CN102696149B - 变频天线电路、构成它的天线部件、以及使用了它们的无线通信装置 - Google Patents

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    • H01Q5/378—Combination of fed elements with parasitic elements
    • H01Q5/392—Combination of fed elements with parasitic elements the parasitic elements having dual-band or multi-band characteristics

Abstract

一种天线部件，具备：天线元件，其被设置在与主电路基板分离的装配基板；耦合机构，其按照与所述天线元件电磁耦合的方式被设置在所述装配基板；频率调节机构，其按照与所述耦合机构连接的方式被设置在装配基板。并且，所述天线元件具有按照共有馈电点的方式被一体连接的带状的第一天线元件和第二天线元件，所述第二天线元件比所述第一天线元件短；所述耦合机构具有耦合电极，该耦合电极在所述装配基板所安装的介电体芯片上形成、且与所述第一天线元件的一部分电磁耦合。所述频率调节机构具备：包括可变电容电路和第一电感元件的并联共振电路；和与所述并联共振电路串联连接的第二电感元件。

Description

变频天线电路、构成它的天线部件、以及使用了它们的无线通信装置
技术领域
本发明涉及可以使共振频率变化的变频天线电路、构成其至少一部分的天线部件、以及具备这种天线部件并与多个频带对应的无线通信装置。 
背景技术
应对移动电话等的无线通信装置的急速普及，通信系统使用的频率范围也涉及广泛，特别是近来，像双频方式、三频方式、四频方式这样对应多个收发波段的移动电话日益增多。例如，在GSM(注册商标)850/900频段、DCS频段、PCS频段、UMTS频段的通信系统所对应的四频方式的移动电话中，因为GSM(注册商标)850/900频段使用824～960MHz，DCS频段使用1710～1850MHz，PCS频段使用1850～1990MHz，以及UMTS频段使用1920～2170MHz的频带，所以需要可以对应此多个频率范围的天线(多频天线)。 
构成天线的天线元件[辐射元件、辐射电极、辐射线路(也仅称为线路)]通常具有基频下的共振(主模)、高次的频率下的共振(高次模)。例如，主模为1/4波长，高次模为3/4波长。由一个天线元件构成多频天线时，若在例如GSM(注册商标)850/900频段得到主模的共振，则DCS频段等将对应高次模的共振。但是，DCS频段、PCS频段和UMTS频段是GSM(注册商标)频段的约2～2.5倍的频率，因为多个频率范围不是1∶3的关系，所以不能简单地对应高次模的共振。另外在高次模的共振中，可得到VSWR(电压驻波比)的带宽窄。 
GSM(注册商标)850/900频段的带宽为136MHz，中心频率为892MHz，因此相对带宽约15.3％〔136MHz/892MHz〕。另外DCS频段、PCS频段和UMTS Band 1频段的带宽为460MHz，中心频率为1940MHz，因此相对带宽约23.7％〔460MHz/1940MHz〕。在这样的频带中，借助一个 天线元件形成的共振难以获得阻抗匹配，其带宽也不能充分确保。 
针对这样的问题，特开平10-107671号提出图35所示的天线。该天线具备如下：馈电电缆7；与接地电极GND平行配置，且经由馈电点A与馈电电缆7连接，并以短路针8接地的辐射平板4(天线元件)；在放射平板4的开放端部和接地电极GND之间所设置的频率调节机构30。如图36的等效电路所示，频率调节机构30包含可变电容二极管CR1，通过控制对可变电容二极管CR1的偏置电流，能够将天线的共振频率在不同的频率范围进行调节。可变电容二极管也被称为压控变容器或变容二极管。 
特开2002-232232号公开有一种多频天线，如图37和图38所示，其具备：馈电点A共通、且一端侧由短路路径8接地的第一频带用的第一天线元件3和第二频带用的第二天线元件4，并且，在第一和第二天线元件3、4与接地电极GND之间，经由绝缘体6配置有与天线元件3、4相对的金属板2、和与金属板2连接的可变电容二极管CR1。通过对施加到可变电容二极管CR1的偏置电流进行控制，可改变接地电容的值，因此该多频天线可以在多个频带下使用。 
特开平10-107671号和特开2002-232232号所公开的天线，通过在天线元件和接地电极之间所串联配置的可变电容二极管来改变接地电容的值，而使在多个频带下的使用成为可能。就可变电容二极管而言，能够通过逆偏压的外加而使静电电容连续地变化。但是，在移动电话等的移动通信装置中，低功耗及电池的低电压化推进，能够外加到可变电容二极管上的电压的变化幅度也变小。因此，仅仅将可变电容二极管配置在天线元件和接地电极之间，静电电容的变化范围会受到限制，难以在预期的范围使之调谐。另外，静电电容的变化也并不是对于外加电压简单地成反比例，因此也难以进行共振频率的调节。 
此外，特开2002-232232号所公开的天线，具有在一面上排列的多个天线元件，且金属板2以面对天线元件的方式经由绝缘体6而相对向，因此存在大型化的问题。 
作为具有多个天线元件的多频天线的另一例子，特开2005-150937号公开有一种天线，如图39所示，其具有如下：与馈电点连接的天线元件4；与天线元件4电磁耦合的无源天线元件5；天线元件4的开放端部K和接 地电极GND之间的接地侧电极21；对接地侧电极21和接地电极GND的连接进行切换的开关机构22。根据接地侧电极21和天线元件4的开放端部K之间的静电电容，使基于天线元件4的天线操作的基本频带的共振频率可变，根据与无源天线元件5的复共振状态，高次的频带宽带化。另外还提出，在天线元件4的开放端部K和接地电极GND之间设置可变电容二极管，使其电容值变化，由此根据使用频率而调节共振频率。如此，该天线借助天线元件和与之电磁耦合的无源天线元件而进行多频带化，并且通过改变天线元件的开放端部和接地电极之间的静电电容而使共振频率可变。但是，在具有天线元件和无源天线元件电磁耦合这一结构的该天线中，随着低频带的共振频率的变化，高次的频带的共振频率也发生变化，VSWR特性容易劣化这一问题存在。另外，因为使天线元件和无源天线元件平面性地排列，所以也有天线大型化这样的问题。 
