JP5499877B2

JP5499877B2 - 電力用半導体装置

Info

Publication number: JP5499877B2
Application number: JP2010099788A
Authority: JP
Inventors: 元紀今西; 憲治堺; 良和田中
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-04-23
Filing date: 2010-04-23
Publication date: 2014-05-21
Anticipated expiration: 2030-04-23
Also published as: DE102011007220A1; US8724357B2; DE102011007220B4; US20110260707A1; JP2011234430A

Description

本発明は、トーテムポール接続されたハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子を駆動する駆動回路を備える電力用半導体装置に関し、特にブートストラップコンデンサを十分に充電することができ、かつ回路を簡略化及び小型化することができる電力用半導体装置に関する。

ハイサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路には、主電源より高い駆動電圧が必要である。そこで、ローサイド駆動電源からブートストラップコンデンサに充電して、この駆動電圧を得ることが知られている。ただし、ハイサイドスイッチング素子がＯＮ状態の場合、ブートストラップコンデンサの一端の電位が高くなり、ブートストラップコンデンサの他端に充電できない。従って、ハイサイドスイッチング素子がＯＮ状態を継続すると、ブートストラップコンデンサを十分に充電できないという問題があった。

この問題を解決するため、ブートストラップコンデンサのリフレッシュ回路を設けた電力用半導体装置が提案されている（例えば、特許文献１の図２参照）。このリフレッシュ回路は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を切り替えることで、ハイサイドスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態に依らずにブートストラップコンデンサの一端の電位をＧＮＤにして、充電経路を確保する。

特表２００７−５２０１９０号公報

特許文献１のリフレッシュ回路のスイッチＳＷ１，ＳＷ２は高耐圧素子でなければならない。また、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を駆動する信号は、低圧側から高圧側へ、及び高圧側から低圧側へ伝達する必要がある。即ち、レベルシフト及び逆レベルシフトを用いる必要がある。よって、回路が複雑になり、かつ大きくなるという問題があった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、ブートストラップコンデンサを十分に充電することができ、かつ回路を簡略化及び小型化することができる電力用半導体装置を得るものである。

本発明は、高圧側電位と低圧側電位との間に高圧側から順にトーテムポール接続されたハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子と、前記ハイサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路と、前記ローサイドスイッチング素子を駆動するローサイド駆動回路と、一端が前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記ハイサイド駆動回路の電源端子に接続され、前記ハイサイド駆動回路に駆動電圧を供給するブートストラップコンデンサと、アノードが電源に接続され、カソードが前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続され、前記電源からの電流を前記ブートストラップコンデンサの前記他端に供給するブートストラップダイオードと、前記高圧側電位を基準電位とするフローティング電源と、前記ローサイド駆動回路が前記ローサイドスイッチング素子をＯＦＦにする場合に、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を供給するブートストラップ補償回路とを備え、前記ブートストラップ補償回路は、前記ローサイド駆動回路の前記ローサイドスイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ指令をモニターし、この指令がＯＦＦ指令の場合に、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を供給することを特徴とする電力用半導体装置である。

本発明により、ブートストラップコンデンサを十分に充電することができ、かつ回路を簡略化及び小型化することができる。

実施の形態１に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態１に係る電力用半導体装置の動作を示すタイミングチャートである。実施の形態２に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態３に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態４に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態５に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態６に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態７に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態７に係る電力用半導体装置の動作を示すタイミングチャートである。実施の形態８に係る電力用半導体装置を示す回路図である。比較例に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態８に係る電力用半導体装置の変形例を示す回路図である。

本発明の実施の形態に係る電力用半導体装置について図面を参照して説明する。同じ構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力用半導体装置を示す回路図である。主電源ＨＶの高圧側電位（６００Ｖ）と低圧側電位（０Ｖ）との間に、高圧側から順にハイサイドスイッチング素子Ｍ１及びローサイドスイッチング素子Ｍ２がトーテムポール接続されている。ハイサイドスイッチング素子Ｍ１及びローサイドスイッチング素子Ｍ２はＮ型半導体スイッチング素子である。ハイサイドスイッチング素子Ｍ１及びローサイドスイッチング素子Ｍ２に還流ダイオードＤｆ１，Ｄｆ２がそれぞれ逆並列接続されている。

