグランド電極GNDとの間のグランド側電極21と、グランド側電極21とグランド電極GNDとの接続を切り換えるスイッチ手段22とを有するアンテナを開示している。グランド側電極21とアンテナ要素4の開放端部Kとの間の静電容量に応じて、アンテナ要素4のアンテナ動作に基づいた基本周波数帯の共振周波数を可変とし、無給アンテナ要素5との複共振状態により、高次の周波数帯の広帯域化を計っている。またアンテナ要素4の開放端部Kとグランド電極GNDとの間に可変容量ダイオードを設け、その容量値を変化させることにより利用周波数にあわせて共振周波数を調整することも提案している。このように、このアンテナは、アンテナ要素及びそれと電磁結合する無給電アンテナ要素によりマルチバンド化するとともに、アンテナ要素の開放端部とグランド電極との間の静電容量を変えることにより共振周波数を可変としている。しかし、アンテナ要素と無給電アンテナ要素とが電磁結合する構成を有するこのアンテナには、低周波数帯における共振周波数の変化に伴って高次の周波数帯の共振周波数も変化しVSWR特性が劣化し易いという問題がある。またアンテナ要素と無給電アンテナ要素とを平面的に並べているので、アンテナが大型化するという問題もある。
従って、本発明の第一の目的は、所望の範囲で共振周波数を調整可能であり、携帯電話等の無線通信装置に用いるのに好適な周波数可変アンテナ回路を提供することである。
本発明の第二の目的は、低周波数帯から高周波数帯にわたる広範囲の周波数帯に対応可能であり、高周波数帯での共振状態への影響が小さいまま低周波数帯の共振周波数を可変とした小型の周波数可変アンテナ回路と、それに用いるアンテナ部品、更には、それ等を用いた無線通信装置を提供することである。
本発明の第三の目的は、このような周波数可変アンテナ回路（部品）を用いた無線通信装置を提供することである。
本発明の周波数可変アンテナ回路は、給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備え、前記周波数調整手段が、可変容量回路と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備することを特徴とする。
前記結合手段は接続線路、キャパシタンス素子、インダクタンス素子、前記第一アンテナ要素に電磁気的に結合する電極のいずれかであるのが好ましい。
本発明の周波数可変アンテナ回路は、前記可変容量回路の容量値を変化させる制御回路を備えているのが好ましい。
本発明の周波数可変アンテナ回路は、第一アンテナ要素の共振周波数の変化を検出する検出手段を備え、前記制御回路は前記検出手段の出力に基づいて容量値を変化させる制御信号を前記可変容量回路にフィードバックするのが好ましい。送信信号の反射波の変化により同調すべき共振周波数の変化を検出する手段として、方向性結合器等を使用することができる。また受信信号に基づいて共振周波数の変化を検出するために、受信信号の利得の変化を検出しても良い。
本発明の周波数可変アンテナ回路は、前記第一アンテナ要素と一体的であって、前記給電点を共有し、前記第一アンテナ要素より短い第二アンテナ要素をさらに有し、前記第一アンテナ要素の共振と前記第二アンテナ要素の共振との複共振によりマルチバンド化するのが好ましい。3つ以上のアンテナ要素を有する構成でも良い。
前記第一アンテナ要素及び前記第二アンテナ要素は前記給電点からの経路の一部を共有しているのが好ましい。
周波数可変アンテナ回路を構成する本発明の第一のアンテナ部品は、帯状の第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備え、前記周波数調整手段は、可変容量回路と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備し、前記第一アンテナ要素は給電点となる一端と開放端となる他端とを有し、前記第一アンテナ要素の一部が前記結合手段と電磁気的に結合していることを特徴とする。
本発明のアンテナ部品はさらに、前記給電点を共有し、前記第一アンテナ要素より短い帯状の第二アンテナ要素を有し、前記第一アンテナ要素の共振と前記第二アンテナ要素の共振との複共振により前記周波数可変アンテナ回路をマルチバンド化するのが好ましい。前記第一アンテナ要素の一部は前記第二アンテナ要素に所定の間隔で対向しているのが好ましい。
前記結合手段は誘電体又は軟磁性体からなる支持体上に形成された結合電極を有するのが好ましい。前記支持体上に前記結合電極と所定の間隔で接続電極が形成され、前記第一アンテナ要素に接続されているのが好ましい。
前記第一アンテナ要素及び前記支持体は、主回路基板と分離したアンテナ用基板に配置されているのが好ましい。前記周波数調整手段の可変容量回路は前記アンテナ用基板に配置され、前記結合手段と接続線路を介して接続されているのが好ましい。
本発明の第二のアンテナ部品は、主回路基板と分離したアンテナ用基板に設けられたアンテナ要素と、前記アンテナ要素に電磁気的に結合するように前記アンテナ用基板に取り付けられた誘電体チップ上に形成された結合手段と、前記結合手段に接続するようにアンテナ用基板に設けられた周波数調整手段とを具備し、
前記アンテナ要素は、給電点を共有するように一体的に接続した帯状の第一アンテナ要素及び第二アンテナ要素を有し、前記第二アンテナ要素は前記第一アンテナ要素より短く、
前記結合手段は、前記第一アンテナ要素の一部と電磁気的に結合する結合電極を有することを特徴とする。
前記結合電極と前記第一アンテナ要素との電磁気的な結合位置は特に限定されず、前記第一アンテナ要素の電流分布を考慮して適宜設定すれば良い。前記第一アンテナ要素の開放端側に設置すると共振周波数の変化量が大きく、給電点側に設置すると利得が大きい。
前記誘電体チップは、前記結合電極と前記周波数調整手段との接続線路を有するのが好ましい。前記結合電極は第一アンテナ要素とほぼ平行に延びる帯状電極であり、前記接続線路の一部は前記結合電極とほぼ平行に延びているのが好ましい。前記接続線路はミアンダ状線路であるのが好ましい。
前記第一アンテナ要素は折り返し部を有するのが好ましい。前記第一アンテナ要素と前記折り返し部との間の屈曲点から補助線路が延びており、前記誘電体チップは前記補助線路の一部と接するのが好ましい。
本発明の無線通信装置は、前記周波数可変アンテナ回路（部品）を具備することを特徴とする。
本発明の周波数可変アンテナ回路（部品）は、第一アンテナ要素と、第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備え、前記周波数調整手段が、可変容量回路と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備するので、小型でありながら所望の範囲で共振周波数を調整し得る。また給電点を共有する第一及び第二のアンテナ要素を具備することにより、低周波数帯及び高周波数帯に対応可能であり、もって広範囲の周波数帯で受信し得るように共振周波数を調整し得る。