发明内容
因此，本发明的第一目的，是提供一种可以在预期的范围内调节共振频率、且适合用于移动电话等的无线通信装置的变频天线电路。 
本发明的第二目的，是提供一种可以应对从低频带到高频带的大范围的频带，在对高频带下的共振状态的影响小的状态下、使低频带的共振频率可变的小型的变频天线电路，和其使用的天线部件，此外还有使用了这些等的无线通信装置。 
本发明的第三目的，是提供使用了这样的变频天线电路(部件)的无线通信装置。 
本发明的变频天线电路，其特征在于，具备如下：具有作为馈电点的一端和作为开放端的另一端的第一天线元件；经由耦合机构而被耦合在所述第一天线元件上的频率调节机构，所述频率调节机构具备如下：包括可变电容电路和第一电感元件的并联共振电路；与所述并联共振电路串联地连接的第二电感元件。 
所述耦合机构优选为连接线路、电容元件、电感元件、与所述第一天线元件电磁耦合的电极中的任意一种。 
本发明的变频天线电路，优选具有使所述可变电容电路的电容值变化的控制电路。
本发明的变频天线电路，优选具备对第一天线元件的共振频率的变化进行检测的检测机构，所述控制电路将基于所述检测机构的输出而使电容值变化的控制信号反馈给所述可变电容电路。作为对根据传输信号的反射波的变化应调谐的共振频率的变化进行检测的机构，能够使用定向耦合器等。另外为了基于接收信号检测共振频率的变化，检测接收信号的增益的变化也可。 
本发明的变频天线电路，优选还具有与所述第一天线元件为一体、且共有所述馈电点、并比所述第一天线元件短的第二天线元件，通过所述第一天线元件的共振和所述第二天线元件的共振的复共振而实现多频带化。也可以是具有3个以上的天线元件的构成。 
优选所述第一天线元件和所述第二天线元件共有从所述馈电点起的路径的一部分。 
构成变频天线电路的本发明的第一天线部件，其特征在于，构成如下变频天线电路，该变频天线电路具备带状的第一天线元件、和经由耦合机构被耦合在所述第一天线元件上的频率调节机构，所述频率调节机构具备：包括可变电容电路和第一电感元件的并联共振电路、和与所述并联共振电路串联地连接的第二电感元件，所述第一天线元件具有作为馈电点的一端和作为开放端的另一端，所述第一天线元件的一部分与所述耦合机构电磁耦合。 
本发明的天线部件，还优选具有：共有所述馈电点、且比所述第一天线元件短的带状的第二天线元件，通过所述第一天线元件的共振和所述第二天线元件的共振的复共振，使所述变频天线电路多频带化。优选所述第一天线元件的一部分以规定的间隔与所述第二天线元件相对向。 
优选所述耦合机构具有耦合电极，其形成于由介电体或软磁性体构成的支承体上。优选在所述支承体上，按照与所述耦合电极为规定的间隔的方式形成有连接电极，且该连接电极与所述第一天线元件连接。 
优选所述天线元件和所述耦合机构被配置在与主电路基板分离的装配基板上。优选所述频率调节机构的可变电容电路被配置在所述装配基板上，经由连接线路与所述耦合机构连接。 
本发明的第二天线部件，其特征在于，具备如下：在与主电路基板分离的装配基板上所设置的天线元件；按照与所述天线元件电磁耦合的方式在所述装配基板上所设置的耦合机构；按照与所述耦合机构连接的方式设置在装配基板上的频率调节机构， 
所述天线元件具有按照共有馈电点的方式被一体连接的带状的第一天线元件和第二天线元件，所述第二天线元件比所述第一天线元件短， 
所述耦合机构具有耦合电极，其在所述装配基板所安装的介电体芯片上形成，且与所述第一天线元件的一部分电磁耦合。 
所述耦合电极和所述第一天线元件的电磁的耦合位置没有特别限定，考虑所述第一天线元件的电流分布而适宜设定即可。若设置在所述第一天线元件的开放端侧，则共振频率的变化量大，若设置在馈电点侧，则增益大。 
优选所述介电体芯片具有：连接所述耦合电极和所述频率调节机构的连接线路。所述耦合电极是与第一天线元件大致平行延长的带状电极，优选所述连接线路的一部分与所述耦合电极大致平行地延长。优选所述连接线路是曲折(meander)状线路。 
优选所述第一天线元件具有折返部。优选从所述第一天线元件与所述折返部之间的折叠点起辅助线路延长，所述介电体芯片与所述辅助线路的一部分接触。 
本发明的无线通信装置，其特征在于，具备所述变频天线电路(部件)。 
本发明的变频天线电路(部件)，具有第一天线元件、和经由耦合机构被耦合在第一天线元件上的频率调节机构，所述频率调节机构具备：包括可变电容电路和第一电感元件的并联共振电路、和与所述并联共振电路串联地连接的第二电感元件，因此既小型又能够在预期的范围调节共振频率。另外由于具备共有馈电点的第一和第二天线元件，从而可以按照对应低频带和高频带、且能够以大范围的频带进行接收的方式来调节共振频率。 
附图说明
图1是表示本发明的变频天线电路的一例的概略图。 
图2是表示本发明的变频天线电路所使用的频率调节机构的一例的概略图。 
图3是表示本发明的变频天线电路所使用的天线元件的一例的图。 
图4是概略性地表示本发明的变频天线电路的VSWR特性的曲线图。 
图5是概略性地表示由频率调节机构造成的VSWR特性的变化的曲线图。 
图6是概略性地表示由频率调节机构造成的VSWR特性的变化的曲线图。 
图7是表示本发明的变频天线电路所使用的频率调节机构的一例的等效电路的图。 
图8是表示构成图7的频率调节机构的电容单元的等效电路的图。 
图9是表示本发明的变频天线电路所使用的频率调节机构的另一例的等效电路的图。 
图10是表示本发明的变频天线电路所使用的频率调节机构的另一其他例的等效电路的图。 
图11是表示本发明的变频天线电路所使用的频率调节机构的另一其他例的等效电路的图。 
图12是表示使用了本发明的变频天线电路的调谐电路的一例的方块图。 
图13是表示使用状态和自由状态下的VSWR特性的偏差的曲线图。 
图14是表示本发明的变频天线电路的另一例的图。 
图15是表示本发明的变频天线电路的另一其他例的图。 
图16是表示本发明的天线部件的一例的立体图。 
图17是表示本发明的天线部件的另一例的立体图。 
图18是表示本发明的天线部件的另一其他例的立体图。 
图19是表示本发明的天线部件的另一其他例的立体图。 
图20是表示本发明的天线部件的另一其他例的立体图。 
图21是表示本发明的天线部件所使用的耦合机构的一例的立体图。 