駆動回路１０は、ハイサイドスイッチング素子Ｍ１を駆動するハイサイド駆動回路１０ａと、ローサイドスイッチング素子Ｍ２を駆動するローサイド駆動回路１０ｂとを有する。駆動回路１０のＶＢ端子はハイサイド駆動回路１０ａの電源端子である。ＶＣＣ端子はローサイド駆動回路１０ｂの電源端子であり、ローサイド駆動電源ＬＶに接続されている。ＧＮＤ端子はＧＮＤ（接地点）に接続されている。ＨＩＮ端子からハイサイド駆動回路１０ａを制御する信号が入力され、ＬＩＮ端子からローサイド駆動回路１０ｂを制御する信号が入力される。ＨＯ端子からハイサイド駆動回路１０ａのハイサイドスイッチング素子Ｍ１に対するＯＮ／ＯＦＦ指令が出力され、ＬＯ端子からローサイド駆動回路１０ｂのローサイドスイッチング素子Ｍ２に対するＯＮ／ＯＦＦ指令が出力される。ＶＳ端子は、ハイサイドスイッチング素子Ｍ１とローサイドスイッチング素子Ｍ２の接続点に接続されている。

ここで、ハイサイドスイッチング素子Ｍ１のエミッタ（ＶＳ端子）の電位（ＶＳ電位）は、ローサイドスイッチング素子Ｍ２のＯＮ／ＯＦＦ状態や、負荷に流れる電流の還流などによって、ＧＮＤ電位（０Ｖ）から主電源ＨＶの高圧側電位の間で変化する。このため、ハイサイド駆動回路１０ａは、ＶＳ電位を基準として動作し、ＧＮＤに対して電位的にフローティング構造である（絶縁されている）。このような構造はＰＮ接合分離構造やＳＯＩ（semiconductor-on-insulator）構造により実現される。

また、ハイサイドスイッチング素子Ｍ１を駆動するには、そのゲートにエミッタより高い電位を印加する必要がある。ハイサイドスイッチング素子Ｍ１がＯＮしている場合、エミッタ電位（ＶＳ電位）は主電源ＨＶの高圧側電位にほぼ等しくなる。従って、ハイサイドスイッチング素子Ｍ１をＯＮ状態に保ち続けるには、高圧側電位６００Ｖ＋ゲート駆動電圧１５Ｖ＝６１５Ｖをゲートに印加する必要がある。このため、ハイサイド駆動回路１０ａの動作電圧を主電源ＨＶの電位より高くする必要がある。

そこで、ブートストラップコンデンサＣｂｓとブートストラップダイオードＤｂｓを設けている。ブートストラップコンデンサＣｂｓの一端はＶＳ端子に接続され、他端はＶＢ端子に接続されている。ブートストラップコンデンサＣｂｓは、ＶＢ端子を介してハイサイド駆動回路１０ａに駆動電圧を供給する。ブートストラップダイオードＤｂｓのアノードが１５Ｖのローサイド駆動電源ＬＶに接続され、カソードがブートストラップコンデンサＣｂｓの他端に接続されている。ブートストラップダイオードＤｂｓは、ローサイド駆動電源ＬＶからの電流をブートストラップコンデンサＣｂｓの他端に供給して、ブートストラップコンデンサＣｂｓを充電する。この充電電圧をハイサイドスイッチング素子Ｍ１のエミッタ電位（ＶＳ電位）に加算することで、ハイサイド駆動回路１０ａの動作電圧を得ることができる。