本発明の周波数可変アンテナ回路の一例を示す概略図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段の一例を示す概略図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路に用いるアンテナ要素の一例を示す図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路のVSWR特性を概略的に示すグラフである。 周波数調整手段によるVSWR特性の変化を概略的に示すグラフである。 周波数調整手段によるVSWR特性の変化を概略的に示すグラフである。 本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段の一例の等価回路を示す図である。 図7の周波数調整手段を構成するキャパシタンスユニットの等価回路を示す図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段の別の例の等価回路を示す図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段のさらに別の例の等価回路を示す図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段のさらに別の例の等価回路を示す図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路を用いた同調回路の一例を示すブロック図である。 使用状態及び自由状態でのVSWR特性のずれを示すグラフである。 本発明の周波数可変アンテナ回路の別の例を示す図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路のさらに別の例を示す図である。 本発明のアンテナ部品の一例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品の別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品に用いる結合手段の一例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品に用いる結合手段の別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品に用いる結合手段のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品に用いる結合手段のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路を用いた無線通信装置の回路構成例を示すブロック図である。 本発明の周波数可変アンテナ回路のさらに別の例を示す図である。 本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品のVSWR特性を示すグラフである。 本発明の周波数可変アンテナ回路のさらに別の例を示す図である。 本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。 本発明のアンテナ部品の利得特性を示すグラフである。 従来のアンテナ部品の一例を示す斜視図である。 従来のアンテナ部品に用いる周波数調整手段を示す図である。 従来のアンテナ部品の別の例を示す図である。 図37のアンテナ部品を示す断面図である。 従来のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
[1] 周波数可変アンテナ回路
図1は本発明の周波数可変アンテナ回路の一例を示す。この周波数可変アンテナ回路1は、アンテナ要素10と、アンテナ要素10と電磁気的に結合する結合手段20と、結合手段20及びグランド電極GNDに接続された周波数調整手段30とを備えている。周波数調整手段30は、図2に示すように可変容量回路Cvと第一インダクタンス素子L1からなる並列回路と、前記並列回路に接続された第二インダクタンス素子L2とを備えている。並列回路は端子T1側にあり、第二インダクタンス素子L2は端子T2を経てグランド電極GNDに接続されているが、第二インダクタンス素子L2が端子T1側あっても良い。結合手段20は、接続線路、キャパシタンス素子、インダクタンス素子、又はアンテナ要素10に電磁気的に結合する電極のいずれかで構成することができる。
図3は、図1の周波数可変アンテナ回路を構成するアンテナ要素10の一例を示す。ここでは逆Fアンテナを例にとってアンテナ要素10を説明するが、それに限定されず、例えばモノポールアンテナ、逆L型アンテナ、T型アンテナ等でも良い。アンテナ要素10は一端が給電点Aで他端が開放端Cであり、給電点Aと屈曲点Bとの間の区間10aと、屈曲点Bと開放端Cとの間の区間10bとからなる。区間10bはグランド電極GNDとほぼ平行に延在する。アンテナ要素10の屈曲点Bからグランド電極GNDとの間は接地線路15である。アンテナ要素10の区間10bと結合手段20との間には電磁気的な結合Mがある。アンテナ要素10は、基本周波数帯域内の共振周波数f1rの波長λ1の約1/4に等しい長さ（区間10a＋区間10bの合計長さ）を有し、直列共振モードで動作する。基本周波数帯が低周波数帯にある場合を例にとって、以下説明する。
逆Fアンテナ状のアンテナ要素10が直列共振するときの電流分布は開放端Cでは0で、接地線路15との接続点（屈曲点B）の近傍で最大であるので、区間10bの長さがアンテナ要素10の入射・放射挙動を支配する。なお接地線路15との接続点では電圧は実質的に0であり、インピーダンスはショート状態であるので、接地線路15との接続点の位置を調整することによりアンテナ要素10のインピーダンスを調整することができる。
図4に示すように、周波数可変アンテナ回路1の給電点A側から見たVSWR特性では複数の周波数で共振が発現している。周波数調整手段30における第一インダクタンス素子L1と可変容量回路Cvからなる並列回路の共振周波数f2rはアンテナ要素10の共振周波数f1rより低く、可変容量回路Cvと第二インダクタンス素子L2からなる直列共振回路の共振周波数f3rはアンテナ要素10の共振周波数f1rより高く、かつ共振周波数f2r，f3rが低周波数帯に生じないように可変容量回路Cvのキャパシタンス、及び第一及び第二のインダクタンス素子L1、L2のインダクタンスを設定している。
可変容量回路Cvでキャパシタンスを変化させると、共振周波数f2r，f3rは変化する。共振周波数f2r，f3rは、上記キャパシタンスが大きくなると低周波側へ移動し（f2r→f2’r，f3r→f3’r）、反対に小さくなると高周波側へ移動する（f2’r→f2r，f3’r→f3r）。これに伴って、アンテナ要素10の共振周波数f1rも低周波側（f1r→f1’r）又は高周波側（f1’r→f1r）へ移動する。
