JP2003037480A - 受信機およびそのフロントエンド回路 - Google Patents
受信機およびそのフロントエンド回路Info
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- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/06—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges
- H03J3/08—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges by varying a second parameter simultaneously with the tuning, e.g. coupling bandpass filter
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- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
- H03J5/242—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection
- H03J5/244—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection using electronic means
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- H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
- H03J2200/10—Tuning of a resonator by means of digitally controlled capacitor bank
Landscapes
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 バリコンやバラクタダイオードを用いること
なく目的とする受信周波数に追従できるようにし、受信
機の小型・軽量・薄型化などを実現する。 【解決手段】 コイルＬ2と共に入力側フィルタの同調
回路を構成するために複数のコンデンサＣ1a，Ｃ1b，
…，Ｃ1nを備え、これらをアナログスイッチＳＷ1a，Ｓ
Ｗ1b，…，ＳＷ1nの切り替えにより選択的に使用するこ
とにより、バリコンやバラクタダイオードなどの大きな
素子を用いることなく、選択するコンデンサの容量値に
応じて同調周波数を可変とし、これによって目的とする
受信周波数に追従することができるようにして、複数の
同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ 1nをＩＣチップ２
０内に集積できるようにする。
なく目的とする受信周波数に追従できるようにし、受信
機の小型・軽量・薄型化などを実現する。 【解決手段】 コイルＬ2と共に入力側フィルタの同調
回路を構成するために複数のコンデンサＣ1a，Ｃ1b，
…，Ｃ1nを備え、これらをアナログスイッチＳＷ1a，Ｓ
Ｗ1b，…，ＳＷ1nの切り替えにより選択的に使用するこ
とにより、バリコンやバラクタダイオードなどの大きな
素子を用いることなく、選択するコンデンサの容量値に
応じて同調周波数を可変とし、これによって目的とする
受信周波数に追従することができるようにして、複数の
同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ 1nをＩＣチップ２
０内に集積できるようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は受信機およびそのフ
ロントエンド回路に関し、例えば、ＡＭ／ＦＭラジオや
テレビのＵＨＦ／ＶＨＦ受信等の機能を備えた受信機に
用いて好適なものである。
ロントエンド回路に関し、例えば、ＡＭ／ＦＭラジオや
テレビのＵＨＦ／ＶＨＦ受信等の機能を備えた受信機に
用いて好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】受信機の性能を評価する指標として、受
信感度（雑音指数）や選択度（妨害排除能力）が広く知
られている。受信感度は、Ｓ／Ｎ比やひずみ率などによ
って規定されるものであり、受信機に定められた条件の
出力を得るために必要な最小の入力信号レベルを言う。
選択度は、目的とする周波数帯域の信号を受信している
際に他の周波数帯域の妨害信号が与えられたときに、そ
れを不要なものとして排除する能力を言う。
信感度（雑音指数）や選択度（妨害排除能力）が広く知
られている。受信感度は、Ｓ／Ｎ比やひずみ率などによ
って規定されるものであり、受信機に定められた条件の
出力を得るために必要な最小の入力信号レベルを言う。
選択度は、目的とする周波数帯域の信号を受信している
際に他の周波数帯域の妨害信号が与えられたときに、そ
れを不要なものとして排除する能力を言う。
【０００３】周波数変換を伴うスーパ・ヘテロダイン方
式の受信機の場合、後者の選択度に関する妨害受信に
は、スプリアス受信やインタ・モジュレーション（相互
変調妨害）が存在する。スプリアス受信は、目的周波数
の信号と一定の周波数関係にある、本来不要な周波数帯
域の信号を受信してしまう現象を言う。いわゆるイメー
ジ妨害もスプリアス受信の一種である。インタ・モジュ
レーションは、回路の入出力特性が非直線性であるため
に生じるひずみ成分のスプリアス周波数と目的信号の周
波数とが重なった場合に、目的信号の受信を妨げてしま
う現象を言う。
式の受信機の場合、後者の選択度に関する妨害受信に
は、スプリアス受信やインタ・モジュレーション（相互
変調妨害）が存在する。スプリアス受信は、目的周波数
の信号と一定の周波数関係にある、本来不要な周波数帯
域の信号を受信してしまう現象を言う。いわゆるイメー
ジ妨害もスプリアス受信の一種である。インタ・モジュ
レーションは、回路の入出力特性が非直線性であるため
に生じるひずみ成分のスプリアス周波数と目的信号の周
波数とが重なった場合に、目的信号の受信を妨げてしま
う現象を言う。
【０００４】図４は、受信機のフロントエンド部の一般
的な構成を示す図である。図４において、アンテナ入力
部２は、アンテナ１で受信した信号を高周波増幅回路３
に入力するものである。このアンテナ入力部２は、アン
テナ１とのインピーダンスマッチングをとるための整合
回路と、Ｓ／Ｎ比が最良となるようにするためのインピ
ーダンス変換回路とを備えている。また、目的とする受
信周波数帯域以外の妨害信号を排除するためのフィルタ
回路（高周波増幅回路３に対して「入力側フィルタ」と
呼ぶ）も備えている。
的な構成を示す図である。図４において、アンテナ入力
部２は、アンテナ１で受信した信号を高周波増幅回路３
に入力するものである。このアンテナ入力部２は、アン
テナ１とのインピーダンスマッチングをとるための整合
回路と、Ｓ／Ｎ比が最良となるようにするためのインピ
ーダンス変換回路とを備えている。また、目的とする受
信周波数帯域以外の妨害信号を排除するためのフィルタ
回路（高周波増幅回路３に対して「入力側フィルタ」と
呼ぶ）も備えている。
【０００５】入力側フィルタは、イメージ妨害に代表さ
れるスプリアス受信やインタ・モジュレーションを避け
るために、受信妨害を引き起こす不要な周波数帯域の信
号を排除する。これらの妨害信号が入力側フィルタを通
過すると、これが受信帯域選択フィルタ４（高周波増幅
回路３に対して「出力側フィルタ」と呼ぶ）の通過帯域
に入った場合は、もはや分離することができなくなって
しまうからである。ただし、できるだけ損失を抑えると
ともに雑音指数を低くするために、周波数選択性は比較
的広帯域なものが用いられる。
れるスプリアス受信やインタ・モジュレーションを避け
るために、受信妨害を引き起こす不要な周波数帯域の信
号を排除する。これらの妨害信号が入力側フィルタを通
過すると、これが受信帯域選択フィルタ４（高周波増幅
回路３に対して「出力側フィルタ」と呼ぶ）の通過帯域
に入った場合は、もはや分離することができなくなって
しまうからである。ただし、できるだけ損失を抑えると
ともに雑音指数を低くするために、周波数選択性は比較
的広帯域なものが用いられる。
【０００６】高周波増幅回路３は、アンテナ入力部２か
