JP4210867B2 - 可変容量回路 - Google Patents
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Description
Ci=C0×2の(n+1)乗
に設定しておけば、端子T1と端子T0との間の容量CVRは、ビットb0〜bnのレベルに対応して
CVR=0〜C0×(2の(n+1)乗−1)
の間を値C0のステップで2の(n+1)乗とおりに変更することができる。
第1の端子と、第2の端子との間に、コンデンサと、MOS−FETのドレイン・ソース間との直列回路の複数個が並列接続され、
上記直列回路のそれぞれにおいて、インバータの出力端と、上記コンデンサおよび上記MOS−FETの接続点との間に、抵抗器が接続され、
容量制御用のデジタルデータの各ビットが、上記直列回路のそれぞれにおける上記MOS−FETのゲートおよび上記インバータに供給され、
上記第1の端子と、第2の端子との間に、上記デジタルデータの値に対応して変化する容量を得る
ようにした可変容量回路
とするものである。
テレビ放送に使用される周波数(チャンネル)は国によって様々であり、カラー方式にも、NTSC、PAL、SECAMなどがある。さらに、アナログ放送もあれば、デジタル放送もある。
図1は、各国のテレビ放送を、その放送形式にかかわらず受信できるフロントエンド回路の一例を示す。この例においては、それぞれの国のテレビ放送で使用されている周波数を、
(A) 46〜147MHz(VLバンド)
(B) 147〜401MHz(VHバンド)
(C) 401〜887MHz(Uバンド)
の3バンドに分割し、それぞれの受信バンドにおいて、周波数を目的とするチャンネルに対応して変更できるようにした場合である。
f31=N・f34 ・・・ (1)
となるので、システム制御用のマイクロコンピュータ(図示せず)により分周比Nを制御すれば、VCO31の発振周波数f31を変更することができる。例えば、周波数f31は、受信バンドおよび受信周波数(受信チャンネル)に対応して1.8〜3.6GHzとされる。
fLO:局部発振信号SLOI、SLOQの周波数
とすれば、
fLO=f31/(2M)
=N・f34/(2M)
=f34・N/(2M) ・・・ (2)
となる。したがって、分周比M、Nを変更することにより、局部発振周波数fLOを、所定の周波数ステップで広い範囲にわたって変更することができる。
SRX:受信を希望する受信信号
SUD:イメージ妨害信号
とし、簡単のため、
SRX=ERX・sinωRXt
ERX:受信信号SRXの振幅
ωRX=2πfRX
fRX:受信信号SRXの中心周波数
SUD=EUD・sinωUDt
EUD:イメージ妨害信号SUDの振幅
ωUD=2πfUD
fUD:イメージ妨害信号SUDの中心周波数
とする。
SLOI=ELO・sinωLOt
SLOQ=ELO・cosωLOt
ELO:信号SLOI、SLOQの振幅
ωLO=2πfLO
とする。
ωIF=2πfIF
fIF:中間周波数。例えば、4〜5.5MHz(放送方式により変更する)
とすれば、アッパーヘテロダイン方式の場合には、
fRX=fLO−fIF
fUD=fLO+fIF
である。
SIFI=(SRX+SUD)×SLOI
=ERX・sinωRXt×ELO・sinωLOt
+EUD・sinωUDt×ELO・sinωLOt
=α{cos(ωRX−ωLO)t−cos(ωRX+ωLO)t}
+β{cos(ωUD−ωLO)t−cos(ωUD+ωLO)t}
SIFQ=(SRX+SUD)×SLOQ
=ERX・sinωRXt×ELO・cosωLOt
+EUD・sinωUDt×ELO・cosωLOt
=α{sin(ωRX+ωLO)t+sin(ωRX−ωLO)t}
+β{sin(ωUD+ωLO)t+sin(ωUD−ωLO)t}
α=ERX・ELO/2
β=EUD・ELO/2
の信号SIFI、SIFQが取り出される。
SIFI=α・cos(ωRX−ωLO)t+β・cos(ωUD−ωLO)t
=α・cosωIFt+β・cosωIFt ・・・ (3)
SIFQ=α・sin(ωRX−ωLO)t+β・sin(ωUD−ωLO)t
=−α・sinωIFt+β・sinωIFt ・・・ (4)
が取り出される。
(a) バンドパスフィルタの周波数特性を有する。
(b) 信号SIFIと信号SIFQとの間に、90°の位相差を与える。
(c) 周波数軸上において、零周波数に対して対称の周波数f0と周波数−f0とを中心周波数とする2つのバンドパス特性を有するものであり、入力信号の相対位相によりこれを選択することができる。
の特性を有するものである。
SIFI=α・cosωIFt+β・cosωIFt ・・・ (5)
SIFQ=−α・sin(ωIFt−90°)+β・sin(ωIFt−90°)
=α・cosωIFt−β・cocωIFt ・・・ (6)
とされる。つまり、信号SIFIと、信号SIFQとの間では、信号成分α・cosωIFtは互いに同相であり、信号成分β・cocωIFtは互いに逆相である。
SIF=SIFI+SIFQ
=2α・cosωIFt
=ERX・ELO・cosωIFt ・・・ (7)