上記並列回路及び直列回路の一方だけでもアンテナ要素10の共振周波数f1rを変化させることはできるが、直列回路だけでは可変容量回路Cvのキャパシタンス可変範囲内での共振周波数変化量が僅かであり、所望の周波数帯での同調が難しいことがある。また並列回路だけでは共振周波数の変化量が大きく、アンテナ要素10の共振周波数f1rを精度良く制御するのが難しい。
図5及び図6は条件の異なるアンテナのVSWR特性を示す。実線で示す曲線st0は、アンテナ要素10のみからなる構成A（図3に示す周波数可変アンテナ回路1から周波数調整手段30及び結合手段20を除いた構成）のVSWR特性を示す。破線で示す曲線st1は、アンテナ要素10及び結合手段20からなる構成B（周波数可変アンテナ回路1から周波数調整手段30を除いた構成）のVSWR特性を示す。一点鎖線で示す曲線st2は、アンテナ要素10及び結合手段20からなり、結合手段20がインダクタンス素子L2を介して接地された構成CのVSWR特性を示す。図6において一点鎖線で示す曲線st3は、周波数調整手段30内の可変容量回路Cvを一定の容量値を有するキャパシタンス素子に置換した以外図3に示す周波数可変アンテナ回路1と同じ構成DのVSWR特性を示す。構成Aの共振周波数fst0が900 MHzである場合を例にとって、以下説明する。なおアンテナの構成等により共振周波数の変化量は変わるが、共振周波数の変化の傾向自体は変わらない。
構成Bでは、誘電体からなる支持体上に形成された結合電極を有する結合手段20がアンテナ要素10と所定の間隔で配置されているので、結合電極により数pF以下の結合容量が生じ、またアンテナ要素10の近傍に配置された誘電体により共振周波数は低周波側へ移動する（fst0→fst1）。共振周波数の変化量は、結合容量にもよるが50〜300 MHz程度である。結合容量が小さければ共振周波数の変化量は小さく、結合容量が大きければ共振周波数の変化量は大きい。なお、結合手段20とグランド電極との間に可変容量回路Cvの代わりに数pFのキャパシタンス素子を直列に接続しても、共振周波数fst1に変化はなかった。
構成Cでは、結合容量とインダクタンス素子L2からなる直列回路によりもう一つの共振αが現れる。アンテナ要素10の共振周波数fst2は共振αに影響され、構成Bより高周波側に移動する。なお、インダクタンス素子L2のインダクタンスは数nH〜50 nH程度に設定されるが、インダクタンスが小さいほど共振αは高周波側に現れ（図5中で「L小」で表す）、インダクタンスが大きいほど低周波側に現れる（図5中で「L大」で表す）。ここでは結合容量のみ考慮したが、本発明では可変容量回路Cvがインダクタンス素子L2に直列に接続されるので、共振αを得るのに結合手段20としてキャパシタンス素子を用いるのは当然として、インダクタンス素子又は接続線路を用いても良い。
構成Dでは、共振αの他に、キャパシタンス素子とそれに並列に接続されたインダクタンス素子L1によるさらにもう一つの共振βが現れる。アンテナ要素10による共振周波数fst3は共振βにも影響され、構成Cよりさらに低周波側に移動する。
本発明では、アンテナ要素10に結合する結合手段20を、並列回路及び直列回路の組み合わせである周波数調整手段30を介して接地する。可変容量回路Cvのキャパシタンスを変化させることにより、並列回路及び直列回路による２つの共振により、アンテナ要素の共振周波数を所望の周波数に調整する。
可変容量回路Cvとして、SPnT（単極n投）スイッチ及びキャパシタンス素子の組合せ、可変容量ダイオード（バリキャップダイオード、バラクタダイオード）、デジタル可変容量素子、MEMS（Micro-Electromechanical Systems）等を用いることができる。SPnTスイッチとして、GaAsスイッチ又はCMOSスイッチを単独で用いても、一つ又は複数個のPINダイオードを用いても良い。
可変容量ダイオードや、デジタル可変容量素子等のスイッチとして用いるトランジスタ等の半導体は、耐電力が低く、容量の非線形性に基づく歪が大きいため、信号歪みにより発生した高調波成分がアンテナ要素から放射される等、大電力の高周波を扱う場合に問題があるが、本発明の周波数可変アンテナ回路1では可変容量回路Cvが結合手段20を介してアンテナ要素10に接続するので、半導体に大電力の高周波信号が投入されることがなく、信号歪みを抑制できる。
可変容量回路Cvとしてデジタル可変容量回路を用いた場合を例にとって、周波数調整手段30の基本動作を以下詳細に説明する。図7はデジタル可変容量回路を用いた周波数調整手段の等価回路を示す。このデジタル可変容量回路は、例えば特開2008-166877号に開示のものと同じで良い。可変容量回路Cvは、端子T1と端子T2との間に並列に接続されたキャパシタンス素子C1〜Cnと、端子T2とキャパシタンス素子C1〜Cn-1との間に直列に接続されたスイッチ回路SW1〜SWn-1とを有し、各キャパシタンス素子C1〜Cn-1と各スイッチ回路SW1〜SWn-1はキャパシタンスユニットCU1〜CUn-1を構成している。各スイッチ回路SW1〜SWn-1はMOS-FETにより構成することができる。図8は各キャパシタンスユニットの一例を示す。各キャパシタンスユニットCU1〜CUn-1は、キャパシタンス素子と多段接続されたMOS-FETのドレイン−ソース間との直列回路からなる。グランド電極GNDに近い側にFETを配置する方が耐電力に優れるので、図示の例では端子T1が結合手段20側、端子T2がグランド電極GND側となるように可変容量回路子Cvを接続しているが、接続を逆にしても良い。
各コンデンサユニットCU1〜CUn-1において多段接続されたFETのゲート端子への電圧供給は、共通信号線61〜6n-1で行なわれ、各共通信号線61〜6n-1の入力ポートP1〜Pn-1には、FETをON／OFF制御するためのデータのビットが制御回路205より与えられる。
端子T1と端子T2との間には、キャパシタンス素子CnとキャパシタンスユニットCU1〜CUn-1が並列に接続されているが、各キャパシタンスユニットCU1〜CUn-1中のキャパシタンス素子C1〜Cn-1の容量値は、各データのビットに対応して2進重み付け容量アレイとして構成されるのが好ましい。例えばキャパシタンスユニットがCU1からCUn-1の順で下位ビットから上位ビットに対応する場合、キャパシタンスユニットCU1のキャパシタンス素子C1の容量値がe pFであれば、キャパシタンスユニットCU2のキャパシタンス素子C2の容量値は21×e pFであり、キャパシタンスユニットCU3のキャパシタンス素子C3の容量値は22×e pFであり、キャパシタンスユニットCUn-2のキャパシタンス素子Cn-2の容量値は2ｎ-3×e pFであり、キャパシタンスユニットCUn-1のキャパシタンス素子Cn-1の容量値は2ｎ-2×e pFである。従って、例えば可変容量回路Cv全体の容量値がn＝6の場合、FETをON／OFF制御するためのデータのビットが”00000”であれば、キャパシタンス素子C6の容量値となり、ビットが”11111”であれば、キャパシタンス素子C6とキャパシタンス素子C1〜C5の合成容量となる。この例では容量調整分解能が5ビットであるので、32の段階（stateとも呼ぶ）で容量値を調整することができる。