ら入力された高周波信号を増幅し、その結果を受信帯域
選択フィルタ４に供給する。受信帯域選択フィルタ４
（出力側フィルタ）は、アンテナ入力部２の入力側フィ
ルタに比べて妨害排除能力を高くするために、通過帯域
が狭く設定されている。そのため、ここでの損失が大き
くなる。そこで、雑音指数を低くするために、受信帯域
選択フィルタ４の前段に高周波増幅回路３を設け、所要
の感度性能を確保するのに必要なレベルまで高周波信号
を増幅する。
ら入力された高周波信号を増幅し、その結果を受信帯域
選択フィルタ４に供給する。受信帯域選択フィルタ４
（出力側フィルタ）は、アンテナ入力部２の入力側フィ
ルタに比べて妨害排除能力を高くするために、通過帯域
が狭く設定されている。そのため、ここでの損失が大き
くなる。そこで、雑音指数を低くするために、受信帯域
選択フィルタ４の前段に高周波増幅回路３を設け、所要
の感度性能を確保するのに必要なレベルまで高周波信号
を増幅する。
【０００７】受信帯域選択フィルタ４は、目的の周波数
帯域の信号だけを良好に受信し、それ以外の周波数帯域
の信号から妨害を受けないようにするために、不要な周
波数成分を除去する。受信帯域選択フィルタ４として最
も簡単なものは、ＬＣ共振回路（同調回路）である。ミ
キサ５は、図示しない発振回路から与えられる局部発振
周波数の信号を用いて、受信帯域選択フィルタ４を通過
した目的受信周波数の信号を、中間周波数の信号（ＩＦ
信号）に変換する。
帯域の信号だけを良好に受信し、それ以外の周波数帯域
の信号から妨害を受けないようにするために、不要な周
波数成分を除去する。受信帯域選択フィルタ４として最
も簡単なものは、ＬＣ共振回路（同調回路）である。ミ
キサ５は、図示しない発振回路から与えられる局部発振
周波数の信号を用いて、受信帯域選択フィルタ４を通過
した目的受信周波数の信号を、中間周波数の信号（ＩＦ
信号）に変換する。
【０００８】上記入力側フィルタおよび出力側フィルタ
は、妨害信号の排除性能を高めるために、目的とする受
信周波数帯域の信号のみを通過させる同調回路を用いる
ことが望ましい。目的の受信周波数帯域が広い場合は、
周波数選択度の良好な（通過帯域が狭くＱが高い）同調
回路を備え、図５に示すように目的周波数に合わせて同
調周波数を可変にする方式が理想的である。
は、妨害信号の排除性能を高めるために、目的とする受
信周波数帯域の信号のみを通過させる同調回路を用いる
ことが望ましい。目的の受信周波数帯域が広い場合は、
周波数選択度の良好な（通過帯域が狭くＱが高い）同調
回路を備え、図５に示すように目的周波数に合わせて同
調周波数を可変にする方式が理想的である。
【０００９】同調周波数を可変にするには、可変コンデ
ンサ（バリコン）や可変インダクタを使えば良い。ただ
し、この場合は形状が大きくなるとともに、機械的なメ
ンテナンスが必要になる。そのため、最近では、共振回
路のコンデンサとして電圧可変容量ダイオード（バラク
タダイオード）を用いる方法が多くなっている。
ンサ（バリコン）や可変インダクタを使えば良い。ただ
し、この場合は形状が大きくなるとともに、機械的なメ
ンテナンスが必要になる。そのため、最近では、共振回
路のコンデンサとして電圧可変容量ダイオード（バラク
タダイオード）を用いる方法が多くなっている。
【００１０】図６は、バラクタダイオードを用いた同調
回路を含む従来の受信機の構成例を示す図である。図６
において、１０はＩＣチップ、１１，１２は当該ＩＣチ
ップ１０に備えられたパッドである。ＩＣチップ１０内
のＱ1は増幅器、Ｒ2は当該増幅器Ｑ1のゲートにバイア
ス電圧を与えるためのバイアス抵抗である。一方のパッ
ド１１には入力側フィルタが接続され、他方のパッド１
２には出力側フィルタが接続されている。
回路を含む従来の受信機の構成例を示す図である。図６
において、１０はＩＣチップ、１１，１２は当該ＩＣチ
ップ１０に備えられたパッドである。ＩＣチップ１０内
のＱ1は増幅器、Ｒ2は当該増幅器Ｑ1のゲートにバイア
ス電圧を与えるためのバイアス抵抗である。一方のパッ
ド１１には入力側フィルタが接続され、他方のパッド１
２には出力側フィルタが接続されている。
【００１１】入力側フィルタは、コイルＬ2、バラクタ
ダイオードＣ1、コンデンサＣ2，Ｃ3および抵抗Ｒ1を備
えている。コイルＬ2は同調用コイルであり、アンテナ
１とのマッチング用に設けられたコイルＬ1とトランス
結合している。バラクタダイオードＣ1は同調用コンデ
ンサであり、与えられる電圧値によって容量値が変化す
る。コンデンサＣ2はデカップリングコンデンサであ
り、そのインピーダンスは十分に小さい。コンデンサＣ
3はマッチング兼用のカップリングコンデンサである。
抵抗Ｒ1はバラクタ用抵抗であり、抵抗値の大きいもの
が用いられる。ＶT1はバラクタダイオードＣ1の容量を
可変させるための制御電圧である。
ダイオードＣ1、コンデンサＣ2，Ｃ3および抵抗Ｒ1を備
えている。コイルＬ2は同調用コイルであり、アンテナ
１とのマッチング用に設けられたコイルＬ1とトランス
結合している。バラクタダイオードＣ1は同調用コンデ
ンサであり、与えられる電圧値によって容量値が変化す
る。コンデンサＣ2はデカップリングコンデンサであ
り、そのインピーダンスは十分に小さい。コンデンサＣ
3はマッチング兼用のカップリングコンデンサである。
抵抗Ｒ1はバラクタ用抵抗であり、抵抗値の大きいもの
が用いられる。ＶT1はバラクタダイオードＣ1の容量を
可変させるための制御電圧である。
【００１２】また、出力側フィルタは、コイルＬ3，
Ｌ4、バラクタダイオードＣ4、コンデンサＣ5，Ｃ6およ
び抵抗Ｒ3を備えている。コイルＬ3は負荷コイル、コイ
ルＬ4は同調用コイルであり、これらが互いにトランス
結合している。バラクタダイオードＣ4は同調用コンデ
ンサであり、与えられる電圧値によって容量値が変化す
る。コンデンサＣ5はデカップリングコンデンサであ
り、そのインピーダンスは十分に小さい。コンデンサＣ
6はマッチング兼用のカップリングコンデンサである。
抵抗Ｒ3はバラクタ用抵抗であり、抵抗値の大きいもの
が用いられる。ＶT2はバラクタダイオードＣ4の容量を
可変させるための制御電圧である。
Ｌ4、バラクタダイオードＣ4、コンデンサＣ5，Ｃ6およ
び抵抗Ｒ3を備えている。コイルＬ3は負荷コイル、コイ
ルＬ4は同調用コイルであり、これらが互いにトランス
結合している。バラクタダイオードＣ4は同調用コンデ
ンサであり、与えられる電圧値によって容量値が変化す
る。コンデンサＣ5はデカップリングコンデンサであ
り、そのインピーダンスは十分に小さい。コンデンサＣ
6はマッチング兼用のカップリングコンデンサである。
抵抗Ｒ3はバラクタ用抵抗であり、抵抗値の大きいもの
が用いられる。ＶT2はバラクタダイオードＣ4の容量を
可変させるための制御電圧である。
【００１３】上記のような構成において、
１／ωＣ2≪１／ωＣ1
のとき、入力側フィルタの同調周波数ｆ1は、
ｆ1＝１／｛２π（（Ｃ1＋ΔＣ1）Ｌ2）1/2｝
となる。同様に、
１／ωＣ5≪１／ωＣ4
のとき、出力側フィルタの同調周波数ｆ2は、
ｆ2＝１／｛２π（（Ｃ4＋ΔＣ4）Ｌ4）1/2｝
となる。ただし、ωは角周波数、ΔＣ1，ΔＣ4は分布容
量である。
量である。
【００１４】ここで、目的とする受信周波数において最
大ゲインを得るためには、ｆ1＝ｆ2でなければならな
い。そのために、バラクタダイオードＣ1，Ｃ4の容量を
可変させるための制御電圧ＶT1，ＶT2の値を制御する。
このとき、同調回路のＱを大きくとるほど、周波数選択
度は良好になり、不要周波数帯域の妨害信号を排除する
能力は高くなる。
大ゲインを得るためには、ｆ1＝ｆ2でなければならな
い。そのために、バラクタダイオードＣ1，Ｃ4の容量を
可変させるための制御電圧ＶT1，ＶT2の値を制御する。
このとき、同調回路のＱを大きくとるほど、周波数選択
度は良好になり、不要周波数帯域の妨害信号を排除する
能力は高くなる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、増幅器
やミキサなどに接続される入力側フィルタおよび出力側
フィルタは、妨害排除能力を高くするために、周波数選
択度の良好なＱが高い同調回路であることが望ましい。
特に、入力側および出力側共に、同調周波数を可変にで
きる可変同調回路であることが理想的である。
やミキサなどに接続される入力側フィルタおよび出力側
フィルタは、妨害排除能力を高くするために、周波数選