さらに、本実施の形態では、フローティング電源ＦＶとブートストラップ補償回路１２が設けられている。１５Ｖのフローティング電源ＦＶは、主電源ＨＶの高圧側電位を基準電位とする。ブートストラップ補償回路１２のＨＶ端子は主電源ＨＶの高圧側に接続されている。ＨＶ１５端子はフローティング電源ＦＶの高圧側に接続され、その電位は６００Ｖ＋１５Ｖ＝６１５Ｖである。ブートストラップ補償回路１２の出力端子であるＨＶＯ端子はブートストラップコンデンサＣｂｓの他端に接続されている。

実施の形態１では、ブートストラップ補償回路１２の入力端子であるＨＶＣ端子は、駆動回路１０のハイサイドスイッチング素子Ｍ１とローサイドスイッチング素子Ｍ２の接続点（ＶＳ端子）に接続されている。これにより、ブートストラップ補償回路１２はＶＳ電位をモニターし、ＶＳ電位が所定値より大きい場合に、ブートストラップコンデンサＣｂｓの他端にフローティング電源ＦＶからの電流を供給する。

ブートストラップ補償回路１２内において、制御トランジスタＴｒ１はＰＭＯＳ（p-type Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであり、メイントランジスタＴｒ２は高耐圧のＨＶＰＭＯＳ（High Voltage p-type Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。制御トランジスタＴｒ１のゲートは、ＨＶ１５端子とＨＶ端子の間に直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続されている。制御トランジスタＴｒ１のドレインは抵抗Ｒ３を介してＨＶ端子に接続されている。

制御トランジスタＴｒ１は、ＨＶＣ端子の電位（本実施の形態ではＶＳ電位）に応じてＯＮ又はＯＦＦする。メイントランジスタＴｒ２は、制御トランジスタＴｒ１に制御されてＨＶＯ端子から電流を供給する。メイントランジスタＴｒ２が電流供給を行わない場合に制御トランジスタＴｒ１がＯＮする必要があるため、制御トランジスタＴｒ１のゲート電圧がツェナーダイオードＤ１，Ｄ２によりクランプされている。メイントランジスタＴｒ２に寄生ダイオードＤ３（高圧リサーフダイオード）が逆並列接続されている。

抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点の電位Ｖａは下記の式で表される。
Ｖａ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）×（ＨＶ１５−ＶＳ）＋ＶＳ
ここで、Ｒ１，Ｒ２は抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値、ＨＶ１５はＨＶ１５端子の電位（ＨＶ１５電位）、ＶＳはＶＳ端子の電位（ＶＳ電位）である。さらに、制御トランジスタＴｒ１のソース・ゲート間電圧ＶＧＳ１は下記の式で表される。
ＶＧＳ１＝ＨＶ１５−Ｖａ＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）×（ＨＶ１５−ＶＳ）
ここで、ＨＶ１５電位は６１５Ｖ、制御トランジスタＴｒ１の閾値電圧は１．０Ｖである。例えばＲ１を５００ｋΩ、Ｒ２を１ＭΩに設定すると、ＶＳ電位がＬＯＷ（０Ｖ）の場合にＶＧＳ１は２９．３Ｖとなり、制御トランジスタＴｒ１はＯＮする。一方、ＶＳ電位がＨＩＧＨ（６００Ｖ）の場合にＶＧＳ１は０．７１Ｖとなり、制御トランジスタＴｒ１はＯＦＦする。

このように、実施の形態１では、ＶＳ電位がＬＯＷの場合に制御トランジスタＴｒ１がＯＮし、ＶＳ電位がＨＩＧＨの場合に制御トランジスタＴｒ１がＯＦＦするように、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を設定する。ただし、ＨＶ１５端子とＨＶＣ端子の間に高電圧がかかるため、抵抗Ｒ１，Ｒ２として高耐圧抵抗を用いる。

図２は、実施の形態１に係る電力用半導体装置の動作を示すタイミングチャートである。図中で、ＶＳ電位はＶＳ端子の電位、ＶＧＳ１は制御トランジスタＴｒ１のソース・ゲート間電圧、ＶＧＳ２はメイントランジスタＴｒ２のソース・ゲート間電圧である。