可変容量回路Cvの容量値C（合成容量）はCmin（”00000”のビット列に対応）からCmax（” 11111”のビット列に対応）まで直線状に変化する。例えば基本周波数帯で共振周波数を可変とする場合、可変容量範囲の中心値であるほぼ（Cmax−Cmin）/2の容量値で、ほぼ基本周波数帯の中心周波数に対応する周波数f1で共振するように、インダクタンス素子L1，L2等の周波数可変アンテナ回路の回路定数を設定する。当然ビット数に応じて容量のステップ数及び可変範囲が異なり、共振周波数の変化幅も異なる。
図9及び図10は可変容量回路CvとしてSPnT（単極n投）スイッチとキャパシタンス素子を用いた周波数調整手段の一例を示す。図9ではSP3Tスイッチを用い、図10ではSP2Tスイッチを用いている。スイッチの共通ポートP1側を端子T1側（結合電極20側）とし、単独ポートP2，P3，P4側を端子T2側（グランド側）とし、単独ポートP2，P3，P4のそれぞれに容量値の異なるキャパシタンス素子C1，C2，C3が直列接続されている。スイッチの切り替えにより、接続の経路が変わるので、それに応じた容量値が選択され、共振周波数が変化する。
図9の可変容量回路Cvでは、インダクタンス素子L1とキャパシタンス素子Cp1との直列回路が並列接続され、端子T1側に並列回路と直列にインダクタンス素子L3が接続されている。また図10の可変容量回路Cvでは、端子T1側に並列回路と直列にインダクタンス素子Ｌ3とキャパシタンス素子Cse1が接続し、インダクタンス素子L3とキャパシタンス素子Cse1との接続点にインダクタンス素子L1が並列接続されている。キャパシタンス素子Cp1、Cse1はDCカットコンデンサであり、スイッチ動作の安定化を図る。インダクタンス素子L3はインダクタンスを微調整する目的で設けられている。図9及び図10に示す可変容量回路Cvのスイッチ回路SWへの接続方向を反転しても（スイッチ回路SWを端子T2側とし、キャパシタンス素子を端子T1側としても）、同様の可変容量機能が得られ、かつDCカットコンデンサCp1、Cse1が不要となる。
図11は可変容量ダイオードを用いた可変容量回路Cvの一例を示す。端子T1側にDCカットコンデンサCcを介して可変容量ダイオードDvのカソード側が接続している。可変容量ダイオードDvに逆バイアス電圧を印加すると内部の空乏層の幅が変化し、静電容量が連続的に変化する。可変容量ダイオードDvのカソード側に印加する逆方向電圧が大きくなれば静電容量は減少するので、可変容量ダイオードに印加できる電圧の変化幅に応じて共振周波数を変えることができる。なお可変容量ダイオードを用いる場合、逆バイアス電圧を任意に変化させるためのバイアス供給回路が必要となる。
可変容量ダイオードDvに大きな電圧振幅を入力すると、その電圧振幅により順方向にもバイアスがかかり、逆方向動作をすべきところ順方向動作をし、もって容量の変化量があっても少ないことがある。この対策として、カソードを共通端子としてもう一つの可変容量ダイオードを追加すると、大きな振幅の制御電圧が順方向に入るのを防ぐことができる。
アンテナ要素の共振周波数は人体等の外乱の影響によりずれてしまうことがある。共振周波数のずれが発生するとインピーダンスの整合状態が変化するが、本発明の周波数可変アンテナ回路によれば、アンテナ要素の共振周波数を容易に調整することができる。図12は周波数可変アンテナ回路を用いたフィードバック回路の一例を示す。送信信号の反射波を検出する方向性結合器35と、検波回路Diと、外部基準信号と検波回路Diからの検波信号を比較し信号レベルを検出する信号レベル検出器33と、検出結果に基づいて可変容量回路の容量値を変化させ、反射波が大きくなれば共振周波数のずれを補正する制御回路32とを有する。なお結合手段等は図示していない。このフィードバック回路は受信信号の強度変化に基づくフィードバックを行う。
デジタル可変容量回路を用いた周波数可変アンテナ回路を、824〜849 MHzの送信周波数帯及び869〜894 MHzの受信周波数帯を有する無線通信装置に用いる例を以下詳細に説明する。人体は低誘電率の誘電体とみなすことができるので、使用状態（人体が近接している）のアンテナ要素の共振周波数は自由状態（人体の影響を受けない）のときより低周波数側へ移動している。図13は自由状態及び実使用状態でのVSWR特性を示す。周波数調整手段30の可変容量回路は、自由状態において送信周波数帯（例えば836.5 MHzの中間周波数）及び受信周波数帯（例えば881.5 MHzの中間周波数）でVSWRが最適となる合成容量を有するようにプログラムされている。外乱による周波数のずれが比較的小さければ、送信周波数帯及び受信周波数帯で所定のレベル以下のVSWRを維持できる。
人体のVSWR特性への影響は、10〜30 MHz程度の共振周波数のずれとして現れる。この共振周波数のずれは送信周波数帯と受信周波数帯とで大きく相違せず、同程度であるので、送信周波数帯及び受信周波数帯のどちらか一方における制御結果を他方の周波数帯における制御に用いることができる。
検出された信号レベルから求まる反射波の大きさが所定の期間予め設定された閾値を超える場合、共振周波数のフィードバック制御を行う。デジタル可変容量回路の合成容量が大きく（又は小さく）なるように、制御回路によりデジタル可変容量回路の段階（State）を一段変える。反射波が閾値と大きく異なる場合には、変化させる段階を2段以上としても良い。新たに検出された信号レベルを、直前に検出された信号レベル（例えばメモリ等に保存されている）と比較することにより、反射波が増加したのか減少したのかを判定し、判定結果に応じてデジタル可変容量回路の合成容量を増減させる。
反射波が閾値より小さくなるまでフィードバック制御を継続し、閾値より小さくなった段階でフィードバック制御を終了する。なお、反射波が閾値より小さくならない場合や、逆に増加する場合には、フィードバック制御を終了するともに、検出された信号レベルに基づいて反射波が最も小さい段階（State）となるようにデジタル可変容量回路を制御すれば良い。
[2] アンテナ部品
図3に示すアンテナ要素10はグランド電極GNDに対して水平に延びる線路からなるが、図14に示すように折り返し部を設けて小型化するのが好ましい。折り返し部は複数あっても良い。図14に示すアンテナ要素10は、給電点Aと屈曲点Bとの間の区間10aと、屈曲点Bと屈曲点Cとの間の区間10bと、屈曲点Cと屈曲点Dとの間の区間10cと、屈曲点Dと開放端Eとの間の区間10dとを有し、区間10cは折り返し部であり、区間10dは区間10bと逆方向に延びる。給電点Aから開放端Eまでの長さは、図3に示すアンテナ要素10と同ように実質的に低周波数帯域内の共振周波数f1rに対応する長さであるので、図14に示すアンテナ要素10は直列共振モードで動作する。折り返し部を有するアンテナ要素10は、図3の場合より複雑な共振電流分布を有するので、短くできる。また給電点Aから屈曲点Cまでの長さを実質的に高周波数帯域内の共振周波数に対応する波長λ2の約1/4とすれば、直列共振モードで動作する複共振アンテナとなり、マルチバンド化を容易に実現できる。