択度の良好なＱが高い同調回路であることが望ましい。
特に、入力側および出力側共に、同調周波数を可変にで
きる可変同調回路であることが理想的である。
【００１６】しかしながら、この場合には、可変同調回
路にバリコンやバラクタダイオードなどの大きな素子を
用いる必要があり、これをＩＣチップに集積することは
困難であった。そのため、図６に示すように、バラクタ
ダイオードＣ1，Ｃ4をＩＣチップ１０の外付けにて形成
しなければならず、受信機の小型・軽量・薄型化などを
妨げる要因になっているという問題があった。
路にバリコンやバラクタダイオードなどの大きな素子を
用いる必要があり、これをＩＣチップに集積することは
困難であった。そのため、図６に示すように、バラクタ
ダイオードＣ1，Ｃ4をＩＣチップ１０の外付けにて形成
しなければならず、受信機の小型・軽量・薄型化などを
妨げる要因になっているという問題があった。
【００１７】また、入力側および出力側の両同調回路共
に、目的とする受信周波数において最大ゲインを得るた
めの調整が必要となる。このとき、同調回路のＱが高
く、わずかな周波数のずれでもゲインが大きく落ちるた
め、調整は極めて微妙に行わなければならない。そのた
め、目的周波数にトラッキングをとるため調整が非常に
困難であるという問題もあった。
に、目的とする受信周波数において最大ゲインを得るた
めの調整が必要となる。このとき、同調回路のＱが高
く、わずかな周波数のずれでもゲインが大きく落ちるた
め、調整は極めて微妙に行わなければならない。そのた
め、目的周波数にトラッキングをとるため調整が非常に
困難であるという問題もあった。
【００１８】なお、小型・軽量・薄型化などを重視する
ポータブル受信機では、図７に示すように、入力側フィ
ルタに通過帯域の広い固定同調回路を用い、出力側フィ
ルタに通過帯域の狭い（Ｑの高い）可変同調回路を用い
ることが多い。また、必要な帯域を全て通過させる（例
えばＦＭラジオの場合、７６Ｍ〜９０ＭＨｚのすべてが
通過帯域となる）バンドパスフィルタを用いた非同調回
路が使われることもある。
ポータブル受信機では、図７に示すように、入力側フィ
ルタに通過帯域の広い固定同調回路を用い、出力側フィ
ルタに通過帯域の狭い（Ｑの高い）可変同調回路を用い
ることが多い。また、必要な帯域を全て通過させる（例
えばＦＭラジオの場合、７６Ｍ〜９０ＭＨｚのすべてが
通過帯域となる）バンドパスフィルタを用いた非同調回
路が使われることもある。
【００１９】しかしながら、これでは当然に、イメージ
妨害やインタ・モジュレーションなどの受信妨害を引き
起こす不要な周波数帯域の信号も入力側フィルタを通過
するため、出力側フィルタでその妨害信号を排除し切れ
ず、妨害排除能力が低下してしまう。また、同調回路が
出力側フィルタの１段分だけとなるので、受信機全体の
Ｑを高くできないという問題もあった。
妨害やインタ・モジュレーションなどの受信妨害を引き
起こす不要な周波数帯域の信号も入力側フィルタを通過
するため、出力側フィルタでその妨害信号を排除し切れ
ず、妨害排除能力が低下してしまう。また、同調回路が
出力側フィルタの１段分だけとなるので、受信機全体の
Ｑを高くできないという問題もあった。
【００２０】本発明は、このような問題を解決するため
に成されたものであり、バリコンやバラクタダイオード
などの大きな素子を用いることなく目的とする受信周波
数に追従できるようにし、受信機の小型・軽量・薄型化
などを実現できるようにすることを目的とする。また、
本発明は、目的とする受信周波数に追従する際の細かな
調整を全く行わなくても済むようにすることを目的とす
る。また、本発明は、受信機を小型・軽量・薄型化した
場合でも、妨害排除能力やＱの低下を抑制できるように
することをも目的とする。
に成されたものであり、バリコンやバラクタダイオード
などの大きな素子を用いることなく目的とする受信周波
数に追従できるようにし、受信機の小型・軽量・薄型化
などを実現できるようにすることを目的とする。また、
本発明は、目的とする受信周波数に追従する際の細かな
調整を全く行わなくても済むようにすることを目的とす
る。また、本発明は、受信機を小型・軽量・薄型化した
場合でも、妨害排除能力やＱの低下を抑制できるように
することをも目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明の受信機は、ある
回路の入力側および出力側に、所要周波数の信号を選択
的に通過させる入力側フィルタおよび出力側フィルタを
備えた受信機であって、上記入力側フィルタおよび上記
出力側フィルタは同調回路で構成され、少なくとも一方
のフィルタは、コイルと、上記コイルに接続された複数
のコンデンサと、上記複数のコンデンサの何れかを選択
するためのスイッチ回路とを備えることを特徴とする。
回路の入力側および出力側に、所要周波数の信号を選択
的に通過させる入力側フィルタおよび出力側フィルタを
備えた受信機であって、上記入力側フィルタおよび上記
出力側フィルタは同調回路で構成され、少なくとも一方
のフィルタは、コイルと、上記コイルに接続された複数
のコンデンサと、上記複数のコンデンサの何れかを選択
するためのスイッチ回路とを備えることを特徴とする。
【００２２】本発明の他の態様では、上記コイルと上記
複数のコンデンサとで構成される同調回路のＱを所要レ
ベルまで下げるための回路を備えたことを特徴とする。
本発明のその他の態様では、上記複数のコンデンサは、
上記ある回路と同じ半導体チップ内に集積されることを
特徴とする。本発明のその他の態様では、上記複数のコ
ンデンサおよび上記スイッチ回路は、上記ある回路と同
じ半導体チップ内に集積されることを特徴とする。
複数のコンデンサとで構成される同調回路のＱを所要レ
ベルまで下げるための回路を備えたことを特徴とする。
本発明のその他の態様では、上記複数のコンデンサは、
上記ある回路と同じ半導体チップ内に集積されることを
特徴とする。本発明のその他の態様では、上記複数のコ
ンデンサおよび上記スイッチ回路は、上記ある回路と同
じ半導体チップ内に集積されることを特徴とする。
【００２３】また、本発明のフロントエンド回路は、あ
る回路の入力側および出力側の少なくとも一方に、所要
周波数の信号を選択的に通過させるフィルタを備えた受
信機のフロントエンド回路であって、上記フィルタは、
コイルと、上記コイルに接続された複数のコンデンサ
と、上記複数のコンデンサの何れかを選択するためのス
イッチ回路と、を備えた同調回路により構成されること
を特徴とする。
る回路の入力側および出力側の少なくとも一方に、所要
周波数の信号を選択的に通過させるフィルタを備えた受
信機のフロントエンド回路であって、上記フィルタは、
コイルと、上記コイルに接続された複数のコンデンサ
と、上記複数のコンデンサの何れかを選択するためのス
イッチ回路と、を備えた同調回路により構成されること
を特徴とする。
【００２４】本発明は上記技術手段より成るので、入力
側フィルタおよび出力側フィルタを構成する同調回路の
一部として備えられた複数の同調用コンデンサの何れか
が、目的とする受信周波数に応じて選択的に使用される
こととなる。これにより、選択されたコンデンサの容量
値に応じて同調周波数が可変となり、目的とする受信周
波数に追従することが可能となる。
側フィルタおよび出力側フィルタを構成する同調回路の
一部として備えられた複数の同調用コンデンサの何れか
が、目的とする受信周波数に応じて選択的に使用される
こととなる。これにより、選択されたコンデンサの容量
値に応じて同調周波数が可変となり、目的とする受信周
波数に追従することが可能となる。
【００２５】そのため、入力側フィルタおよび出力側フ
ィルタの同調回路に、バリコンやバラクタダイオードな
どの大きな素子を用いる必要がなく、複数の同調用コン
デンサを半導体チップ内に集積することが可能となる。
さらに、小型・軽量・薄型化などのために入力側フィル
タを非同調回路にする必要がなく、入力側フィルタおよ
び出力側フィルタの双方とも可変同調回路にて構成する
ことが可能となる。
ィルタの同調回路に、バリコンやバラクタダイオードな
どの大きな素子を用いる必要がなく、複数の同調用コン
デンサを半導体チップ内に集積することが可能となる。
さらに、小型・軽量・薄型化などのために入力側フィル
タを非同調回路にする必要がなく、入力側フィルタおよ
び出力側フィルタの双方とも可変同調回路にて構成する
ことが可能となる。