图22是表示本发明的天线部件所使用的耦合机构的另一例的立体图。 
图23是表示本发明的天线部件所使用的耦合机构的另一其他例的立 体图。 
图24是表示本发明的天线部件所使用的耦合机构的另一其他例的立体图。 
图25是表示使用了本发明的变频天线电路的无线通信装置的电路构成例的方块图。 
图26是表示本发明的变频天线电路的另一其他例的图。 
图27是表示本发明的天线部件的另一其他例的立体图。 
图28是表示本发明的天线部件的另一其他例的立体图。 
图29是表示本发明的天线部件的VSWR特性的曲线图。 
图30是表示本发明的变频天线电路的另一其他例的图。 
图31是表示本发明的天线部件的另一其他例的立体图。 
图32是表示本发明的天线部件的另一其他例的立体图。 
图33是表示本发明的天线部件的另一其他例的立体图。 
图34是表示本发明的天线部件的增益特性的曲线图。 
图35是表示现有的天线部件的一例的立体图。 
图36是表示现有的天线部件所使用的频率调节机构的图。 
图37是表示现有的天线部件的另一例的图。 
图38是表示图37的天线部件的剖面图。 
图39是表示现有的天线部件的又一其他例的立体图。 
具体实施方式
[1]变频天线电路 
图1表示本发明的变频天线电路的一例。该变频天线电路1具有如下：天线元件10；与天线元件10电磁耦合的耦合机构20；与耦合机构20和接地电极GND连接的频率调节机构30。就频率调节机构30而言，如图2所示具有如下：由可变电容电路Cv和第一电感元件L1构成的并联电路；与所述并联电路连接的第二电感元件L2。并联电路处于端子T1侧，第二电感元件L2经由端子T2与接地电极GND连接，但第二电感元件L2也可以在端子T1侧。耦合机构20能够由与连接线路、电容元件、电感元件或天线元件10电磁耦合的电极的任意一种构成。 
图3表示构成图1的变频天线电路的天线元件10的一例。在此以倒F天线为例说明天线元件10，但并不限定于此，例如也可以是单极天线、倒L型天线、T型天线等。就天线元件10而言，其一端为馈电点A，另一端为开放端C，且由馈电点A与折叠点B之间的区间10a、和折叠点B与开放端C之间的区间10b构成。区间10b与接地电极GND大致平行地延伸。从天线元件10的折叠点B到接地电极GND之间是接地线路15。在天线元件10的区间10b和耦合机构20之间有电磁的耦合M。天线元件10具有与基本频率范围内的共振频率f1r的波长λ1的约1/4相等的长度(区间10a+区间10b的合计长度)，在串联共振模态下工作。以基本频带处于低频带的情况为例，进行以下说明。 
倒F天线状的天线元件10在串联共振时的电流分布，在开放端C为0，在与接地线路15的连接点(折叠点B)的邻域为最大，因此区间10b的长度支配天线元件10的入射/辐射性能。还有，在与接地线路15的连接点，电压实质上为0，阻抗为短路状态，因此通过调节与接地线路15的连接点的位置，能够调节天线元件10的阻抗。 
如图4所示，从变频天线电路1的馈电点A侧看到的VSWR特性，在多个频率下出现共振。由频率调节机构30的第一电感元件L1和可变电容电路Cv构成的并联电路的共振频率f2r，比天线元件10的共振频率f1r低，由可变电容电路Cv和第二电感元件L2构成的串联共振电路的共振频率f3r，比天线元件10的共振频率f1r高，并且使共振频率f2r、f3r在低频带不发生，如此来设定可变电容电路Cv的电容，以及第一和第二电感元件L1、L2的电感。 
若以可变电容电路Cv使电容变化，则共振频率f2r、f3r变化。若上述电容变大，则共振频率f2r、f3r向低频侧移动(f2r→f2’r，f3r→f3’r)，若相反变小，则向高频侧移动(f2’r→f2r，f3’r→f3r)。随之而来的是，天线元件10的共振频率f1r也向低频侧(f1r→f1’r)或高频侧(f1’r→f1r)移动。 
虽然只由上述并联电路和串联电路的一方也能够使天线元件10的共振频率f1r变化，但只通过串联电路时，可变电容电路Cv的电容可变范围内的共振频率变化量微弱，难以进行预期的频带下的调谐。另外只通过并 联电路时，共振频率的变化量大，难以高精度地控制天线元件10的共振频率f1r。 
图5和图6表示条件不同的的天线的VSWR特性。实线所示的曲线st0，表示仅由天线元件10构成的结构A(从图3所示的变频天线电路1中除去了频率调节机构30和耦合机构20的结构)的VSWR特性。虚线所示的曲线st1，表示由天线元件10和耦合机构20构成的结构B(从变频天线电路1中除去了频率调节机构30的结构)的VSWR特性。点划线所示的曲线st2，表示由天线元件10和耦合机构20构成、且耦合机构20经由电感元件L2接地的结构C的VSWR特性。在图6中，由点划线所示的曲线st3，示出结构D的VSWR特性，该结构D除了将频率调节机构30内的可变电容电路Cv置换成具有固定的电容值的电容元件以外、与图3所示的变频天线电路1结构相同。以结构A的共振频率fst0为900MHz的情况为例，进行以下说明。还有，根据天线的结构等，共振频率的变化量有所改变，但共振频率的变化的倾向本体不变。 
在结构B中，具有在由介电体构成的支承体上所形成的耦合电极的耦合机构20，以与天线元件10为规定的间隔被配置，因此通过耦合电极，数pF以下的耦合电容产生，另外通过配置在天线元件10的邻域的介电体，共振频率向低频侧移动(fst0→fst1)。共振频率的变化量虽然也根据耦合电容而有所不同，但为50～300MHz左右。如果耦合电容小，则共振频率的变化量小；如果耦合电容大，则共振频率的变化量大。还有，即使在耦合机构20和接地电极之间串联连接数pF的电容元件以替代可变电容电路Cv，共振频率fst1也没有变化。 
在结构C中，通过由耦合电容和电感元件L2构成的串联电路，又一个共振α出现。天线元件10的共振频率fst2受共振α影响，相比结构B向高频侧移动。还有，电感元件L2的电感设定在数nH～50nH左右，但电感越小，共振α越在高频侧出现(图5中由“L小”表示)，电感越大越在低频侧出现(图5中由“L大”表示)。在此只考虑耦合电容，但在本发明中，因为可变电容电路Cv与电感元件L2串联连接，所以为了得到共振α，作为耦合机构20使用电容元件理所当然，但也可以使用电感元件或连接线路。 
在结构D中，除了共振α以外，由于电容元件和与之并联连接的电感元件L1导致再一个共振β出现。天线元件10的共振频率fst3也受共振β影响，相比结构C进一步向低频侧移动。 