図15に示すように、アンテナ要素10は、給電点Aと屈曲点Bとの間の区間10a中の分岐点Dから延びるアンテナ要素12を有しても良い。アンテナ要素12は、給電点Aと分岐点Dとの間の区間12aと、分岐点Dと開放端Eとの間の区間12bとからなる。アンテナ要素12の区間12aはアンテナ要素10の区間10aの一部と共通であり、区間12bはアンテナ要素10の区間10bと同じ方向に平行に延びる。アンテナ要素10が低周波数帯の共振周波数を有し、アンテナ要素12が高周波数帯の共振周波数を有するようにすれば、複共振アンテナとなる。
アンテナ要素10は、ガラス繊維強化エポキシ樹脂基板等のリジッド基板や、ポリイミド、ポリエーテルイミド、ポリアミドイミド等のポリイミド類、ナイロン等のポリアミド類、ポリエチレンテレフタレート等のポリエステル類等からなるフレキシブル基板等の所謂プリント基板に対して、エッチングやフォトリソグラフィ等の公知の方法を行うことにより形成することができる。また印刷法やエッチング法等の公知の方法を用いて、アルミナ等の誘電体セラミクスからなる基板にAu，Ag，Cu等の低抵抗導電体で形成しても良い。変形自在なフレキシブル基板に形成したアンテナ要素は、筐体内の限られた空間に効率よく配置することができる。
図16は、基板上にアンテナ要素及び結合手段を形成した例を示す。例えば、ガラス繊維強化エポキシ樹脂基板上の銅箔をエッチング処理し、アンテナ要素10、結合手段20の電極パターン、グランド電極GND、接続線路21，22等を形成する。基板の裏面にはグランド電極GNDが形成されていない。この方法によれば、各電極パターンを容易に精度良く形成できるだけでなく、外力等の影響に強いアンテナ部品とすることができる。また周波数調整手段30を構成する部品を搭載するだけで、周波数可変アンテナ回路を容易に作製できる。
アンテナ要素をCuやリン青銅からなる導体薄板で構成しても良い。導体薄板はそれ自体が加工容易であるとともに、外力に対して容易に変形し難い特性を有するので、支持体に依らず自由な形状にアンテナ要素を形成することができる。射出成形により液晶ポリマー等のエンジニアリングプラスチックに導体薄板を一体化すると、一層外力により変形し難いアンテナ部品となる。
図17は、表面に銅箔からなるグランド電極GND、接続線路21，22等が形成されたガラス繊維強化エポキシ樹脂基板上に、リン青銅等の導体薄板により形成したアンテナ要素を立設した例を示す。アンテナ要素10の開放端部は、基板上に配置された誘電体チップからなる支持体27に固定されている。支持体27の表面には、アンテナ要素10と電磁気的に結合する結合手段20としてL字状の電極パターンが形成されている。結合手段20は基板に形成された接続線路21，22及び周波数調整手段30を介してグランド電極GNDに接続される。一般にアンテナ要素をグランド電極から離間させるほど放射利得が向上する。従って、アンテナ要素10を高くすると、アンテナ部品を3次元的に構成できるだけでなく、小さな形成面積でアンテナ要素とグランド電極との間隔を確保できる。
図18に示すように、大きな誘電体チップ27に、結合手段20及び接続線路21とともに、第一アンテナ要素10、及び第一アンテナ要素10より短い第二アンテナ要素12を形成しても良い。
図19及び図20は、追加の支持体29に形成した結合手段20をアンテナ要素10に近接して配置してなるアンテナ部品の別の例を示す。図20に示すアンテナ部品では、U字状断面を有する支持体29の凹部空間に結合手段20を配置している。支持体29の材料はポリカーボネート等で良い。
その他に、アンテナ要素と他の部品を異なる基板に設けても良いし、セラミック素体に形成したアンテナ要素をプリント基板に実装しても良い。またアンテナ要素10の一部をリン青銅等の導体薄板で形成し、他部をプリント基板上の電極パターンで形成しても良い。さらに結合手段20との電磁結合を調整するために、アンテナ要素10のうち結合手段20と対向する部分の形状（幅及び厚さ）を他の部分と異ならせて良い。周波数可変範囲を十分に確保しつつアンテナ要素10と結合手段20との最適な結合が得られるように、支持体の材料、結合手段20の形状、寸法、アンテナ要素10との間隔等を調整する。
上記の通り、結合手段20は基板上にアンテナ要素10とともに直接形成しても、支持体上に形成した後で基板に搭載しても良い。剛性を有する導体（金属）薄板で形成した結合手段20をアンテナ要素10と組合せても良いが、アンテナ要素10との間隔を精度良く配置するのが難しいため、支持体27上に形成するのが好ましい。支持体27上に形成した結合手段20は、外力を受けても変形しないのでアンテナ要素10との間隔が変化せず、またアンテナ要素10に対して所定の間隔で位置決めするのが容易である。アンテナ要素10と近接して配置される結合手段20の支持体27は波長短縮効果を発揮し、アンテナ要素10の線路長を短縮する。
支持体27の表面に形成された電極パターンにより結合手段20を形成するのが好ましい。電極パターンの材質はCu、Ag、Au、又はこれらを含む合金が好ましい。支持体27は、アルミナ、Al-Si-Sr系セラミック、Mg-Ca-Ti系セラミック、Ca-Si-Bi系セラミック等の誘電体セラミック、又はNi-Znフェライト、Ni-Cu-Znフェライト等の軟磁性体セラミックからなるのが好ましい。ガラス繊維強化エポキシ樹脂も使用可能である。高周波数帯域で用いるので、支持体27は高周波特性に優れているのが好ましい。誘電体セラミックであれば、優れた高周波での誘電特性（例えば、小さな誘電損失等）を有するものが好ましい。比誘電率が大きすぎると誘電損失が大きく、逆に小さ過ぎると波長短縮効果が十分に得られないので、支持体27を形成する誘電材は5〜30の比誘電率を有するのが好ましい。支持体27を形成する材料の温度特性については、共振回路に用いるリアクタンス素子の特性とあわせて決めれば良い。
図21〜図24は支持体27に形成された結合手段20の例を示す。各支持体27にはアンテナ要素10に半田付けされる接続電極パターン42が形成されている。アンテナ要素10と電気的に接続される電極パターン42は延長電極として機能しても良い。アンテナ要素10と結合手段20との結合は、支持体27に形成された電極パターン42と結合手段20との間隔により決まる。支持体27をアンテナ要素10に接着する場合には電極パターン42は必要ないが、アンテナ要素10に対する支持体27の位置決めが難しい。勿論基板への実装端子電極として、電極パターン42を支持体27の下面に形成しても良い。