【００２６】また、本発明の他の特徴によれば、同調回
路のＱが低く抑えられるため、目的とする受信周波数が
同調周波数から多少ずれても、ゲイン（感度）低下が大
きくならないようにすることが可能となる。
路のＱが低く抑えられるため、目的とする受信周波数が
同調周波数から多少ずれても、ゲイン（感度）低下が大
きくならないようにすることが可能となる。
【００２７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面
に基づいて説明する。図１は、本実施形態による受信機
のフロントエンド回路の構成例を示す図である。なお、
図１において、図６に示した構成要素と同一の機能を有
する構成要素には同一の符号を付している。
に基づいて説明する。図１は、本実施形態による受信機
のフロントエンド回路の構成例を示す図である。なお、
図１において、図６に示した構成要素と同一の機能を有
する構成要素には同一の符号を付している。
【００２８】図１において、２０はＩＣチップ、２１，
２２，２３は当該ＩＣチップ２０に備えられたパッドで
ある。パッド２１には同調用コイルＬ2が接続されてい
る。この同調用コイルＬ2は、アンテナ１とのマッチン
グ用に設けられたコイルＬ1とトランス結合している。
２２，２３は当該ＩＣチップ２０に備えられたパッドで
ある。パッド２１には同調用コイルＬ2が接続されてい
る。この同調用コイルＬ2は、アンテナ１とのマッチン
グ用に設けられたコイルＬ1とトランス結合している。
【００２９】パッド２２には同調用コイルＬ4が接続さ
れている。この同調用コイルＬ4は、負荷コイルＬ3とト
ランス結合している。同調用コイルＬ4に接続されたコ
ンデンサＣ12は、デカップリングコンデンサである。ま
た、パッド２３には、後述するコントローラ（ＣＰＵあ
るいはＭＰＵなど）２９が接続されている。
れている。この同調用コイルＬ4は、負荷コイルＬ3とト
ランス結合している。同調用コイルＬ4に接続されたコ
ンデンサＣ12は、デカップリングコンデンサである。ま
た、パッド２３には、後述するコントローラ（ＣＰＵあ
るいはＭＰＵなど）２９が接続されている。
【００３０】次に、ＩＣチップ２０内の構成について説
明する。Ｑ1はＭＯＳＦＥＴ等で構成された増幅器、Ｒ2
は当該増幅器Ｑ1のゲートにバイアス電圧を与えるため
のバイアス抵抗、Ｃ11はデカップリングコンデンサであ
る。Ｃ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nは複数の同調用コンデンサで
あり、チップ外部に接続された同調用コイルＬ2と共に
ＬＣ共振の同調回路（入力側フィルタ）を構成する。こ
れら複数の同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nは、
例えばそれぞれの容量値が互いに異なっている。
明する。Ｑ1はＭＯＳＦＥＴ等で構成された増幅器、Ｒ2
は当該増幅器Ｑ1のゲートにバイアス電圧を与えるため
のバイアス抵抗、Ｃ11はデカップリングコンデンサであ
る。Ｃ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nは複数の同調用コンデンサで
あり、チップ外部に接続された同調用コイルＬ2と共に
ＬＣ共振の同調回路（入力側フィルタ）を構成する。こ
れら複数の同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nは、
例えばそれぞれの容量値が互いに異なっている。
【００３１】これら複数の同調用コンデンサＣ1a，
Ｃ1b，…，Ｃ1nには、例えばＭＯＳトランジスタで構成
されるアナログスイッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nが
各々接続されている。これら複数のアナログスイッチＳ
Ｗ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nのオン／オフを制御するため
に、ＩＣチップ２０内には、第１のデコーダ２４、第１
のラッチ回路２６およびシフトレジスタ２８を備えてい
る。
Ｃ1b，…，Ｃ1nには、例えばＭＯＳトランジスタで構成
されるアナログスイッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nが
各々接続されている。これら複数のアナログスイッチＳ
Ｗ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nのオン／オフを制御するため
に、ＩＣチップ２０内には、第１のデコーダ２４、第１
のラッチ回路２６およびシフトレジスタ２８を備えてい
る。
【００３２】第１のデコーダ２４は、コントローラ２９
からの指示に応じてシフトレジスタ２８、第１のラッチ
回路２６を介して与えられるアドレス信号をデコード
し、複数のアナログスイッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ
1nのオン／オフを制御するための駆動信号を得る。コン
トローラ２９は、目的とする受信周波数（選択された受
信周波数）に応じて、何れかのアナログスイッチＳ
Ｗ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nを選択的にオンとするための
アドレス信号を供給する。
からの指示に応じてシフトレジスタ２８、第１のラッチ
回路２６を介して与えられるアドレス信号をデコード
し、複数のアナログスイッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ
1nのオン／オフを制御するための駆動信号を得る。コン
トローラ２９は、目的とする受信周波数（選択された受
信周波数）に応じて、何れかのアナログスイッチＳ
Ｗ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nを選択的にオンとするための
アドレス信号を供給する。
【００３３】例えば、第１のスイッチＳＷ1aがオン、そ
れ以外のスイッチＳＷ1b，…，ＳＷ 1nがオフとされた場
合は、第１の同調用コンデンサＣ1aと同調用コイルＬ2
とにより入力側フィルタの同調回路が形成される。この
とき、第１の同調用コンデンサＣ1aの容量値に応じた同
調周波数ｆ1aが得られる。 ｆ1a＝１／｛２π（（Ｃ1a＋ΔＣ1a）Ｌ2）1/2｝
れ以外のスイッチＳＷ1b，…，ＳＷ 1nがオフとされた場
合は、第１の同調用コンデンサＣ1aと同調用コイルＬ2
とにより入力側フィルタの同調回路が形成される。この
とき、第１の同調用コンデンサＣ1aの容量値に応じた同
調周波数ｆ1aが得られる。 ｆ1a＝１／｛２π（（Ｃ1a＋ΔＣ1a）Ｌ2）1/2｝
【００３４】また、第２のスイッチＳＷ1bがオン、それ
以外のスイッチＳＷ1a，…，ＳＷ1nがオフとされた場合
は、第２の同調用コンデンサＣ1bと同調用コイルＬ2と
により入力側フィルタの同調回路が形成され、第２の同
調用コンデンサＣ1bの容量値に応じた同調周波数ｆ1bが
得られる。 ｆ1b＝１／｛２π（（Ｃ1b＋ΔＣ1b）Ｌ2）1/2｝
以外のスイッチＳＷ1a，…，ＳＷ1nがオフとされた場合
は、第２の同調用コンデンサＣ1bと同調用コイルＬ2と
により入力側フィルタの同調回路が形成され、第２の同
調用コンデンサＣ1bの容量値に応じた同調周波数ｆ1bが
得られる。 ｆ1b＝１／｛２π（（Ｃ1b＋ΔＣ1b）Ｌ2）1/2｝
【００３５】図２は、同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，
…，Ｃ1nとして５つのコンデンサを設け、本実施形態の
受信機をＦＭラジオの受信機に応用した場合における周
波数特性の例を示す図である。
…，Ｃ1nとして５つのコンデンサを設け、本実施形態の
受信機をＦＭラジオの受信機に応用した場合における周
波数特性の例を示す図である。
【００３６】図２において、ｆ11，ｆ12，ｆ13，ｆ14，
ｆ15は、５つの同調用コンデンサをそれぞれ選択したと
きの同調周波数を示す。ＦＭラジオの受信周波数帯は７
６Ｍ〜９０ＭＨｚなので、両端の同調周波数ｆ11，ｆ15
はそれぞれ７６ＭＨｚ，９０ＭＨｚに合わせている。そ
の間の同調周波数ｆ12，ｆ13，ｆ14は、ＦＭラジオの受
信周波数帯を等分する周波数（７９．５ＭＨｚ，８３Ｍ
Ｈｚ，８６．５ＭＨｚ）としている。
ｆ15は、５つの同調用コンデンサをそれぞれ選択したと