在本发明中，将与天线元件10耦合的耦合机构20，经由作为并联电路和串联电路的组合的频率调节机构30接地。通过使可变电容电路Cv的电容变化，利用并联电路和串联电路形成的2个共振，将天线元件的共振频率调节到预期的频率。 
作为可变电容电路Cv，能够使用SPnT(单极n投)开关和电容元件的组合、可变电容二极管(压控变容器、变容二极管)、数字可变电容元件、MEMS(Micro-Electromechanical Systems：微电子机械系统)等。作为SPnT开关，可以单独使用GaAs开关或CMOS开关，也可以使用一个或多个PIN二极管。 
可变电容二极管和作为数字可变电容元件等的开关使用的晶体管等的半导体，因为功率持久性低，基于电容的非线性的失真变大，所以因信号失真而发生的高次谐波成分从天线元件被辐射等，在处理大功率的高频时存在问题，但在本发明的变频天线电路1中，因为可变电容电路Cv经由耦合机构20与天线元件10连接，所以不会向半导体接入大功率的高频信号，能够抑制信号失真。 
以作为可变电容电路Cv使用数字可变电容电路的情况为例，以下详细说明频率调节机构30的基本操作。图7表示使用数字可变电容电路的频率调节机构的等效电路。该数字可变电容电路，可以与例如特开2008-166877号所公开的相同。可变电容电路Cv具有：在端子T1和端子T2之间并联连接的电容元件C1～Cn；在端子T2和电容元件C1～Cn-1之间串联连接的开关电路SW1～SWn-1，各电容元件C1～Cn-1与各开关电路SW1～SWn-1构成电容单元CU1～CUn-1。各开关电路SW1～SWn-1能够由MOS-FET构成。图8表示各电容单元的一例。各电容单元CU1～CUn-1，由电容元件和多段连接的MOS-FET的漏极-源极间的串联电路构成。因为在靠近接地电极GND的一侧配置FET而使功率持久性优异，所以在图示的例子中，使端子T1成为耦合机构20侧，使端子T2成为接地电极GND侧，如此来连接可变电容电路子Cv，但也可以使反过来连接。 
在各电容单元CU1～CUn-1中，向多段连接的FET的栅端子的电压供给由共通信号线61～6n-1进行，用于对FET进行ON/OFF控制的数据位，由控制电路205提供到各共通信号线61～6n-1的输入端口P1～Pn-1。 
在端子T1和端子T2之间，电容元件Cn与电容单元CU1～CUn-1并联连接，但优选各电容单元CU1～CUn-1中的电容元件C1～Cn-1的电容值，对应于各数据位而作为二进制加权电容阵列构成。例如电容单元以CU1到CUn-1的顺序而与低位位到高位位对应时，如果电容单元CU1的电容元件C1的电容值为e pF，则电容单元CU2的电容元件C2的电容值为21×e pF，电容单元CU3的电容元件C3的电容值为22×e pF，电容单元CUn-2的电容元件Cn-2的电容值为2n-3×e pF，电容单元CUn-1的电容元件Cn-1的电容值为2n-2×e pF。因此，例如可变电容电路Cv整体的电容值在n＝6时，如果用于对FET进行ON/OFF控制的数据位是“00000”，则成为电容元件C6的电容值；如果数据位是“11111”，则成为电容元件C6和电容元件C1～C5的合成电容。在该例中，因为电容调节分解能为5-bit，所以能够以32个阶跃(也称为state)调节电容值。 
可变电容电路Cv的电容值C(合成电容)从Cmin(对应“00000”的位串)至Cmax(对应“11111”的位串)直线状变化。例如在基本频带使共振频率可变时，以作为可变电容范围的中心值的大致(Cmax-Cmin)/2的电容值，大致对应基本频带的中心频率的频率f1进行共振，如此来设定电感元件L1、L2等的变频天线电路的电路常数。当然，根据位数，电容的阶跃数和可变范围不同，共振频率的变化幅度也不同。 
图9和图10表示作为可变电容电路Cv使用了SPnT(单极n投)开关和电容元件的频率调节机构的一例。在图9中使用了SP3T开关，在图10中使用了SP2T开关。将开关的共通端口P1侧作为端子T1侧(耦合电极20侧)，单独端口P2、P3、P4侧作为端子T2侧(接地侧)，单独端口P2、P3、P4分别与电容值不同的电容元件C1、C2、C3串联连接。通过开关的切换，连接的路径改变，因此可选择与之对应的电容值，共振频率发生变化。 
在图9的可变电容电路Cv中，电感元件L1和电容元件Cp1的串联电路被并联连接，在端子T1侧与并联电路串联地连接有电感元件L3。另 外在图10的可变电容电路Cv中，在端子T1侧与并联电路串联地连接有电感元件L 3和电容元件Cse1，在电感元件L3和电容元件Cse1的连接点，并联地连接有电感元件L1。电容元件Cp1、Cse1是DC切换电容器(DC cutcapacitor)，实现开关操作的稳定化。电感元件L3以对电感进行微调的目的而设置。即使图9和图10所示的可变电容电路Cv对开关电路SW的连接方向反转(使开关电路SW为端子T2侧，电容元件为端子T1侧)，也能够得到同样的可变电容功能，并且不需要DC切换电容器Cp1、Cse1。 
图11表示使用了可变电容二极管的可变电容电路Cv的一例。在端子T1侧经由DC切换电容器Cc而连接有可变电容二极管Dv的阴极侧。若向可变电容二极管Dv外加逆偏压，内部的耗尽层的宽度变化，静电电容连续地变化。如果外加于可变电容二极管Dv的阴极侧的逆向电压变大，则静电电容减少，因此根据能够外加于可变电容二极管的电压的变化幅度，而能够改变共振频率。还有使用可变电容二极管时，需要用于使逆偏压任意变化的偏压供给电路。 
若向可变电容二极管Dv输入大的电压振幅，则由于该电压振幅，在正向也施加偏压，应该逆向操作时也进行正向操作，而且即使电容的变化量存在也会很少。作为其对策，若以阴极为共通端子并再追加一个可变电容二极管，则能够防止大的振幅的控制电压进入正向。 
天线元件的共振频率会由于人体等的干扰的影响而有所偏移。若共振频率的偏移发生，则阻抗的匹配状态变化，但根据本发明的变频天线电路，能够容易地调节天线元件的共振频率。图12表示使用了变频天线电路的反馈电路的一例。其具有如下：检测传输信号的反射波的定向耦合器35；检波电路Di；比较外部基准信号与来自检波电路Di的检波信号，检测信号电平的信号电平检测器33；基于检测结果而使可变电容电路的电容值变化，如果反射波变大，则修正共振频率的偏移的控制电路32。还有耦合机构等没有图示。该反馈电路进行基于接收信号的强度变化的反馈。 