ハイサイド駆動回路１０ａがハイサイドスイッチング素子Ｍ１をＯＦＦにし、ローサイド駆動回路１０ｂがローサイドスイッチング素子Ｍ２をＯＮにする場合に、ＶＳ電位はＧＮＤ電位になる。この場合には、ブートストラップダイオードＤｂｓは順バイアスされるため、ブートストラップダイオードＤｂｓの充電電流が流れる。一方、ブートストラップ補償回路１２の制御トランジスタＴｒ１がＯＮし、メイントランジスタＴｒ２はＯＦＦするため、ブートストラップ補償回路１２は充電電流を供給しない。

ここで、ＶＳ電位がＧＮＤ電位の場合に、ＨＶ１５端子とＶＳ端子の電位差が最高になる。この場合にメイントランジスタＴｒ２がＯＮすると消費電力が大きくなるため、メイントランジスタＴｒ２はＯＦＦしている必要がある。また、常に高電位の主電源ＨＶに接続されたＨＶ端子とＨＶＯ端子の間は高電圧がかかるため、メイントランジスタＴｒ２が電流を供給し続けると熱損失が増大し、メイントランジスタＴｒ２が熱破壊を生じてしまう場合もある。従って、ＶＳ電位がＧＮＤ電位の場合にメイントランジスタＴｒ２をＯＦＦにする。

また、ハイサイド駆動回路１０ａがハイサイドスイッチング素子Ｍ１をＯＮにし、ローサイド駆動回路１０ｂがローサイドスイッチング素子Ｍ２をＯＦＦにする場合に、ＶＳ電位はＨＶ電位まで上昇する。この場合には、ブートストラップダイオードＤｂｓは逆バイアスされるため、ブートストラップダイオードＤｂｓの充電電流は流れない。一方、ブートストラップ補償回路１２のＴｒ１はＯＦＦし、メイントランジスタＴｒ２はＯＮするため、ブートストラップ補償回路１２は、ブートストラップコンデンサＣｂｓの他端にフローティング電源ＦＶからの充電電流を供給する。

なお、負荷がモータなどの誘導性負荷の場合には、ローサイドスイッチング素子Ｍ２がＯＦＦしても、負荷は自身に直前まで流れていた電流を流し続けようとする。このため、ローサイドスイッチング素子Ｍ２がＯＦＦし、ハイサイドスイッチング素子Ｍ１がまだＯＮしていない状態で、負荷からの電流が還流ダイオードＤｆ１を介して主電源ＨＶの高圧側に流れる（還流モード）。この場合に、ＶＳ電位はＨＶ電位＋Ｖｆ２となる。ここでＶｆ２は還流ダイオードＤｆ１のカソードとアノードの間の電位差である。実施の形態１では、このような還流モードでもブートストラップ補償回路１２は充電電流を供給する。

以上説明したように、ブートストラップダイオードＤｂｓが動作できない場合にブートストラップ補償回路１２が動作するため、ＶＳ電位の変化に拠らずにＶＢ端子とＶＳ端子の間の電圧はほぼ一定になる。従って、ブートストラップコンデンサＣｂｓを十分に充電することができる。よって、ハイサイドスイッチング素子Ｍ１がＯＮ状態を維持した場合でも、ハイサイド駆動回路１０ａの駆動電圧を確保できる。また、従来の回路に比べて、回路を簡略化及び小型化することができる。

また、本実施の形態ではブートストラップ補償回路１２がＶＳ電位をモニターするため、ブートストラップ補償回路１２のモニター用のＨＶＣ端子と出力用のＨＶＤ端子を共通化できる。従って、装置を小型化できるという利点もある。

実施の形態２．
図３は、実施の形態２に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態２では、実施の形態１と異なり、ブートストラップ補償回路１２のＨＶＣ端子にブートストラップコンデンサＣｂｓの他端（ＶＢ端子）が接続されている。そして、ブートストラップ補償回路１２は、ブートストラップコンデンサＣｂｓの他端のＶＢ電位をモニターし、このＶＢ電位が所定値より大きい場合に、ブートストラップコンデンサＣｂｓの他端にフローティング電源ＦＶからの電流を供給する。これにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