きの同調周波数を示す。ＦＭラジオの受信周波数帯は７
６Ｍ〜９０ＭＨｚなので、両端の同調周波数ｆ11，ｆ15
はそれぞれ７６ＭＨｚ，９０ＭＨｚに合わせている。そ
の間の同調周波数ｆ12，ｆ13，ｆ14は、ＦＭラジオの受
信周波数帯を等分する周波数（７９．５ＭＨｚ，８３Ｍ
Ｈｚ，８６．５ＭＨｚ）としている。
【００３７】このような周波数特性において、コントロ
ーラ２９は、例えば各同調周波数間の中間周波数を境と
して、何れの同調用コンデンサをオンとするかを決定す
る。すなわち、目的とする受信周波数が７６Ｍ〜７７．
７５ＭＨｚの場合は１番目の同調用コンデンサ、７７．
７５Ｍ〜８１．２５ＭＨｚの場合は２番目の同調用コン
デンサ、８１．２５Ｍ〜８４．７５ＭＨｚの場合は３番
目の同調用コンデンサ、８４．７５Ｍ〜８８．２５ＭＨ
ｚの場合は４番目の同調用コンデンサ、８８．２５Ｍ〜
９０ＭＨｚの場合は５番目の同調用コンデンサを選択す
る。
ーラ２９は、例えば各同調周波数間の中間周波数を境と
して、何れの同調用コンデンサをオンとするかを決定す
る。すなわち、目的とする受信周波数が７６Ｍ〜７７．
７５ＭＨｚの場合は１番目の同調用コンデンサ、７７．
７５Ｍ〜８１．２５ＭＨｚの場合は２番目の同調用コン
デンサ、８１．２５Ｍ〜８４．７５ＭＨｚの場合は３番
目の同調用コンデンサ、８４．７５Ｍ〜８８．２５ＭＨ
ｚの場合は４番目の同調用コンデンサ、８８．２５Ｍ〜
９０ＭＨｚの場合は５番目の同調用コンデンサを選択す
る。
【００３８】このとき、目的とする受信周波数が各同調
周波数ｆ11〜ｆ15の何れかと完全に一致する場合は、ゲ
インを最大にとることができる。これに対し、目的とす
る受信周波数が各同調周波数ｆ11〜ｆ15からずれる場合
には、ゲインが多少落ちることになる。ゲインが最も落
ち込む場合（目的とする受信周波数が同調周波数間の中
間周波数に当たる場合）のゲイン偏差は、図２に示すΔ
Ｇである。
周波数ｆ11〜ｆ15の何れかと完全に一致する場合は、ゲ
インを最大にとることができる。これに対し、目的とす
る受信周波数が各同調周波数ｆ11〜ｆ15からずれる場合
には、ゲインが多少落ちることになる。ゲインが最も落
ち込む場合（目的とする受信周波数が同調周波数間の中
間周波数に当たる場合）のゲイン偏差は、図２に示すΔ
Ｇである。
【００３９】本実施形態では、このゲイン偏差ΔＧが小
さくなるように、同調回路のＱを所要レベルまで小さく
なるようにする。Ｑの所要レベルは、周波数の分割数
（同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nとアナログス
イッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nの組数）と、ゲイン
偏差ΔＧとから決まる。すなわち、周波数の分割数が同
じなら、Ｑが低いほどゲイン偏差ΔＧを小さくすること
ができる。したがって、設定された周波数分割数の下
で、ゲイン偏差ΔＧが要求値以下となるような値までＱ
を低く設定すれば良い。
さくなるように、同調回路のＱを所要レベルまで小さく
なるようにする。Ｑの所要レベルは、周波数の分割数
（同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nとアナログス
イッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nの組数）と、ゲイン
偏差ΔＧとから決まる。すなわち、周波数の分割数が同
じなら、Ｑが低いほどゲイン偏差ΔＧを小さくすること
ができる。したがって、設定された周波数分割数の下
で、ゲイン偏差ΔＧが要求値以下となるような値までＱ
を低く設定すれば良い。
【００４０】Ｑを下げる方法は幾つかある。例えば、各
同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nに接続するアナ
ログスイッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nにより等価的
に抵抗分を発生させ、この等価抵抗を利用してＱを下げ
ることが可能である。また、同調コイルＬ2に対してダ
ンピング抵抗（図示せず）を付加することでＱを下げる
ことも可能である。
同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nに接続するアナ
ログスイッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nにより等価的
に抵抗分を発生させ、この等価抵抗を利用してＱを下げ
ることが可能である。また、同調コイルＬ2に対してダ
ンピング抵抗（図示せず）を付加することでＱを下げる
ことも可能である。
【００４１】このように、周波数分割数との関係で同調
回路のＱを低くすることにより、目的とする受信周波数
と同調周波数とにある程度ずれがあっても、ゲイン低下
は少なく抑えることができる。好ましくは、最大のゲイ
ン低下を表すゲイン偏差ΔＧが１〜３［ｄＢ］以内にお
さまるように、同調回路のＱを設定する。
回路のＱを低くすることにより、目的とする受信周波数
と同調周波数とにある程度ずれがあっても、ゲイン低下
は少なく抑えることができる。好ましくは、最大のゲイ
ン低下を表すゲイン偏差ΔＧが１〜３［ｄＢ］以内にお
さまるように、同調回路のＱを設定する。
【００４２】また、周波数の分割数、すなわち、同調用
コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nの数を多くすることに
より、Ｑを低くすることなくゲイン偏差ΔＧを小さくす
ることができる。逆に、ゲイン偏差ΔＧを大きくするこ
となく同調回路のＱを高くすることもできる。
コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1nの数を多くすることに
より、Ｑを低くすることなくゲイン偏差ΔＧを小さくす
ることができる。逆に、ゲイン偏差ΔＧを大きくするこ
となく同調回路のＱを高くすることもできる。
【００４３】図１に戻り、Ｃ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4nは複数
の同調用コンデンサであり、チップ外部に接続された同
調用コイルＬ4と共にＬＣ共振の同調回路（出力側フィ
ルタ）を構成する。これら複数の同調用コンデンサ
Ｃ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4nは、例えばそれぞれの容量値が互
いに異なっている。
の同調用コンデンサであり、チップ外部に接続された同
調用コイルＬ4と共にＬＣ共振の同調回路（出力側フィ
ルタ）を構成する。これら複数の同調用コンデンサ
Ｃ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4nは、例えばそれぞれの容量値が互
いに異なっている。
【００４４】これら複数の同調用コンデンサＣ4a，
Ｃ4b，…，Ｃ4nには、例えばＭＯＳトランジスタで構成
されるアナログスイッチＳＷ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ4nが
各々接続されている。これら複数のアナログスイッチＳ
Ｗ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ4nのオン／オフを制御するため
に、ＩＣチップ２０内には、第２のデコーダ２５、第２
のラッチ回路２７およびシフトレジスタ２８が備えられ
る。
Ｃ4b，…，Ｃ4nには、例えばＭＯＳトランジスタで構成
されるアナログスイッチＳＷ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ4nが
各々接続されている。これら複数のアナログスイッチＳ
Ｗ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ4nのオン／オフを制御するため
に、ＩＣチップ２０内には、第２のデコーダ２５、第２
のラッチ回路２７およびシフトレジスタ２８が備えられ
る。
【００４５】第２のデコーダ２５は、コントローラ２９
からの指示に応じてシフトレジスタ２８、第２のラッチ
回路２７を介して与えられるアドレス信号をデコード
し、複数のアナログスイッチＳＷ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ
4nのオン／オフを制御するための駆動信号を得る。コン
トローラ２９は、目的とする受信周波数（選択された受
信周波数）に応じて、何れかのアナログスイッチＳ
Ｗ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ4nを選択的にオンとするための
アドレス信号を供給する。
からの指示に応じてシフトレジスタ２８、第２のラッチ
回路２７を介して与えられるアドレス信号をデコード
し、複数のアナログスイッチＳＷ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ
4nのオン／オフを制御するための駆動信号を得る。コン
トローラ２９は、目的とする受信周波数（選択された受
信周波数）に応じて、何れかのアナログスイッチＳ
Ｗ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ4nを選択的にオンとするための
アドレス信号を供給する。
【００４６】例えば、第１のスイッチＳＷ4aがオン、そ
れ以外のスイッチＳＷ4b，…，ＳＷ 4nがオフとされた場
合は、第１の同調用コンデンサＣ4aと同調用コイルＬ4
とにより出力側フィルタの同調回路が形成される。この
とき、第１の同調用コンデンサＣ4aの容量値に応じた同
調周波数ｆ4aが得られる。 ｆ4a＝１／｛２π（（Ｃ4a＋ΔＣ4a）Ｌ4）1/2｝
れ以外のスイッチＳＷ4b，…，ＳＷ 4nがオフとされた場
合は、第１の同調用コンデンサＣ4aと同調用コイルＬ4
とにより出力側フィルタの同調回路が形成される。この
とき、第１の同調用コンデンサＣ4aの容量値に応じた同
調周波数ｆ4aが得られる。 ｆ4a＝１／｛２π（（Ｃ4a＋ΔＣ4a）Ｌ4）1/2｝
【００４７】また、第２のスイッチＳＷ4bがオン、それ
以外のスイッチＳＷ4a，…，ＳＷ4nがオフとされた場合
は、第２の同調用コンデンサＣ4bと同調用コイルＬ4と
により出力側フィルタの同調回路が形成され、第２の同
調用コンデンサＣ4bの容量値に応じた同調周波数ｆ4bが
得られる。 ｆ4b＝１／｛２π（（Ｃ4b＋ΔＣ4b）Ｌ4）1/2｝
以外のスイッチＳＷ4a，…，ＳＷ4nがオフとされた場合
は、第２の同調用コンデンサＣ4bと同調用コイルＬ4と
により出力側フィルタの同調回路が形成され、第２の同
調用コンデンサＣ4bの容量値に応じた同調周波数ｆ4bが
得られる。 ｆ4b＝１／｛２π（（Ｃ4b＋ΔＣ4b）Ｌ4）1/2｝
【００４８】同調用コンデンサＣ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4nと
して５つのコンデンサを設け、本実施形態の受信機をＦ
Ｍラジオに応用した場合における周波数特性は、図２と
同様になる。このような周波数特性において、コントロ
ーラ２９は、目的とする受信周波数が７６Ｍ〜７７．７
５ＭＨｚの場合は１番目の同調用コンデンサ、７７．７
５Ｍ〜８１．２５ＭＨｚの場合は２番目の同調用コンデ
ンサ、８１．２５Ｍ〜８４．７５ＭＨｚの場合は３番目
の同調用コンデンサ、８４．７５Ｍ〜８８．２５ＭＨｚ
の場合は４番目の同調用コンデンサ、８８．２５Ｍ〜９
０ＭＨｚの場合は５番目の同調用コンデンサを選択す
る。
して５つのコンデンサを設け、本実施形態の受信機をＦ
Ｍラジオに応用した場合における周波数特性は、図２と
同様になる。このような周波数特性において、コントロ
ーラ２９は、目的とする受信周波数が７６Ｍ〜７７．７
５ＭＨｚの場合は１番目の同調用コンデンサ、７７．７
５Ｍ〜８１．２５ＭＨｚの場合は２番目の同調用コンデ
ンサ、８１．２５Ｍ〜８４．７５ＭＨｚの場合は３番目
の同調用コンデンサ、８４．７５Ｍ〜８８．２５ＭＨｚ
の場合は４番目の同調用コンデンサ、８８．２５Ｍ〜９
０ＭＨｚの場合は５番目の同調用コンデンサを選択す
る。
【００４９】以上詳しく説明したように、本実施形態に
よれば、入力側フィルタおよび出力側フィルタに用いる
可変同調回路のコンデンサとして、バリコンやバラクタ
ダイオードなどの大きな素子は用いていない。その代わ
りに、容量値の異なる複数のコンデンサを備え、これら
をスイッチの切り替えにより選択的に用いることによ
り、目的とする受信周波数に追従できるようにしてい
る。これにより、同調用コンデンサをＩＣチップ２０内
に集積して、受信機の小型・軽量・薄型化などを実現す
ることができる。
よれば、入力側フィルタおよび出力側フィルタに用いる
可変同調回路のコンデンサとして、バリコンやバラクタ
ダイオードなどの大きな素子は用いていない。その代わ
りに、容量値の異なる複数のコンデンサを備え、これら
をスイッチの切り替えにより選択的に用いることによ
り、目的とする受信周波数に追従できるようにしてい
る。これにより、同調用コンデンサをＩＣチップ２０内
に集積して、受信機の小型・軽量・薄型化などを実現す
ることができる。
【００５０】したがって、小型・軽量・薄型化が要求さ
れるポータブル受信機等においても、入力側フィルタを
非同調回路にする必要がなく、入力側フィルタおよび出
力側フィルタの双方とも可変同調回路にて構成すること
ができる。これにより、同調回路２段分のＱを稼ぐこと
ができ、出力側フィルタにのみ同調回路を用いていた従
来のポータブル受信機に比べてＱを高くすることができ
る。また、同調用コンデンサの数を多くすることによ
り、よりＱを高くすることも可能である。
れるポータブル受信機等においても、入力側フィルタを
非同調回路にする必要がなく、入力側フィルタおよび出
力側フィルタの双方とも可変同調回路にて構成すること
ができる。これにより、同調回路２段分のＱを稼ぐこと
ができ、出力側フィルタにのみ同調回路を用いていた従
来のポータブル受信機に比べてＱを高くすることができ
る。また、同調用コンデンサの数を多くすることによ
り、よりＱを高くすることも可能である。
【００５１】また、同調回路のＱを低くするとともに、
ゲイン偏差ΔＧが大きくならないように回路を構成する
ことにより、目的とする受信周波数が同調周波数からず
れても、ゲイン低下が大きくならないようにすることが
できる。これにより、従来のように同調周波数を目的受
信周波数に合わせる厳密な調整は全く行う必要がなくな
り、アナログスイッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nを切
り替えるだけで目的とする受信周波数に簡単に追従させ
ることができる。
ゲイン偏差ΔＧが大きくならないように回路を構成する
ことにより、目的とする受信周波数が同調周波数からず
れても、ゲイン低下が大きくならないようにすることが
できる。これにより、従来のように同調周波数を目的受
信周波数に合わせる厳密な調整は全く行う必要がなくな
り、アナログスイッチＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1nを切
り替えるだけで目的とする受信周波数に簡単に追従させ
ることができる。
【００５２】なお、上記図１の例では、入力側フィルタ
および出力側フィルタの双方ともに複数の同調用コンデ
ンサを設け、これをアナログスイッチの切り替えにより
使用するようにしたが、必ずしも入力側および出力側の
双方をこのような構成にする必要はない。例えば、入力
側フィルタは図６と同様にバラクタダイオードを用いて
同調回路を構成し、出力側フィルタは図１のように複数
の同調用コンデンサを用いて同調回路を構成するように
しても良い。
および出力側フィルタの双方ともに複数の同調用コンデ
ンサを設け、これをアナログスイッチの切り替えにより
使用するようにしたが、必ずしも入力側および出力側の
双方をこのような構成にする必要はない。例えば、入力
側フィルタは図６と同様にバラクタダイオードを用いて
同調回路を構成し、出力側フィルタは図１のように複数
の同調用コンデンサを用いて同調回路を構成するように
しても良い。
【００５３】また、上記図１の例では、入力側フィルタ
に関して、複数の同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ
1nの中から何れか１つのみを選択的に用いている。ま
た、出力側フィルタに関しても、複数の同調用コンデン
サＣ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4nの中から何れか１つのみを選択
的に用いている。しかし、これは単なる例であって、こ
れに限定されるものではない。