図21に示す例では、結合手段20を形成する帯状の電極パターンが支持体27の側面に形成されており、同じ側面上に接続線路21が結合手段20の電極パターンと一体の電極パターンで形成され、L字状の電極パターンとなっている。図22〜図24に示す例では、支持体27の上面に電極パターン42とともに結合手段20を形成する帯状の電極パターンが形成され、側面に形成された接続線路21と接続されている。接続線路21は直線状でも良いが、図23に示すようにL字状や、図24に示すようにミアンダ状にしても良い。接続線路21を、結合手段20の電極パターンとほぼ平行の線路部分を備えるようにすれば、基本周波数帯での平均利得が向上するので好ましい。図示の結合手段20の電極パターンは一定の幅の帯状電極であるが限定的ではなく、例えばテーパ形状の電極のように所望の電磁的結合に応じて適宜選択することができる。
結合手段20とグランド電極との間の距離が長いと、周波数調整手段30の容量変化によるアンテナ要素10の共振周波数の可変範囲が著しく狭いことがある。そのため、周波数調整手段30をアンテナ要素10の近傍に配置し、かつ短い距離（例えば、調整すべき周波数帯の1/4波長以下）で接地するのが好ましい。
[3] 無線通信装置
図25は、本発明の周波数可変アンテナ回路（アンテナ部品）1を具備し、複数の通信システムに対応した無線通信装置の回路の一例を示す。周波数可変アンテナ回路1は、図29に示すように低周波数帯と高周波数帯で所望のVSWR特性が得られるもので、低周波数帯で共振周波数を可変とする。複数の通信システムのうち、例えばGSM（登録商標）850／900等を低周波数帯に使用し、DCS、PCS、UMTS等を高周波数帯に使用することができる。
図示の無線通信装置は、GSM（登録商標）850／900帯（824〜960 MHz）、UMTS帯（Band 1：1920〜2170 MHz，Band 5：824〜894 MHz）の４つの通信システムに対応する。本例では、周波数可変アンテナ回路1は単極４投のスイッチ回路SWと接続されている。スイッチ回路SWは、例えばFETスイッチを主たる構成要素とする電気的スイッチであり、ゲートに印可する制御電圧により接続状態を変える。スイッチ回路SWは、周波数可変アンテナ回路1と、CDMA方式の第一の通信システム（UMTS Band 5）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAと、CDMA方式の第二の通信システム（UMTS Band 1）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAと、TDMA方式の第一の通信システム（GSM900）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAと、TDMA方式の第二の通信システム（GSM850）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAとの間に設けられ、各通信システムの送受信信号の切り換えを行う。
高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAのうち少なくともローノイズアンプLNAは、RFIC（Radio-Frequency Integrated Circuit）に内蔵されている。RFICは、周波数シンセンサイザ（図示せず）等とともにベースバンド部BBICからの信号を送信周波数に変換し、受信信号をベースバンド部BBICで処理できる周波数に変換するICである。図示の構成では、CDMA方式の第一の通信システム（UMTS Band 5）用のローノイズアンプLNAと、TDMA方式の第二の通信システム（GSM850）用のローノイズアンプLNAは共通化されている。
各信号経路には、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ等のフィルタや、通過帯域の異なるフィルタを並列に接続してなるデュプレクサが配置されている。本例では、バンドパスフィルタ及びデュプレクサとして不平衡入力−平衡出型のSAWフィルタやBAWフィルタ又はBPAWフィルタを用い、平衡出力端子間にインピーダンス調整用のインダクタンス素子Lを配置している。整合用の他の構成として、キャパシタンス素子を平衡出力端子間に配置しても、リアクタンス素子を各平衡出力端子とアースとの間に配置しても良い。
無線通信装置は、周波数シンセサイザにより論理回路部（図示せず）に含まれる中央演算回路からの制御信号で局部発振周波数信号を生成し、それにより定まる周波数で送受信を行う。周波数可変アンテナ回路1内の可変容量回路は、図12に示す制御回路32が出す前記制御信号により、各通信システムの低周波数帯での送信周波数帯及び受信周波数帯で好適なVSWRとなるように制御される。
本発明を以下の実施例によりさらに詳細に説明するが、本発明はそれらに限定されるものではない。
実施例1
図26は本発明の周波数可変アンテナ部品の一例（低周波数帯及び高周波数帯に対応する）を示し、図27及び図28はその外観を示す。図中、周波数調整手段30の可変容量回路Cvへの電源経路は省略している。
周波数可変アンテナ回路1は、給電回路200が形成される主回路基板（図示せず）と分離したアンテナ用基板80に形成されており、アンテナ用基板80と主回路基板との接続は同軸ケーブルにより行なわれる。他の接続方法として、例えば主回路基板に設けられた接地された板バネ端子による押し当て接続（C-clipと呼ばれる）を利用する。この場合、アンテナ用基板の接続部は接続用電極端子のみである。
Cuからなる導体薄板により形成されたアンテナ要素10は、低周波数帯用の第一アンテナ要素10（区間10a，10b，10c及び10dからなる。）と、第一アンテナ要素10から分岐する補助線路25と、一部が第一アンテナ要素10と対向し、第一アンテナ要素10より短い高周波数帯用の第二アンテナ要素12とにより構成されている。第一アンテナ要素10から分岐する補助線路25は、第一アンテナ要素10とともに低周波数帯の高周波信号の入放射に寄与する。従って、補助線路25を第一アンテナ要素10の一部と見做しても良い。
アンテナ要素全体は、幾重にも折り返された厚さ0.2 mm及び幅1〜1.5 mmの一体的な帯状導体からなり、第一アンテナ要素10及び第二アンテナ要素12により低周波数帯域と高周波数帯内の周波数で共振する逆Fアンテナを構成している。アンテナ要素は、アンテナ基板（両面に銅張したガラス繊維強化エポキシ基板）80の両面に立設される。第一アンテナ要素10の一部、第二アンテナ要素12及び補助線路25はアンテナ基板80の第一主面上に位置し、第一アンテナ要素10は折り曲がり、区間10cは反対側の第二主面まで延長し、そこから区間10dは区間10bと平行かつ逆方向に給電点Aに向かって延びている。
第一アンテナ要素10は複数の区間を有するが、第二主面上の区間10dは、第一主面上の第二アンテナ要素12の区間12bとアンテナ基板80を介して対向する。第二アンテナ要素12の区間12bの一部の下には、表面に電極パターンが形成された誘電体チップ18が配置されている。誘電体チップ18は区間10b及び区間10dの近くまで延在しているので、区間10bと区間12bとの間、及び区間10dと区間12bとの間には、他の部分より強い電磁気的な結合がある。また誘電体チップ18の表面に形成された電極パターンが第二アンテナ要素12と接続するので、第二アンテナ要素12は波長短縮効果によりその線路長を短縮する。第二アンテナ要素12の区間12bに平行に延びる第一アンテナ要素10の区間10bの長さを高周波数帯での共振周波数の波長に応じて調整すれば、高周波数帯で所望のVSWRが得られる帯域を広げることができる。