また、ブートストラップ補償回路１２がＶＢ電位をモニターするため、ブートストラップ補償回路１２のモニター用のＨＶＣ端子と出力用のＨＶＤ端子を共通化できる。従って、実施の形態１よりも更に装置を小型化できる。ただし、ＶＢ電位はブートストラップコンデンサＣｂｓの充電電圧に依存するため、例えば充電電圧が低い場合にブートストラップ補償回路１２をオンするタイミングが遅れてしまう。一方、ＶＳ電位をモニターする実施の形態１では、ブートストラップ補償回路１２をオンするタイミングが充電電圧に依存しない。

実施の形態３．
図４は、実施の形態３に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態３では、実施の形態１と異なり、ハイサイド駆動回路１０ａが逆レベルシフト回路１４及びレベルシフト回路１６を介してブートストラップ補償回路１２のＨＶＣ端子に接続されている。

ここで、ハイサイド駆動回路１０ａ内の信号はＶＳ端子の電位（ＶＳ電位）が基準となっているため、ＶＳ電位の変動によって絶対値が０Ｖから６００＋１５Ｖまで変動する。一方、ブートストラップ補償回路１２内の信号はＨＶ端子の電位（ＨＶ電位）が基準となっている。そこで、ハイサイド駆動回路１０ａ内の信号を逆レベルシフト回路１４によりＧＮＤ基準にレベルシフトし、更に逆レベルシフト回路１４の出力をレベルシフト回路１６によりＨＶ電位基準にレベルシフトしてから、ブートストラップ補償回路１２のＨＶＣ端子に入力させる。

本実施の形態のブートストラップ補償回路１２は、ハイサイド駆動回路１０ａのハイサイドスイッチング素子Ｍ１に対するＯＮ／ＯＦＦ指令をモニターし、この指令がＯＮ指令（ＨＯ端子の電位がＨＩＧＨ（ＨＶ＋１５Ｖ））の場合に、ブートストラップコンデンサＣｂｓの他端にフローティング電源ＦＶからの電流を供給する。これにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

なお、実施の形態３では、実施の形態１と異なり、還流モードではブートストラップ補償回路１２の充電電流は流れない。これにより、ブートストラップ補償回路１２がＯＮするのが早過ぎてブートストラップコンデンサＣｂｓの充電電圧が高くなり過ぎるのを防ぐことができる。

実施の形態４．
図５は、実施の形態４に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態４では、実施の形態１と異なり、ローサイド駆動回路１０ｂがレベルシフト回路１８を介してブートストラップ補償回路１２のＨＶＣ端子に接続されている。このレベルシフト回路１８によりローサイド駆動回路１０ｂの信号をＨＶ電位基準にレベルシフトしてから、ブートストラップ補償回路１２のＨＶＣ端子に入力させる。

本実施の形態のブートストラップ補償回路１２は、ローサイド駆動回路１０ｂのローサイドスイッチング素子Ｍ２に対するＯＮ／ＯＦＦ指令をモニターし、この指令がＯＦＦ指令（ＬＯ端子の電位がＬＯＷ）の場合に、ブートストラップコンデンサＣｂｓの他端にフローティング電源ＦＶからの電流を供給する。これにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

実施の形態５．
図６は、実施の形態５に係る電力用半導体装置を示す回路図である。ブートストラップダイオードＤｂｓによりローサイド駆動電源ＬＶからブートストラップコンデンサＣｂｓの他端に流れる電流を検知する電流測定部２０が設けられている。電流測定部２０の出力はアナログ変換回路２２によりアナログ信号に変換され、コンパレータ２４の−端子に入力される。コンパレータ２４の＋端子は、ＶＢ端子とＶＳ端子の間に直列接続された抵抗２６，２８の接続点に接続されている。