に関して、複数の同調用コンデンサＣ1a，Ｃ1b，…，Ｃ
1nの中から何れか１つのみを選択的に用いている。ま
た、出力側フィルタに関しても、複数の同調用コンデン
サＣ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4nの中から何れか１つのみを選択
的に用いている。しかし、これは単なる例であって、こ
れに限定されるものではない。
【００５４】例えば、２個以上の同調用コンデンサを同
時にオンとするようにしても良い。この場合の同調周波
数は、オンとされた２個以上の同調用コンデンサの合成
容量値によって決められる。この場合、オンとする同調
用コンデンサの組合せを変えることによって合成容量値
を可変とすることができるので、各同調用コンデンサＣ
1a，Ｃ1b，…，Ｃ1n、Ｃ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4nの容量値は
互いに同じであっても良い。
時にオンとするようにしても良い。この場合の同調周波
数は、オンとされた２個以上の同調用コンデンサの合成
容量値によって決められる。この場合、オンとする同調
用コンデンサの組合せを変えることによって合成容量値
を可変とすることができるので、各同調用コンデンサＣ
1a，Ｃ1b，…，Ｃ1n、Ｃ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4nの容量値は
互いに同じであっても良い。
【００５５】また、上記図１の例では、入力側フィルタ
および出力側フィルタに単同調回路を用いたが、スタガ
同調回路や複同調回路を用いることも可能である。図３
は、複同調回路を用いた場合の構成例を示す図である。
この図３において、図1に示した構成要素と同一の機能
を有する構成要素には同一の符号を付している。
および出力側フィルタに単同調回路を用いたが、スタガ
同調回路や複同調回路を用いることも可能である。図３
は、複同調回路を用いた場合の構成例を示す図である。
この図３において、図1に示した構成要素と同一の機能
を有する構成要素には同一の符号を付している。
【００５６】図３に示すように、入力側フィルタは、２
つの単同調回路（’の記号なし符号で表す図１と同様の
単同調回路と、’の記号付き符号で表すもう１つの単同
調回路）をコンデンサＣ13で結合した複同調回路により
構成されている。また、出力側フィルタも、２つの単同
調回路（’の記号なし符号で表す図１と同様の単同調回
路と、’の記号付き符号で表すもう１つの単同調回路）
をコンデンサＣ14で結合した複同調回路により構成され
ている。なお、コンデンサＣ13，Ｃ14の代わりに相互イ
ンダクタンスにより２つの単同調回路を結合するように
しても良い。
つの単同調回路（’の記号なし符号で表す図１と同様の
単同調回路と、’の記号付き符号で表すもう１つの単同
調回路）をコンデンサＣ13で結合した複同調回路により
構成されている。また、出力側フィルタも、２つの単同
調回路（’の記号なし符号で表す図１と同様の単同調回
路と、’の記号付き符号で表すもう１つの単同調回路）
をコンデンサＣ14で結合した複同調回路により構成され
ている。なお、コンデンサＣ13，Ｃ14の代わりに相互イ
ンダクタンスにより２つの単同調回路を結合するように
しても良い。
【００５７】その他、上記実施形態は、本発明を実施す
るにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、こ
れによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されては
ならないものである。すなわち、本発明はその精神、ま
たはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で
実施することができる。
るにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、こ
れによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されては
ならないものである。すなわち、本発明はその精神、ま
たはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で
実施することができる。
【００５８】
【発明の効果】本発明は上述したように、入力側フィル
タおよび出力側フィルタを構成する同調回路の一部とし
て複数のコンデンサを備え、これらをスイッチ回路の切
り替えにより選択的に使用することにより、バリコンや
バラクタダイオードなどの大きな素子を用いることな
く、目的とする受信周波数に追従することができる。こ
れにより、複数の同調用コンデンサを半導体チップ内に
集積して、受信機の小型・軽量・薄型化などを実現する
ことができる。
タおよび出力側フィルタを構成する同調回路の一部とし
て複数のコンデンサを備え、これらをスイッチ回路の切
り替えにより選択的に使用することにより、バリコンや
バラクタダイオードなどの大きな素子を用いることな
く、目的とする受信周波数に追従することができる。こ
れにより、複数の同調用コンデンサを半導体チップ内に
集積して、受信機の小型・軽量・薄型化などを実現する
ことができる。
【００５９】また、受信機を小型・軽量・薄型化するた
めに、入力側フィルタを非同調回路にする必要がなく、
入力側フィルタおよび出力側フィルタの双方とも同調回
路にて構成することができる。これにより、同調回路２
段分のＱを稼ぐことができ、出力側フィルタにのみ同調
回路を用いていた従来のポータブル受信機に比べてＱを
高くすることができる。
めに、入力側フィルタを非同調回路にする必要がなく、
入力側フィルタおよび出力側フィルタの双方とも同調回
路にて構成することができる。これにより、同調回路２
段分のＱを稼ぐことができ、出力側フィルタにのみ同調
回路を用いていた従来のポータブル受信機に比べてＱを
高くすることができる。
【００６０】また、本発明の他の特徴によれば、同調回
路のＱを所要レベルまで低くしたので、目的とする受信
周波数が同調周波数から多少ずれても、ゲイン低下が大
きくならないようにすることができる。これにより、目
的とする受信周波数に同調周波数を合わせる厳密な調整
を全く行わなくても済むようにすることができ、スイッ
チ回路のオン／オフを切り替えるだけで目的とする受信
周波数に簡単に追従させることができる。
路のＱを所要レベルまで低くしたので、目的とする受信
周波数が同調周波数から多少ずれても、ゲイン低下が大
きくならないようにすることができる。これにより、目
的とする受信周波数に同調周波数を合わせる厳密な調整
を全く行わなくても済むようにすることができ、スイッ
チ回路のオン／オフを切り替えるだけで目的とする受信
周波数に簡単に追従させることができる。
【図１】本実施形態による受信機のフロントエンド回路
の構成例を示す図である。
の構成例を示す図である。
【図２】本実施形態の受信機を、同調用コンデンサを５
つ備えたＦＭ受信機に応用した場合における周波数特性
を示す図である。
つ備えたＦＭ受信機に応用した場合における周波数特性
を示す図である。
【図３】本実施形態による受信機のフロントエンド回路
の他の構成例を示す図である。
の他の構成例を示す図である。
【図４】受信機のフロントエンド部の一般的な構成を示
す図である。
す図である。
【図５】同調周波数を可変にする様子を示す周波数特性
図である。
図である。
【図６】バラクタダイオードを用いた同調回路を含む従
来の受信機の構成例を示す図である。
来の受信機の構成例を示す図である。
【図７】バラクタダイオードを用いた同調回路を含む従
来のポータブル受信機の構成例を示す図である。
来のポータブル受信機の構成例を示す図である。
１ アンテナ
２ アンテナ入力部
３ 高周波増幅回路
４ 受信帯域選択フィルタ
５ ミキサ
２０ ＩＣチップ
２１，２２，２３ パッド
２４，２５ デコーダ
２６，２７ ラッチ回路
２８ シフトレジスタ
２９ コントローラ
Ｑ1 増幅器
Ｌ2 入力側フィルタの同調用コイル
Ｃ1a，Ｃ1b，…，Ｃ1n 入力側フィルタの同調用コンデ
ンサ ＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1n アナログスイッチ Ｌ4 出力側フィルタの同調用コイル Ｃ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4n 出力側フィルタの同調用コンデ