以下，详细地说明将使用了数字可变电容电路的变频天线电路用于具有824～849MHz的传输频带和869～894MHz的接收频带的无线通信装置的例子。因为人体能够视为低介电常数的介电体，所以使用状态(接近人体)的天线元件的共振频率相比自由状态(不受人体的影响)时，向低频 率侧移动。图13表示自由状态和实际使用状态下的VSWR特性。频率调节机构30的可变电容电路其编程方式为，具有在自由状态下在传输频带(例如836.5MHz的中间频率)和接收频带(例如881.5MHz的中间频率)而VSWR达到最佳的合成电容。如果由干扰造成的频率的偏移比较小，则在传输频带和接收频带能够维持规定的水平以下的VSWR。 
人体对VSWR特性的影响，显现为10～30MHz左右的共振频率的偏移。该共振频率的偏移在传输频带和接收频带差异不大，是同程度，所以能够将传输频带和接收频带的无论哪一方的控制结果用于另一方的频带的控制。 
由检测的信号电平求得的反射波的大小超过在规定的期间所予先设定的阈值时，进行共振频率的反馈控制。使数字可变电容电路的合成电容变大(或变小)，如此通过控制电路使数字可变电容电路的阶跃(State)改变一级(一段)。反射波与阈值有很大差异时，也可以使变化的阶跃为2级以上。通过将新检测的信号电平与在此之前检测的信号电平(例如保存在存储器等之中)进行比较，判定反射波的增加或减少，根据判定结果使数字可变电容电路的合成电容增减。 
继续反馈控制直至反射波比阈值小，在比阈值小的阶跃结束反馈控制。还有，在反射波不比阈值小、以及反之增加时，结束反馈控制，同时基于检测的信号电平使反射波成为最小的阶跃(State)而控制数字可变电容电路即可。 
[2]天线部件 
图3所示的天线元件10由相对于接地电极GND而水平延长的线路构成，但优选如图14所示这样设置折返部而使之小型化。折返部也可以有多个。图14所示的天线元件10具有：馈电点A和折叠点B之间的区间10a、折叠点B和折叠点C之间的区间10b、折叠点C和折叠点D之间的区间10c、折叠点D和开放端E之间的区间10d，区间10c是折返部，区间10d在与区间10b的反方延长。从馈电点A至开放端E的长度，是与图3所示的天线元件10相同而实质上对应于低频率范围内的共振频率f1r的长度，因此图14所示的天线元件10以串联共振模态工作。具有折返部的天线元件10，因为具有比图3的情况复杂的共振电流分布，所以能够很短。 另外如果使馈电点A至折叠点C的长度为实质上对应于高频率范围内的共振频率的波长λ2的约1/4，则成为以串联共振模态工作的复共振天线，能够容易地实现多频带化。 
如图15所示，天线元件10也可以具有天线元件12，其从馈电点A和折叠点B之间的区间10a中的分歧点D延长。天线元件12由馈电点A与分歧点D之间的区间12a、和分歧点D与开放端E之间的区间12b构成。天线元件12的区间12a与天线元件10的区间10a的一部分共通通用，区间12b在与天线元件10的区间10b相同的方向平行地延长。如果使天线元件10具有低频带的共振频率，使天线元件12具有高频带的共振频率，则成为复共振天线。 
就天线元件10而言，能够通过如下等公知的方法而形成，即对于玻璃纤维强化环氧树脂基板等的刚性基板，和由聚酰亚胺、聚醚酰亚胺、聚酰胺酰亚胺等的聚酰亚胺类，尼龙等的聚酰胺类，聚对苯二甲酸乙二醇酯等的聚酯类等构成的挠性基板等的所谓印刷基板，进行蚀刻和光刻等。另外也可以运用印刷法和蚀刻法等的公知的方法，在由氧化铝等的介电体陶瓷构成的基板上，以Au、Ag、Cu等的低电阻导电体形成。形成于可变形的挠性基板上的天线元件，能够高效率地配置在框体内有限的空间中。 
图16表示在基板上形成天线元件和耦合机构的例子。例如，对于玻璃纤维强化环氧树脂基板上的铜箔进行蚀刻处理，形成天线元件10、耦合机构20的电极图案、接地电极GND、连接线路21、22等。在基板的背面不形成接地电极GND。根据此方法，不仅能够容易并高精度地形成各电极图案，而且也能够成为面对外力等的影响坚固的天线部件。另外仅搭载构成频率调节机构30的部件，就能够容易地制作变频天线电路。 
也可以天线元件通过由Cu和磷青铜构成的导体薄板被构成。导体薄板其本身容易加工，并且具有面对外力不容易变形的特性，因此不用借助支承体就能够将天线元件形成为自由的形状。若通过注射成形而在液晶聚合物等的工程塑料上使导体薄板一体化，则会成为在外力下更加难以变形的天线部件。 
图17表示在表面形成有由铜箔构成的接地电极GND、连接线路21、22等的玻璃纤维强化环氧树脂基板上，立设有由磷青铜等的导体薄板形成 的天线元件的例子。天线元件10的开放端部被固定在配置于基板上的由介电体芯片构成的支承体27上。在支承体27的表面，作为与天线元件10电磁耦合的耦合机构20而形成有L字状的电极图案。耦合机构20经由在基板上所形成的连接线路21、22和频率调节机构30而与接地电极GND连接。一般越使天线元件远离接地电极，而放射增益越提高。因此，若提高天线元件10，则不仅能够使天线部件以3维方式构成，而且能够以小的形成面积确保天线元件与接地电极的间隔。 
如图18所示，也可以在大的介电体芯片27上，与耦合机构20和连接线路21一起，形成第一天线元件10和比第一天线元件10短的第二天线元件12。 
图19和图20表示使在追加的支承体29上所形成的耦合机构20接近天线元件10配置而成的天线部件的另一示例。在图20所示的天线部件中，在具有U字状截面的支承体29的凹部空间配置耦合机构20。支承体29的材料可以是聚碳酸酯等。 
另外，可以将天线元件和其他的部件设于不同的基板上，也可以将形成于陶瓷衬底的天线元件装配在印刷基板上。另外也可以由磷青铜等的导体薄板形成天线元件10的一部分，由印刷基板上的电极图案形成其他部分。此外为了调节与耦合机构20的电磁耦合，可以使天线元件10之中与耦合机构20相对的部分的形状(宽度和厚度)与其他的部分不同。以既能够充分地确保频率可变范围，又能够得到天线元件10和耦合机构20的最佳的耦合的方式，调节支承体的材料、耦合机构20的形状、尺寸、与天线元件10之间隔等。 