ここで、コンパレータ２４の出力（デジタル値）はＶＳ電位が基準である。一方、ブートストラップ補償回路１２内の信号はＨＶ電位が基準となっている。そこで、コンパレータ２４の出力を逆レベルシフト回路３０によりＧＮＤ基準にレベルシフトし、更に逆レベルシフト回路３０の出力をレベルシフト回路３２によりＨＶ電位基準にレベルシフトしてから、ブートストラップ補償回路１２のＨＶＣ端子に入力させる。

本実施の形態のブートストラップ補償回路１２は、電流測定部２０により測定された電流が所定値より小さい場合に、ブートストラップコンデンサＣｂｓの他端にフローティング電源ＦＶからの電流を供給する。従って、ブートストラップダイオードＤｂｓが逆バイアス状態となりブートストラップコンデンサＣｂｓに電流を供給できない状態を検知し、ブートストラップ補償回路１２がブートストラップコンデンサＣｂｓに電流を供給することができる。これにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。また、ブートストラップコンデンサＣｂｓへの供給電流を一定に保つことができる。

実施の形態６．
図７は、実施の形態６に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態６は、実施の形態５と異なり、電流測定部２０とアナログ変換回路２２が無く、コンパレータ２４の−端子に電源３４の高電圧側が接続され、電源３４の低電圧側がＶＳ端子に接続されている。

このコンパレータ２４、電源３４、及び抵抗２６，２８は、ブートストラップコンデンサＣｂｓの両端の電位差（ＶＢ端子とＶＳ端子の電位差）を測定する電位差測定部３６を構成する。

ブートストラップ補償回路１２は、電位差測定部３６により測定された電位差が所定値より小さい場合に、ブートストラップコンデンサＣｂｓの他端にフローティング電源ＦＶからの電流を供給する。一方、電位差が所定値より大きくて充電の必要が無い場合には、フローティング電源ＦＶからの電流の供給をストップする。これにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。また、ブートストラップコンデンサＣｂｓへの供給電流を一定に保つことができる。

実施の形態７．
図８は、実施の形態７に係る電力用半導体装置を示す回路図である。実施の形態７は、実施の形態６と異なり、ブートストラップダイオードＤｂｓが設けられていない。そして、ブートストラップ補償回路１２は、電位差測定部３６の出力と制御トランジスタＴｒ１の出力をＡＮＤ演算するＡＮＤ回路３８と、ＡＮＤ回路３８の出力に応じて動作する発振器４０とを更に有する。

図９は、実施の形態７に係る電力用半導体装置の動作を示すタイミングチャートである。ハイサイド駆動回路１０ａがハイサイドスイッチング素子Ｍ１をＯＮにし、ローサイド駆動回路１０ｂがローサイドスイッチング素子Ｍ２をＯＦＦにする場合は、ＶＳ端子は高電位になる。この場合、実施の形態１〜６と同様に、本実施の形態のブートストラップ補償回路１２は、ブートストラップコンデンサＣｂｓの他端にフローティング電源ＦＶからの電流を継続的に供給する。

ハイサイド駆動回路１０ａがハイサイドスイッチング素子Ｍ１をＯＦＦにし、ローサイド駆動回路１０ｂがローサイドスイッチング素子Ｍ２をＯＮにする場合、ＶＳ端子はＧＮＤになる。この場合、実施の形態１〜６では、ブートストラップダイオードＤｂｓが充電電流を供給し、ブートストラップ補償回路１２は充電電流の供給をストップする。一方、本実施の形態のブートストラップ補償回路１２は、この場合でも充電電流を間欠的に供給する。従って、実施の形態１〜６のブートストラップダイオードＤｂｓを省略することができる。

また、ブートストラップ補償回路１２は、電位差測定部３６により測定された電位差（ＶＢ端子とＶＳ端子の電位差）が大きくなるほど、間欠的に供給する充電電流の間隔を長くする。これにより、無駄な充電電流を削減することができる。