ンサ ＳＷ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ4n アナログスイッチ
ンサ ＳＷ1a，ＳＷ1b，…，ＳＷ1n アナログスイッチ Ｌ4 出力側フィルタの同調用コイル Ｃ4a，Ｃ4b，…，Ｃ4n 出力側フィルタの同調用コンデ
ンサ ＳＷ4a，ＳＷ4b，…，ＳＷ4n アナログスイッチ
─────────────────────────────────────────────────────
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Ｆターム(参考） 5K058 AA02 AA03 BA01 CA02 DA13
DB04 EA07 GA11
5K061 AA01 CC18 CC45 JJ03 JJ06
JJ24
5K062 AA01 AB00 AC02 BA01 BB06
BB10
Claims (5)
- 【請求項１】 ある回路の入力側および出力側に、所要
周波数の信号を選択的に通過させる入力側フィルタおよ
び出力側フィルタを備えた受信機であって、 上記入力側フィルタおよび上記出力側フィルタは同調回
路で構成され、少なくとも一方のフィルタは、 コイルと、 上記コイルに接続された複数のコンデンサと、 上記複数のコンデンサの何れかを選択するためのスイッ
チ回路とを備えることを特徴とする受信機。 - 【請求項２】 上記コイルと上記複数のコンデンサとで
構成される同調回路のＱを所要レベルまで下げるための
回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の受信
機。 - 【請求項３】 上記複数のコンデンサは、上記ある回路
と同じ半導体チップ内に集積されることを特徴とする請
求項１に記載の受信機。 - 【請求項４】 上記複数のコンデンサおよび上記スイッ
チ回路は、上記ある回路と同じ半導体チップ内に集積さ
れることを特徴とする請求項１に記載の受信機。 - 【請求項５】 ある回路の入力側および出力側の少なく
とも一方に、所要周波数の信号を選択的に通過させるフ
ィルタを備えた受信機のフロントエンド回路であって、
上記フィルタは、 コイルと、 上記コイルに接続された複数のコンデンサと、 上記複数のコンデンサの何れかを選択するためのスイッ
チ回路と、を備えた同調回路により構成されることを特
徴とするフロントエンド回路。
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| JP2001220883A JP2003037480A (ja) | 2001-07-23 | 2001-07-23 | 受信機およびそのフロントエンド回路 |
| PCT/JP2002/006978 WO2003010890A1 (en) | 2001-07-23 | 2002-07-10 | Receiver and its front-end circuit |
| TW91116273A TW556420B (en) | 2001-07-23 | 2002-07-22 | Receiver and its front end circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001220883A JP2003037480A (ja) | 2001-07-23 | 2001-07-23 | 受信機およびそのフロントエンド回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003037480A true JP2003037480A (ja) | 2003-02-07 |
Family
ID=19054639
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001220883A Pending JP2003037480A (ja) | 2001-07-23 | 2001-07-23 | 受信機およびそのフロントエンド回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003037480A (ja) |
| TW (1) | TW556420B (ja) |
| WO (1) | WO2003010890A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008081629A1 (ja) * | 2006-12-27 | 2008-07-10 | Sony Corporation | 可変容量回路 |
| US7979040B2 (en) | 2007-02-05 | 2011-07-12 | Sony Corporation | Method for adjusting tuning circuit and receiver circuit |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113659952B (zh) * | 2021-07-12 | 2022-09-02 | 荣耀终端有限公司 | 一种滤波电路结构以及电子设备 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5826689B2 (ja) * | 1975-08-13 | 1983-06-04 | 松下電器産業株式会社 | チユ−ナソウチ |
| JPS5224001A (en) * | 1975-08-18 | 1977-02-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Tuner |
| JPS58196714A (ja) * | 1982-05-13 | 1983-11-16 | Oki Electric Ind Co Ltd | 同調回路 |
| JPH0716430U (ja) * | 1993-08-31 | 1995-03-17 | 日本無線株式会社 | 同調回路 |
| JPH1098313A (ja) * | 1996-09-24 | 1998-04-14 | Kokusai Electric Co Ltd | 高速同調フィルタ |
-
2001
- 2001-07-23 JP JP2001220883A patent/JP2003037480A/ja active Pending
-
2002
- 2002-07-10 WO PCT/JP2002/006978 patent/WO2003010890A1/ja active Application Filing
- 2002-07-22 TW TW91116273A patent/TW556420B/zh not_active IP Right Cessation
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008081629A1 (ja) * | 2006-12-27 | 2008-07-10 | Sony Corporation | 可変容量回路 |
| US8212420B2 (en) | 2006-12-27 | 2012-07-03 | Sony Corporation | Variable capacitance circuit |
| US7979040B2 (en) | 2007-02-05 | 2011-07-12 | Sony Corporation | Method for adjusting tuning circuit and receiver circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW556420B (en) | 2003-10-01 |
| WO2003010890A1 (en) | 2003-02-06 |
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Legal Events
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| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070524 |
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