アンテナ用基板80には、アンテナ要素の他に、補助線路25と電磁気的に結合する結合手段20が表面に形成された支持体27と、結合手段20と接続される周波数調整手段30を構成するデジタル可変容量回路素子Cvと、第一及び第二のインダクタンス素子L1，L2と、第一アンテナ要素10と第二アンテナ要素12との電磁気的結合を調整する誘電体チップ18と、整合用のインダクタンス素子Lp及びキャパシタンス素子Cpが実装されている。勿論、アンテナ用基板80の同一面上に配置される整合用のインダクタンス素子Lp及びキャパシタンス素子Cp、及び周波数調整手段30の少なくとも一部を裏面に設けても良い。
本例では、結合手段20は誘電体セラミックからなる支持体27の表面に形成されたAgの電極パターンで構成されている。支持体27には補助線路25と半田付けするための電極パターンが形成されている。アンテナ要素には複数の電極延長部が設けられており、アンテナ要素は電極延長部によりアンテナ用基板80に固定され、さらに補助線路25で支持体27の上面上の電極パターンに接続されている。電極延長部からはアンテナ用基板80側に向かって電磁波が放射されない。誘電体チップ18及び支持体27に、比誘電率が10の誘電体セラミックを用いた。
本例では、第一主面上の第一アンテナ要素10の区間10bは長さ約25 mmであり、補助線路25は長さ約15 mmであり、第二主面上の第一アンテナ要素10の区間10dは長さ約20 mmであり、第二アンテナ要素12の区間12bは長さ約20 mmであった。この構成により、アンテナ部品は、アンテナ用基板80で決まる45 mm×8 mmの平面寸法内に収まり、厚さは5 mm以下であった。
デジタル可変容量回路素子Cvは、第一キャパシタンス素子C6（1.50 pF）、及びキャパシタンスユニットCU1，CU2，CU3，CU4，CU5のキャパシタンス素子C1（0.15 pF），C2（0.30 pF），C3（0.60 pF），C4（1.20 pF），C5（2.40 pF）を有するので、容量可変範囲は1.50〜6.15 pFであった。また第一インダクタンス素子L1のインダクタンスは15 nHであり、第二インダクタンス素子L2のインダクタンスは18 nHであり、整合用インダクタンス素子Lpのインダクタンスは3.9 nHであり、整合用キャパシタンス素子Cpの容量値は1 pFであった。
このアンテナ部品について、周波数調整手段30により低周波数帯における共振周波数f1rを変化させてVSWRの周波数特性を評価した。表1は制御データを変化させた場合の共振周波数の変化を示す。表中「−」は、共振周波数が測定周波数より低いことを示す。また図29は、デジタル可変容量回路素子Cvに与える制御データに応じてアンテナの共振周波数が変化するVSWR特性を示す。図29に示す制御データは「00000」，「01000」，及び「11111」である。
Figure 0005692086
表1及び図29から明らかなように、制御データを「00000」から「11111」へと変化させることにより、VSWRが3以下の特性を維持しながら、アンテナの共振周波数を低周波数帯の間で移動させることができることが分かる。本実施例により、アンテナの共振周波数を広範囲で変化させることができ、広範囲の周波数帯に対応可能なマルチバンド対応のアンテナが得られた。
実施例2
図30は実施例2の周波数可変アンテナ回路の構成を示し、図31及び図32はその外観を示す。この周波数可変アンテナ回路のうち実施例1のものと共有する部分の説明は省略する。
アンテナ要素の構成は、第一アンテナ要素として区間10fを加えた以外実施例1のものとほぼ同じである。携帯電話の筐体内の限られた空間内ではアンテナ要素を十分に長くできないので、区間10fで基本モードの共振周波数を微調整することにより共振周波数を所望周波数に届かせる。グランド電極から距離を離した方が放射利得の向上に好ましいので、区間10aをアンテナ用基板80の主面から約4.5 mmの高さとした。
第一アンテナ要素10の区間10bの幅広面はアンテナ用基板80の主面に平行に開放端Fの方向に延在し、区間10bと区間10aとの接合点（屈曲点B）で第一アンテナ要素10は折り曲げられ、区間10aは垂直に延在する。アンテナ用基板80は縦12 mm×横52 mm×厚さ0.6 mmのほぼ矩形状であり、区間10bはその長辺に沿って配置されている。区間10bの長さは約30 mmである。区間10bの下部には、第二アンテナ要素12がほぼ平行に同方向に延在している。第二アンテナ要素12の区間12bの長さは約25 mmである。
第一アンテナ要素10の区間10e（補助線路25）はアンテナ用基板80の長さ方向端部を超えない長さで、区間10bと同じ高さ及び方向で開放端Fまで延在する。区間10cは、アンテナ用基板80に設けられた切欠きを通って垂直に反対面まで延在する。区間10cの端部は2つの区間10d、10fに別れる。
区間10fはアンテナ用基板80の裏面とほぼ平行に、かつ区間10eと同じ方向に延び、長さはその半分程度である。基本周波数の調整用として機能する区間10fの長さは必要に応じて0 mmから相当程度まで設定可能である。区間10dはアンテナ用基板80の裏面とほぼ平行にかつ給電点Aに向って区間10bと同じ方向に延在し、その長さは約20 mmである。
アンテナ用基板80には、第一アンテナ要素10の区間10bと、第二アンテナ要素12の区間12bと当接するように誘電体チップ（支持体）27が実装される。この構成により、第一アンテナ要素10の区間10bと第二アンテナ要素12の区間12bとの間の結合が強まり、高周波数帯における共振周波数の調整及び広帯域化を行うことができる。誘電体チップ27の搭載位置は給電点Aの近くが好ましく、給電点A側の側面と給電点Aとの距離は4 mmである。
誘電体チップ27は縦3 mm×横6 mm×高さ4 mmで、ほぼその上面全体に電極パターン42が形成されており、第一アンテナ要素10の区間10bに半田付けされている。誘電体チップ27の側面（第二アンテナ要素12との当接面の反対側）に、結合手段20を形成する長さ5 mm×幅1 mmの帯状の電極パターンが形成されている。電極パターンの長辺は底面から3.5 mmの位置にあり、電極パターン22と所定の間隔で直流的に絶縁されている。結合手段20の電極パターンは、同一面上の接続線路21を介して、アンテナ用基板80に設けられた周波数調整手段30に接続されている。