が取り出される。この取り出された信号SIFは、信号SRXをアッパーヘテロダイン方式で受信したときの中間周波信号にほかならない。そして、この中間周波信号SIFには、イメージ妨害信号SUDは含まれていない。なお、振幅位相補正回路23は、この(7)式が十分に成立するように、すなわち、イメージ妨害信号SUDが最小となるように、信号SIFI、SIFQの振幅および位相を補正するものである。
AGC電圧VAGCが後述するベースバンド処理回路において形成され、このAGC電圧VAGCが端子ピンT16を通じてAGC用の可変利得アンプ26にその利得の制御信号として供給される。したがって、これにより通常のAGCが行われる。
ローパスフィルタ22から出力される信号SIFI、SIFQがリニア検波回路44に供給され、検波および平滑されることにより信号SIFI、SIFQのレベルを示す直流電圧V44とされ、この電圧V44が端子ピンT13に出力される。
IC10には、定電圧回路53が設けられ、端子ピンT17から電源電圧+VCCが供給される。この定電圧回路53は、PN接合のバンドギャップを利用して電源電圧+VCCから所定の値の定電圧を形成するものであり、その形成された定電圧はIC10のそれぞれの回路に供給される。なお、定電圧回路53の出力電圧は微調整可能とされる。
上述の複素バンドパスフィルタ24の中心周波数および通過帯域幅、振幅位相補正回路23の補正量、レベル補正用アンプ25の利得は、受信するテレビ放送の放送方式に対応する必要があるので、可変とされるとともに、外部から設定できるようにされている。例えば、複素バンドパスフィルタ24の中心周波数は3.8〜5.5MHz、通過帯域は5.7〜8MHzの範囲で可変とされている。
このIC10を使用した受信機の電源が投入されたときも、不揮発性メモリ51の設定値がバッファメモリ52にコピーされ、このコピーされた設定値が回路12A〜12C、14A〜14C、23〜25、53のそれぞれにデフォルト値として供給される。
図1に示すフロントエンド回路10によれば、(A)〜(C)項に示すように、46〜887MHzの周波数帯におけるテレビ放送を受信することができる。そして、そのとき、複素バンドパスフィルタ24の中心周波数および通過帯域幅が可変とされているの、国内の地上デジタルテレビ放送や地上アナログテレビ放送だけでなく、国外のデジタルテレビ放送やアナログテレビ放送にも対応できる。
図2は、ベースバンド処理回路の一例を示し、これはフロントエンド回路10から出力される中間周波信号SIFを処理してカラー映像信号および音声信号を出力するものである。すなわち、図2において、鎖線で囲った部分60が、そのベースバンド処理回路を示し、これは1チップICにIC化されている。また、このIC(ベースバンド処理回路)60は、外部接続用の端子ピンT61〜T67を有する。
図3は、フロントエンド回路10におけるスイッチ回路11からスイッチ回路15までの高周波信号系の一例を示す。なお、この高周波信号系もバランス型に構成されている。
〔3−1〕 具体例(その1)
図4は、この発明による可変容量回路の一例を示す。この可変容量回路は、上述した同調回路12A〜12C、14A〜14Cの可変コンデンサC12A〜12C、C141、C142、C14B、C14Cとして使用できるものである。なお、この例においては、容量の制御信号が(n+1)ビットのデジタルデータであり、2の(n+1)乗とおりの容量に変更できる場合である。
Ci=C0×2のi乗 ・・・ (8)
とされる。一例として、同調回路12A〜12C、14A〜14Cの可変コンデンサの場合には、n=8とされる。
CVR=0
から
CTTL=CAP+C0×(2の(n+1)乗−1)
までの範囲を、容量C0を単位として2の(n+1)乗のステップにわたって変化することになる。
図4の可変容量回路においては、FET(Qi)がオフの場合、FET(Pi)がオンなので、端子T1→コンデンサCi→抵抗器Ri→FET(Pi)→端子T3の経路が形成されるので、抵抗器Riの値を十分に大きくしておかないと、端子T1と端子T0との間の容量CVRのQ値を下げてしまう。しかし、ICにおいて、大きな値の抵抗器を形成すると、その占有面積が大きくなるので、ICにとって好ましくない。
図7は、図5に示す可変容量回路をバランス型に構成した場合である。すなわち、端子T1と端子T2との間に、第1のコンデンサCiと、FET(Qi)のドレイン・ソース間と、第2のコンデンサCiとが直列接続される。また、FET(Qi)のバックゲートは、接地端子T0に接続される。
図7の可変容量回路においては、図9Cにより説明したように、また、図8にも示すように、FET(Qi)がオフのとき、FET(Qi)に寄生ダイオードDPR、DPRを生じるとともに、この寄生ダイオードDPR、DPRにリーク電流が流れる。このリーク電流は、温度による変化が極めて大きく、FET(Qi、Ni、Ni)のサイズおよび特性によっては、低温では、FET(Ni、Ni)のドレイン・ソース間のリーク電流よりも小さく、高温では逆転する現象を生じることがある。
上述の可変容量回路についてまとめると、以下のとおりである。すなわち、
(11) デジタルデータ(ビットb0〜bn)により容量CVRを変更できる。
(12) 入力信号の歪みを抑えることができる。
(13) 消費電流も少なく、IC化にも適している。
(14) Q値および可変容量比の大きい可変容量回路を実現できる。