実施の形態８．
図１０は、実施の形態８に係る電力用半導体装置を示す回路図である。この電力用半導体装置は、ハイサイドスイッチング素子Ｍ１、ローサイドスイッチング素子Ｍ２、駆動回路１０、ブートストラップコンデンサＣｂｓ、及び、ブートストラップ補償回路１２を含むユニットを３つ備える３相フルブリッジインバータである。３つのユニットに対して１つのフローティング電源ＦＶが共用されている。なお、ブートストラップダイオードＤｂｓが駆動回路１０に内蔵されているが、ブートストラップダイオードＤｂｓを外付けにしても良い。

本実施の形態の効果について比較例と比較しながら説明する。図１１は、比較例に係る電力用半導体装置を示す回路図である。比較例では、ブートストラップ補償回路１２は設けられておらず、駆動回路１０のハイサイド駆動回路１０ａに駆動電圧を供給するために、各ユニットにそれぞれフローティング電源ＦＶを設けている。従って、３個のフローティング電源ＦＶが必要である。一方、本実施の形態では、ブートストラップ補償回路１２を用いることで単電源化が可能である。

また、比較例の場合、スイッチング素子のオン／オフに伴うＶＳ電位の変動によるｄＶ／ｄｔノイズがフローティング電源ＦＶの高圧側に伝播してしまう。一方、本実施の形態のフローティング電源ＦＶは固定電位である主電源ＨＶの高圧側電位を基準電位としているため、フローティング電源ＦＶがスイッチングノイズの影響を受けることはない。

図１２は、実施の形態８に係る電力用半導体装置の変形例を示す回路図である。この回路は、図１０の回路のハイサイドスイッチング素子Ｍ１及びローサイドスイッチング素子Ｍ２をＩＧＢＴからＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣデバイス）に変更し、かつ還流ダイオードＤｆ１，Ｄｆ２をＳｉＣデバイスにしたものである。

ハイサイドスイッチング素子Ｍ１及びローサイドスイッチング素子Ｍ２をＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴにすることで電力損失が低減されるため、装置の効率及び特性を向上させることができる。また、還流ダイオードＤｆ１，Ｄｆ２をＳｉＣデバイスとすることで放熱性及び耐熱性が向上するため、放熱部を簡素化できる。具体的には、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や水冷部の高効率化が可能となる。よって、装置を小型化することができる。

なお、本実施の形態では、駆動回路１０及びブートストラップ補償回路１２は実施の形態１の構成であるが、これに限らず実施の形態２〜７の何れかの構成にしてもよい。また、ユニット数は３つに限らず、２つでも、４つ以上でもよい。

１０ａハイサイド駆動回路
１０ｂローサイド駆動回路
１２ブートストラップ補償回路
２０電流測定部
３６電位差測定部
Ｃｂｓブートストラップコンデンサ
Ｄｂｓブートストラップダイオード
ＦＶフローティング電源
ＬＶローサイド駆動電源（電源）
Ｍ１ハイサイドスイッチング素子
Ｍ２ローサイドスイッチング素子