如上述，耦合机构20可以与天线元件10一起直接形成于基板上，也可以在形成于支承体上之后再搭载在基板上。虽然也可以使由具有刚性的导体(金属)薄板形成的耦合机构20与天线元件10组合，但因为难以高精度地配置与天线元件10的间隔，所以优选形成于支承体27上。形成于支承体27上的耦合机构20即使受到外力也不会变形，因此与天线元件10的间隔不会发生变化，另外容易相对于天线元件10以规定的间隔定位。与天线元件10接近配置的耦合机构20的支承体27发挥波长缩短效果，缩短天线元件10的线路长度。 
优选由在支承体27的表面所形成的电极图案形成耦合机构20。优选电极图案的材质为Cu、Ag、Au或含有这些的合金。优选支承体27由氧化铝、Al-Si-Sr系陶瓷、Mg-Ca-Ti系陶瓷、Ca-Si-Bi系陶瓷等的介电体陶瓷，或Ni-Zn铁氧体、Ni-Cu-Zn铁氧体等的软磁性体陶瓷构成。玻璃纤维强化环氧树脂也可以使用。因为在高频率范围使用，所以优选支承体27高频特性优异。如果是介电体陶瓷，则优选具有优异的在高频下的介电性能(例如很小的介电损失等)。相对介电常数过大，则介电损失大，反之若过小，则不能充分获得波长缩短效果，因此优选形成支承体27的介电材料具有5～30的相对介电常数。关于形成支承体27的材料的温度特性，使之符合用于共振电路的电抗元件的特性加以决定即可。 
图21～图24表示形成于支承体27的耦合机构20的例子。在各支承体27上，形成有被钎焊在天线元件10上的连接电极图案42。与天线元件10电连接的电极图案42也可以作为延长电极发挥功能。天线元件10和耦合机构20的耦合，由形成于支承体27的电极图案42和耦合机构20的间隔决定。将支承体27接合于天线元件10时不需要电极图案42，但支承体27对于天线元件10的定位困难。当然作为对基板的装配端子电极，将电极图案42形成于支承体27的下面也可。 
在图21所示的例子中，形成耦合机构20的带状的电极图案被形成于支承体27的侧面，在同一侧面上，连接线路21由与耦合机构20的电极图案为一体的电极图案形成，成为L字状的电极图案。在图22～图24所示的例子中，在支承体27的上表面与电极图案42一起形成有构成耦合机构20的带状的电极图案，且与侧面所形成的连接线路21连接。连接线路21可以为直线状，但也可以如图23所示这样为L字状，以及如图24所示这样为曲折状。如果使连接线路21具备与耦合机构20的电极图案大致平行的线路部分，则基本频带下的平均增益提高，因此优选。图示的耦合机构20的电极图案虽然是一定宽度的带状电极，但并不是限定的，例如像锥形的电极这样，能够根据期望的电磁的耦合适宜选择。 
若耦合机构20与接地电极之间的距离长，则频率调节机构30的电容变化带来的天线元件10的共振频率的可变范围显著狭窄。因此，优选将频率调节机构30配置在天线元件10的邻域，并且以短距离(例如应该调 节频带的1/4波长以下)接地。 
[3]无线通信装置 
图25表示具备本发明的变频天线电路(天线部件)1、且对应多个通信系统的无线通信装置的电路的一例。变频天线电路1如图29所示，能够在低频带和高频带得到期望的VSWR特性，在低频带使共振频率可变。多个通信系统之中，例如能够将GSM(注册商标)850/900等用于低频带，将DCS、PCS、UMTS等用于高频带。 
图示的无线通信装置，对应GSM(注册商标)850/900频段(824～960MHz)、UMTS频段(Band1：1920～2170MHz，Band5：824～894MHz)这4个通信系统。在本例中，变频天线电路1与单极4投的开关电路SW连接。开关电路SW，例如是以FET开关为主要的构成要素的电气开关，通过外加于栅极的控制电压来改变连接状态。就开关电路SW而言，设置在变频天线电路1与CDMA方式的第一通信系统(UMTS Band 5)用的作为收发前端的高频增幅器PA和低噪声放大器LNA、CDMA方式的第二通信系统(UMTS Band 1)用的作为收发前端的高频增幅器PA和低噪声放大器LNA、TDMA方式的第一通信系统(GSM900)用的作为收发前端的高频增幅器PA和低噪声放大器LNA、TDMA方式的第二通信系统(GSM850)用的作为收发前端的高频增幅器PA和低噪声放大器LNA之间，进行各通信系统的收发信号的切换。 
高频增幅器PA和低噪声放大器LNA之中的至少低噪声放大器LNA被内置在RFIC(射频集成电路Radio-Frequency Integrated Circuit)中。RFIC是能够与频率合成器(未图示)等一起将来自基本频带部BBIC的信号转换成传输频率、且将接收信号转换成能够由基本频带部BBIC处理的频率的IC。在图示的构成中，CDMA方式的第一通信系统(UMTS Band 5)用的低噪声放大器LNA与TDMA方式的第二通信系统(GSM850)用的低噪声放大器LNA被通用化。 
在各信号路径中配置有：低通滤波器、带通滤波器等的滤波器；和将通过波段不同的滤波器并联连接而成的双工器。在本例中，作为带通滤波器和双工器，使用不平衡输出-平衡输出型的SAW滤波器和BAW滤波器或BPAW滤波器，在平衡输出端子间配置阻抗调节用的电感元件L。作 为匹配用的其他的结构，可以将电容元件配置在平衡输出端子间，也可以将电抗元件配置在各平衡输出端子和地线之间。 
无线通信装置，通过频率合成器，由来自逻辑电路部(未图示)所包含的中央演算电路的控制信号生成局部振荡频率信号，以由此确定的频率进行收发。变频天线电路1内的可变电容电路，其控制方式为，通过图12所示的控制电路32发出的所述控制信号，在各通信系统的低频带下的传输频带和接收频带达成合适的VSWR。 
通过以下的实施例更详细地说明本发明，但本发明并不受其限定。 
实施例1 
图26表示本发明的频率可变天线部件的一例(对应低频带和高频带)，图27和图28表示其外观。图中，频率调节机构30向可变电容电路Cv的电源路径省略。 
变频天线电路1形成于天线用基板80，天线用基板80与形成有供电电路200的主电路基板(未图示)分离，天线用基板80和主电路基板的连接通过同轴电缆进行。作为其他的连接方法，例如利用设于主电路基板的接地的板簧端子进行的按压连接(称为C-clip)。这种情况下，天线用基板的连接部仅是连接用电极端子。 
由Cu构成的导体薄板所形成的天线元件10，由如下构成：低频带用的第一天线元件10(由区间10a、10b、10c和10d构成。)；从第一天线元件10分歧的辅助线路25；一部分与第一天线元件10相对，比第一天线元件10短的高频带用的第二天线元件12。从第一天线元件10分歧的辅助线路25与第一天线元件10一起有助于低频带的高频信号的接收辐射。因此，也可以将辅助线路25看做第一天线元件10的一部分。 