(15) IC化した場合、占有面積を比較的小さくできる。
(16) 温度変化に対する容量変化の小さい可変容量回路を実現できる。
(17) 他の回路の容量の温度による変化も吸収することもでき、回路全体の温度特性が良好になる。
(18) 温度係数の変更は、FET(Ni、Ni)のゲートに供給される電圧VGを変化させるだけでよく、電源の負担は0に等しい。したがって、温度係数の異なった電源が必要な場合、対処が容易である。
(19) 可変範囲が大きく、Q値の高い可変容量を実現できるので、これを使用した同調回路やフィルタは損失が小さく、選択度に優れたフィルタ特性を実現できる。
(20) 可変容量ダイオードのような高い電圧を必要とせず、素子はすべて低電圧で動作することができるので、IC化した場合、電源は低い電圧ですみ、低消費電力化が可能となる。
(21) 低歪のフィルタを実現できるので、受信機の妨害特性を劣化させずに、受信機をIC化できる。
〔5〕 その他
上述において、局部発振信号SLOI、SLOQおよび複素バンドパスフィルタ24により信号SIFI、SIFQにおける受信信号SRXの中間周波信号成分を逆相とし、イメージ妨害信号SUDの中間周波信号成分を同相とすることもでき、その場合には、信号SIFIと信号SIF1との減算を行えば、受信信号SRXの中間周波信号SIFを得ることができる。
SIF=SIFI−SIFQ
=2β・cosωIFt
=EUD・ELO・cosωIFt ・・・ (9)
となり、イメージ妨害信号SUDを取り出すことができるので、これによりイメージ妨害信号SUDが最小となるように、振幅位相補正回路23において、信号SIFI、SIFQの振幅および位相を補正することができる。
A/D :Analog to Digital
AGC :Automatic Gain Control
CMOS :Complementary MOS
D/A :Digital to Analog
D/U :Desire to Undesire ratio
FET :Field Effect Transistor
IC :Integrated Circuit
MOS :Metal Oxide Semiconductor
NTSC :National Television System Committee
PAL :Phase Alternation by Line
PLL :Phase Locked Loop
SECAM:Sequential a Memoire Color Television System
VCO :Voltage Controlled Oscillator
Claims (6)
- 第1の端子と、第2の端子との間に、コンデンサと、MOS−FETのドレイン・ソース間との直列回路の複数個が並列接続され、
上記直列回路のそれぞれにおいて、インバータの出力端と、上記コンデンサおよび上記MOS−FETの接続点との間に、抵抗器が接続され、
容量制御用のデジタルデータの各ビットが、上記直列回路のそれぞれにおける上記MOS−FETのゲートおよび上記インバータに供給され、
上記第1の端子と、第2の端子との間に、上記デジタルデータの値に対応して変化する容量を得る
ようにした可変容量回路。 - 第1の端子と、第2の端子との間に、コンデンサと、第1のMOS−FETのドレイン・ソース間との直列回路の複数個が並列接続され、
上記直列回路のそれぞれにおいて、インバータの出力端と、上記コンデンサおよび上記第1のMOS−FETの接続点との間に、第2のMOS−FETのドレイン・ソース間が接続され、
容量制御用のデジタルデータの各ビットが、上記直列回路のそれぞれにおける上記第1のMOS−FETのゲートおよび上記インバータに供給され、
上記第1の端子と、第2の端子との間に、上記デジタルデータの値に対応して変化する容量を得る
ようにした可変容量回路。 - 請求項2に記載の可変容量回路において、
上記第1のMOS−FETのゲート幅を、この第1のMOS−FETに接続されたコンデンサの値に比例させ、
上記第1の端子と、第2の端子との間に得られる可変容量のQ値を一定に保つ
ようにした可変容量回路。 - 第1の端子と、第2の端子との間に、第1のコンデンサと、MOS−FETのドレイン・ソース間と、第2のコンデンサとの直列回路の複数個が並列接続され、
上記直列回路のそれぞれにおいて、インバータの出力端と、上記MOS−FETのドレインとの間に第1の抵抗器が接続されるとともに、
上記インバータの出力端と、上記MOS−FETのソースとの間に第2の抵抗器が接続され、
容量制御用のデジタルデータの各ビットが、上記直列回路のそれぞれにおける上記MOS−FETのゲートおよび上記インバータに供給され、
上記第1の端子と、第2の端子との間に、上記デジタルデータの値に対応して変化する容量を得る
ようにした可変容量回路。 - 請求項1に記載の可変容量回路において、
上記抵抗器により得られるプルアップ電圧が正の温度係数となる
ように設定した可変容量回路。 - 請求項4に記載の可変容量回路において、
上記第1および第2の抵抗器により得られるプルアップ電圧が正の温度係数となる
ように設定した可変容量回路。
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