Claims

高圧側電位と低圧側電位との間に高圧側から順にトーテムポール接続されたハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子と、
前記ハイサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路と、
前記ローサイドスイッチング素子を駆動するローサイド駆動回路と、
一端が前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記ハイサイド駆動回路の電源端子に接続され、前記ハイサイド駆動回路に駆動電圧を供給するブートストラップコンデンサと、
アノードが電源に接続され、カソードが前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続され、前記電源からの電流を前記ブートストラップコンデンサの前記他端に供給するブートストラップダイオードと、
前記高圧側電位を基準電位とするフローティング電源と、
前記ローサイド駆動回路が前記ローサイドスイッチング素子をＯＦＦにする場合に、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を供給するブートストラップ補償回路とを備え、
前記ブートストラップ補償回路は、前記ローサイド駆動回路の前記ローサイドスイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ指令をモニターし、この指令がＯＦＦ指令の場合に、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を供給することを特徴とする電力用半導体装置。
高圧側電位と低圧側電位との間に高圧側から順にトーテムポール接続されたハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子と、
前記ハイサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路と、
前記ローサイドスイッチング素子を駆動するローサイド駆動回路と、
一端が前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記ハイサイド駆動回路の電源端子に接続され、前記ハイサイド駆動回路に駆動電圧を供給するブートストラップコンデンサと、
アノードが電源に接続され、カソードが前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続され、前記電源からの電流を前記ブートストラップコンデンサの前記他端に供給するブートストラップダイオードと、
前記高圧側電位を基準電位とするフローティング電源と、
前記ローサイド駆動回路が前記ローサイドスイッチング素子をＯＦＦにする場合に、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を供給するブートストラップ補償回路と、
前記ブートストラップダイオードにより前記電源から前記ブートストラップコンデンサの前記他端に流れる電流を検知する電流測定部とを備え、
前記ブートストラップ補償回路は、前記電流測定部により測定された電流が所定値より小さい場合に、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を供給することを特徴とする電力用半導体装置。
高圧側電位と低圧側電位との間に高圧側から順にトーテムポール接続されたハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子と、
前記ハイサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路と、
前記ローサイドスイッチング素子を駆動するローサイド駆動回路と、
一端が前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記ハイサイド駆動回路の電源端子に接続され、前記ハイサイド駆動回路に駆動電圧を供給するブートストラップコンデンサと、
アノードが電源に接続され、カソードが前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続され、前記電源からの電流を前記ブートストラップコンデンサの前記他端に供給するブートストラップダイオードと、
前記高圧側電位を基準電位とするフローティング電源と、
前記ローサイド駆動回路が前記ローサイドスイッチング素子をＯＦＦにする場合に、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を供給するブートストラップ補償回路と、
前記ブートストラップコンデンサの両端の電位差を測定する電位差測定部とを備え、
前記ブートストラップ補償回路は、前記電位差測定部により測定された電位差が所定値より小さい場合に、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を供給することを特徴とする電力用半導体装置。
高圧側電位と低圧側電位との間に高圧側から順にトーテムポール接続されたハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子と、
前記ハイサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路と、
前記ローサイドスイッチング素子を駆動するローサイド駆動回路と、
一端が前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記ハイサイド駆動回路の電源端子に接続され、前記ハイサイド駆動回路に駆動電圧を供給するブートストラップコンデンサと、
前記高圧側電位を基準電位とするフローティング電源と、
前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を供給するブートストラップ補償回路とを備え、
前記ハイサイド駆動回路が前記ハイサイドスイッチング素子をＯＮにし、前記ローサイド駆動回路が前記ローサイドスイッチング素子をＯＦＦにする場合に、前記ブートストラップ補償回路は、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を継続的に供給し、
前記ハイサイド駆動回路が前記ハイサイドスイッチング素子をＯＦＦにし、前記ローサイド駆動回路が前記ローサイドスイッチング素子をＯＮにする場合に、前記ブートストラップ補償回路は、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に前記フローティング電源からの電流を間欠的に供給することを特徴とする電力用半導体装置。
前記ブートストラップコンデンサの両端の電位差を測定する電位差測定部を更に備え、
前記ブートストラップ補償回路は、前記電位差測定部により測定された電位差が大きくなるほど、間欠的に供給する電流の間隔を長くすることを特徴とする請求項４に記載の電力用半導体装置。
前記ハイサイドスイッチング素子、前記ローサイドスイッチング素子、前記ハイサイド駆動回路、前記ローサイド駆動回路、前記ブートストラップコンデンサ、及び、前記ブートストラップ補償回路を含むユニットを複数備え、
前記複数のユニットに対して、１つの前記フローティング電源が共用されていることを特徴とする請求項４又は５に記載の電力用半導体装置。
前記ハイサイドスイッチング素子及び前記ローサイドスイッチング素子はＳｉＣデバイスであることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の電力用半導体装置。
前記ハイサイドスイッチング素子及び前記ローサイドスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された還流ダイオードを更に備え、
前記還流ダイオードはＳｉＣデバイスであることを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の電力用半導体装置。