天线元件整体由多重折返的厚0.2mm和宽1～1.5mm的一体的带状导体构成，通过第一天线元件10和第二天线元件12，构成以低频带和高频带内的频率共振的倒F天线。天线元件立设于天线基板(铜包覆在两面的玻璃纤维强化环氧基板)80的两面。第一天线元件10的一部分、第二天线元件12和辅助线路25位于天线基板80的第一主面上，第一天线元件10折曲，区间10c延长至相反侧的第二主面，由此区间10d在与区间10b平行且反方向朝向馈电点A延长。 
第一天线元件10具有多个区间，但第二主面上的区间10d与第一主面上的第二天线元件12的区间12b经由天线基板80相对向。在第二天线元件12的区间12b的一部之下，配置有在表面形成有电极图案的介电体芯片18。介电体芯片18延伸直至区间10b和区间10d的附近，因此在区间10b和区间12b之间、以及区间10d和区间12b之间，存在比其他的部分更强的电磁性的耦合。另外，因为形成于介电体芯片18的表面的电极图案与第二天线元件12连接，所以第二天线元件12借助波长缩短效果使其线路长度缩短。如果根据高频带下的共振频率的波长来调节与第二天线元件12的区间12b平行延长的第一天线元件10的区间10b的长度，则能够扩展在高频带下取得预期的VSWR的波段。 
在天线用基板80上，除了天线元件以外，还装配有如下：与辅助线路25电磁耦合的耦合机构20被形成于表面的支承体27；构成与耦合机构20连接的频率调节机构30的数字可变电容电路素子Cv；第一和第二电感元件L1、L2；调节第一天线元件10和第二天线元件12的电磁耦合的介电体芯片18；匹配用的电感元件Lp和电容元件Cp。当然，也可以将天线用基板80的同一面上所配置的匹配用的电感元件Lp和电容元件Cp、以及频率调节机构30的至少一部分设置于背面。 
在本例中，耦合机构20由Ag的电极图案构成，该Ag的电极图案形成于由介电体陶瓷构成的支承体27的表面。在支承体27上形成有用于与辅助线路25钎焊的电极图案。在天线元件上设有多个电极延长部，天线元件由电极延长部被固定在天线用基板80上，再以辅助线路25与支承体27的上表面上的电极图案连接。从电极延长部朝向天线用基板80侧没有电磁波辐射。介电体芯片18和支承体27，使用了相对介电常数为10的介电体陶瓷。 
在本例中，第一主面上的第一天线元件10的区间10b长度约25mm，辅助线路25长度约15mm，第二主面上的第一天线元件10的区间10d长度约20mm，第二天线元件12的区间12b长度约20mm。据此构成，天线部件收纳到由天线用基板80决定的45mm×8mm的平面尺寸内，厚度在5mm以下。 
就数字可变电容电路素子Cv而言，具有第一电容元件C6(1.50pF) 和电容单元CU1、CU2、CU3、CU4、CU5的电容元件C1(0.15pF)、C2(0.30pF)、C3(0.60pF)、C4(1.20pF)、C5(2.40pF)，因此电容可变范围为1.50～6.15pF。另外第一电感元件L1的电感为15nH，第二电感元件L2的电感为18nH，匹配用电感元件Lp的电感为3.9nH，匹配用电容元件Cp的电容值为1pF。 
对于该天线部件，由频率调节机构30使低频带下共振频率f1r变化，由此评价VSWR的频率特性。表1示出使控制数据变化时的共振频率的变化。表中“-”表示共振频率比测定频率低。另外图29表示，根据提供给数字可变电容电路素子Cv的控制数据，天线的共振频率发生变化的VSWR特性。图29所示的控制数据为“00000”、“01000”和“11111”。 
表1 
注：(1)VSWR为3以下的频率范围 
由表1和图29可知，通过使控制数据从“00000”向“11111”变化，既能够维持VSWR为3以下的特性，又能够使天线的共振频率在低频带之间移动。根据本实施例，能够在大范围使天线的共振频率变化，得到可以对应大范围的频带的多频带对应的天线。 
实施例2 
图30表示实施例2的变频天线电路的构成，图31和图32表示其外观。该变频天线电路之中与实施例1共有的部分的说明省略。 
天线元件的构成中，作为第一天线元件，除了添加区间10f以外，与 实施例1的大体相同。因为在移动电话的框体内的有限空间内不能充分增长天线元件，所以以区间10f对主模的共振频率进行微调，由此使共振频率达到预期频率。因为距接地电极保持距离的一方优选辐射增益提高，所以使区间10a距天线用基板80的主面为大约4.5mm的高度。 
第一天线元件10的区间10b的宽领域面，与天线用基板80的主面平行地朝开放端F的方向延伸，在区间10b和区间10a的接合点(折叠点B)，第一天线元件10折曲，区间10a垂直延伸。天线用基板80为纵12mm×横52mm×厚0.6mm的大致矩形，区间10b沿其长边配置。区间10b的长度约30mm。在区间10b的下部，第二天线元件12大体平行地在同方向延伸。第二天线元件12的区间12b的长度约25mm。 
第一天线元件10的区间10e(辅助线路25)是没有超过天线用基板80的长度方向端部的长度，以与区间10b相同的高度和方向延伸至开放端F。区间10c通过设于天线用基板80的切口，垂直地延伸至反对面。区间10c的端部被分为2个区间10d、10f。 
区间10f与天线用基板80的背面大体平行，并且在与区间10e相同的方向上延长，长度是其一半左右。作为基频的调节用而发挥功能的区间10f的长度，根据需要可以设定为从0mm至相当程度。区间10d与天线用基板80的背面大体平行且在朝向馈电点A而与区间10b相同的方向上延伸，其长度约20mm。 
在天线用基板80上，按照与第一天线元件10的区间10b、和第二天线元件12的区间12b抵接的方式装配有介电体芯片(支承体)27。据此构成，第一天线元件10的区间10b和第二天线元件12的区间12b之间的耦合强固，能够进行高频带下的共振频率的调节和宽带化。优选介电体芯片27的搭载位置在馈电点A的附近，馈电点A侧的侧面和馈电点A的距离为4mm。 
介电体芯片27为纵3mm×横6mm×高4mm，大致在其上表面全体形成有电极图案42，被钎焊于第一天线元件10的区间10b。构成耦合机构20的长5mm×幅1mm的带状的电极图案被形成于介电体芯片27的侧面(与第二天线元件12的抵接面的相反侧)。电极图案的长边处于距底面3.5mm的位置，与电极图案22在规定的间隔下被直流绝缘。耦合机构20 的电极图案，经由同一面上的连接线路21，与设于天线用基板80的频率调节机构30连接。 