周波数調整手段30は実質的に図10に示す等価回路を有し、SP2TのFETスイッチSWとキャパシタンス素子C1，C2からなる可変容量回路Cvと、インダクタンス素子L1〜L3により構成されている。各インダクタンス素子L1，L2の定数はL1＝15 nH、及びL2＝12 nHであり、L3はインダクタンス素子を用いずにジャンパ接続している。またキャパシタンス素子C1，C2のキャパシタンスはC1＝1 pF、C2＝6 pFである。このようにして、縦12 mm×横52 mm×高さ6 mmのマルチバンドアンテナが得られた。
実施例3
図33は結合手段20の位置が異なるアンテナ部品の一例を示す。結合手段20は第一アンテナ要素10の区間10eと電磁気的に結合するので、周波数調整手段30は給電点Aから離隔している。第一アンテナ要素10の区間10bと第二アンテナ要素12の区間12bに接するように別の誘電体チップ115が配置されている。アンテナ要素及び周波数調整手段30の構成等は実施例2と同じであるので、それらの説明を省略する。
図34は、実施例2及び3において周波数調整手段30を構成する可変容量回路CvのスイッチSWの接続経路を変えたときの平均利得の共振周波数依存性を示す。各実施例のアンテナ部品とも、図10に示すスイッチSWの接続をポートP1-P2間（C1が接続）からP1-P3間（C2が接続）に切り換えると、平均利得のピーク位置は低域側へ移動した。図6において、C2＞C1なら低域側に変化する。図示はされていないが、低周波数帯では共振周波数f1rが変化し、VSWRのピーク位置も同様に変化したが、高周波数帯の共振周波数はほぼ変化せず、平均利得も接続経路により変化なかった。なお、実施例2のアンテナ部品は実施例3のアンテナ部品より0.5 dB以上も高い利得が得られた。

Claims (21)

  1. 給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備えた周波数可変アンテナ回路であって、前記周波数調整手段が、可変容量回路と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備することを特徴とする周波数可変アンテナ回路。
  2. 請求項１に記載の周波数可変アンテナ回路において、前記結合手段が、接続線路、キャパシタンス素子、インダクタンス素子、前記第一アンテナ要素に電磁気的に結合する電極のいずれかであることを特徴とする周波数可変アンテナ回路。
  3. 請求項1又は2に記載の周波数可変アンテナ回路において、前記可変容量回路の容量値を変化させる制御回路を備えたことを特徴とする周波数可変アンテナ回路。
  4. 請求項3に記載の周波数可変アンテナ回路において、第一アンテナ要素の共振周波数の変化を検出する検出手段を備え、前記制御回路は前記検出手段の出力に基づいて容量値を変化させる制御信号を前記可変容量回路に出力すること特徴とする周波数可変アンテナ回路。
  5. 請求項1〜4のいずれかに記載の周波数可変アンテナ回路において、前記第一アンテナ要素と一体的であって、前記給電点を共有し、前記第一アンテナ要素より短い第二アンテナ要素をさらに有し、前記第一アンテナ要素の共振と前記第二アンテナ要素の共振との複共振によりマルチバンド化したことを特徴とする周波数可変アンテナ回路。
  6. 請求項5に記載の周波数可変アンテナ回路において、前記第一アンテナ要素及び前記第二アンテナ要素は前記給電点からの経路の一部を共有していることを特徴とする周波数可変アンテナ回路。
  7. 帯状の第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備え、前記周波数調整手段が、可変容量回路と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備する周波数可変アンテナ回路を構成するアンテナ部品であって、前記第一アンテナ要素は給電点となる一端と開放端となる他端とを有し、前記第一アンテナ要素の一部が前記結合手段と電磁気的に結合していることを特徴とするアンテナ部品。
  8. 請求項7に記載のアンテナ部品において、前記給電点を共有し、前記第一アンテナ要素より短い帯状の第二アンテナ要素をさらに有し、前記第一アンテナ要素の共振と前記第二アンテナ要素の共振との複共振により前記周波数可変アンテナ回路をマルチバンド化することを特徴とするアンテナ部品。
  9. 請求項8に記載のアンテナ部品において、前記第一アンテナ要素の一部が前記第二アンテナ要素に所定の間隔で対向していることを特徴とするアンテナ部品。
  10. 請求項7〜9のいずれかに記載のアンテナ部品において、前記結合手段は誘電体又は軟磁性体からなる支持体上に形成された結合電極を有することを特徴とするアンテナ部品。
  11. 請求項10に記載のアンテナ部品において、前記支持体上に前記結合電極と所定の間隔で接続電極が形成されており、前記接続電極は前記第一アンテナ要素に接続されることを特徴とするアンテナ部品。
  12. 請求項11に記載のアンテナ部品において、前記第一アンテナ要素及び前記支持体が主回路基板と分離したアンテナ用基板に配置されていることを特徴とするアンテナ部品。
  13. 請求項12に記載のアンテナ部品において、前記可変容量回路は前記アンテナ用基板に配置され、前記結合手段と接続線路を介して接続されていることを特徴とするアンテナ部品。
  14. 主回路基板と分離したアンテナ用基板に設けられたアンテナ要素と、前記アンテナ要素に電磁気的に結合するように前記アンテナ用基板に取り付けられた誘電体チップ上に形成された結合手段と、前記結合手段に接続するようにアンテナ用基板に設けられた周波数調整手段とを具備し、
    前記アンテナ要素は、給電点を共有するように一体的に接続した帯状の第一アンテナ要素及び第二アンテナ要素を有し、前記第二アンテナ要素は前記第一アンテナ要素より短く、
    前記結合手段は、前記第一アンテナ要素の一部と電磁気的に結合する結合電極を有することを特徴とするアンテナ部品。
  15. 請求項14に記載のアンテナ部品において、前記誘電体チップは、前記結合電極と前記周波数調整手段との接続線路を有することを特徴とするアンテナ部品。
  16. 請求項15に記載のアンテナ部品において、前記結合電極は第一アンテナ要素とほぼ平行に延びる帯状電極であり、前記接続線路の一部は前記結合電極とほぼ平行に延びることを特徴とするアンテナ部品。
  17. 請求項15に記載のアンテナ部品において、前記接続線路がミアンダ状線路であることを特徴とするアンテナ部品。
  18. 請求項14〜17のいずれかに記載のアンテナ部品において、前記第一アンテナ要素は折り返し部を有することを特徴とするアンテナ部品。
  19. 請求項18に記載のアンテナ部品において、前記第一アンテナ要素と前記折り返し部との間の屈曲点から補助線路が延びており、前記誘電体チップは前記補助線路の一部と接することを特徴とするアンテナ部品。
  20. 請求項1〜6のいずれかに記載の周波数可変アンテナ回路を用いたことを特徴とする無線通信装置。
  21. 請求項7〜19のいずれかに記載のアンテナ部品を用いたことを特徴とする無線通信装置。
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