频率调节机构30实质上具有图10所示的等效电路，由可变电容电路Cv、电感元件L1～L3构成，且该可变电容电路Cv由SP2T的FET开关SW和电容元件C1、C2所构成。各电感元件L1、L2的常数为L1＝15nH和L2＝12nH，L3不用电感元件而是跳线连接。另外电容元件C1、C2的电容为C1＝1pF、C2＝6pF。如此，能够得到纵12mm×横52mm×高6mm的多频天线。 
实施例3 
图33表示耦合机构20的位置不同的天线部件的一例。耦合机构20与第一天线元件10的区间10e电磁耦合，因此频率调节机构30从馈电点A隔离。按照与第一天线元件10的区间10b和第二天线元件12的区间12b接触的方式配置有其他介电体芯片115。天线元件和频率调节机构30的构成等与实施例2相同，因此省略其说明。 
图34表示，在实施例2和3中构成频率调节机构30的可变电容电路Cv的开关SW的连接路径改变时的平均增益的共振频率依存性。各实施例的天线部件，若均将图10所示的开关SW的连接从端口P1-P2间(C1连接)切换至P1-P3间(C2连接)，则平均增益的峰值位置向低频侧移动。在图6中，如果C2＞C1则向低频侧变化。虽未图示，但在低频带下共振频率f1r变化，VSWR的峰值位置也同样变化，但高频带的共振频率大体上不发生变化，平均增益也不随连接路径变化。还有，实施例2的天线部件能够得到比实施例3的天线部件高0.5dB以上的增益。 

Claims (21)

1.一种变频天线电路，其具备：第一天线元件，其具有作为馈电点的一端和作为开放端的另一端；频率调节机构，其经由耦合机构被耦合于所述第一天线元件，其特征在于，
所述耦合机构经由所述频率调节机构被接地，
所述频率调节机构具备：并联共振电路，其包括可变电容电路和第一电感元件；第二电感元件，其与所述并联共振电路串联地连接。
2.根据权利要求1所述的变频天线电路，其特征在于，
所述耦合机构是连接线路、电容元件、电感元件、与所述第一天线元件电磁耦合的电极中的任意一种。
3.根据权利要求1所述的变频天线电路，其特征在于，
还具有控制电路，该控制电路使所述可变电容电路的电容值变化。
4.根据权利要求3所述的变频天线电路，其特征在于，
还具有检测机构，该检测机构对第一天线元件的共振频率的变化进行检测，所述控制电路将基于所述检测机构的输出而使电容值变化的控制信号输出到所述可变电容电路。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的变频天线电路，其特征在于，
还具有第二天线元件，该第二天线元件与所述第一天线元件是一体的、且共有所述馈电点、并比所述第一天线元件短，通过所述第一天线元件的共振和所述第二天线元件的共振的复共振而得以多频带化。
6.根据权利要求5所述的变频天线电路，其特征在于，
所述第一天线元件和所述第二天线元件共有从所述馈电点起的路径的一部分。
7.一种天线部件，其构成如下变频天线电路，该变频天线电路具备带状的第一天线元件、和经由耦合机构被耦合于所述第一天线元件的频率调节机构，且所述耦合机构经由所述频率调节机构被接地，所述频率调节机构具有：包括可变电容电路和第一电感元件的并联共振电路；与所述并联共振电路串联地连接的第二电感元件，其特征在于，
所述第一天线元件具有作为馈电点和一端和作为开放端的另一端，所述第一天线元件的一部分与所述耦合机构电磁耦合。
8.根据权利要求7所述的天线部件，其特征在于，
还具有带状的第二天线元件，该第二天线元件共有所述馈电点、且比所述第一天线元件短，并且，通过所述第一天线元件的共振和所述第二天线元件的共振的复共振而使所述变频天线电路多频带化。
9.根据权利要求8所述的天线部件，其特征在于，
所述第一天线元件的一部分以规定的间隔与所述第二天线元件相对向。
10.根据权利要求7所述的天线部件，其特征在于，
所述耦合机构具有：在由介电体或软磁性体构成的支承体上所形成的耦合电极。
11.根据权利要求10所述的天线部件，其特征在于，
在所述支承体上，按照与所述耦合电极为规定的间隔的方式形成有连接电极，所述连接电极与所述第一天线元件连接。
12.根据权利要求11所述的天线部件，其特征在于，
所述天线元件和所述耦合机构被配置在与主电路基板分离的装配基板上。
13.根据权利要求12所述的天线部件，其特征在于，
所述可变电容电路被配置于所述装配基板上，且与所述耦合机构经由连接线路连接。
14.一种天线部件，其特征在于，
具备：天线元件，其设置在与主电路基板分离的装配基板；耦合机构，其按照与所述天线元件电磁耦合的方式设置在所述装配基板；频率调节机构，其按照与所述耦合机构连接的方式设置在装配基板，
所述耦合机构经由所述频率调节机构被接地，
所述频率调节机构具有：包括可变电容电路和第一电感元件的并联共振电路；与所述并联共振电路串联地连接的第二电感元件，
所述天线元件具有按照共有馈电点的方式被一体连接的带状的第一天线元件和第二天线元件，所述第二天线元件比所述第一天线元件短，
所述耦合机构具有耦合电极，该耦合电极在所述装配基板所安装的介电体芯片上形成，且与所述第一天线元件的一部分电磁耦合。
15.根据权利要求14所述的天线部件，其特征在于，
所述介电体芯片具有：连接所述耦合电极和所述频率调节机构的连接线路。
16.根据权利要求15所述的天线部件，其特征在于，
所述耦合电极是与第一天线元件大致平行延长的带状电极，所述连接线路的一部分与所述耦合电极大致平行地延长。
17.根据权利要求16所述的天线部件，其特征在于，
所述连接线路是曲折状线路。
18.根据权利要求14所述的天线部件，其特征在于，
所述第一天线元件具有折返部。
19.根据权利要求18所述的天线部件，其特征在于，
从所述第一天线元件与所述折返部之间的折叠点起辅助线路延长，所述介电体芯片与所述辅助线路的一部分接触。
20.一种无线通信装置，其特征在于，
使用权利要求1所述的变频天线电路。
21.一种无线通信装置，其特征在于，
使用权利要求7～19中任一项所述的天线部件。
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