JP2003133924A - ハイサイドスイッチ駆動電源 - Google Patents
ハイサイドスイッチ駆動電源Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高電位側デューティ１００％のスイッチン
グ出力を従来のブートストラップ方式に簡単な回路を付
加することで可能にする。 【解決手段】 出力が高電位側にある時に主電源の高電
位点にゼロ電位を接続した電源からブートストラップコ
ンデンサを充電する回路を設ける。
グ出力を従来のブートストラップ方式に簡単な回路を付
加することで可能にする。 【解決手段】 出力が高電位側にある時に主電源の高電
位点にゼロ電位を接続した電源からブートストラップコ
ンデンサを充電する回路を設ける。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング回路の
ハイサイドスイッチ駆動電源に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】スイッチング素子を使って主電源をオン
オフすることで出力を得るスイッチング回路において主
電源のゼロ電位点と負荷の間に入るスイッチはローサイ
ドスイッチ、主電源の高電位点と負荷の間に入るスイッ
チはハイサイドスイッチと呼ばれている。パワーエレク
トロニクスにおいてはローサイドスイッチ同様ハイサイ
ドスイッチにもＮチャンネル素子が多く使われている。
ハイサイドスイッチにＮチャンネル素子を使った場合、
制御電極であるゲート・ベースの電位基準点となるソー
ス・エミッタが出力電位と等しく変動する。このためそ
の駆動回路の電源は主電源に固定された電位に置くこと
ができないので所謂フローティング電源が必要となる。
この電源の構成方法にはフローティング電源として機能
するコンデンサを設置することは共通であるがそのコン
デンサをどのように充電するかによっていくつかの形態
がある。図２にトランス方式を、図３にブートストラッ
プ方式を示す。 【０００３】図２に示すトランス方式は交流電源２０を
トランス２１で絶縁し二次巻線２３に現れる交流をダイ
オード２２で整流しフローティング電源として機能する
コンデンサ４を充電する。多くの場合ローサイドスイッ
チ駆動電源２も同じトランスから作られる。この方式で
は複数のスイッチング出力９を得る場合にたくさんの二
次巻線が必要になるという問題があった。例えば三相イ
ンバータにおいては最低３本の二次巻線がハイサイドス
イッチ駆動のために必要である。回生用コンバータ付き
三相インバータにおいてはハイサイドスイッチが６個あ
るので最低６本の二次巻線が必要となる。たくさんの二
次巻線を持つトランスは一般に作り易くない。交流電源
２０の周波数を高くするとトランス２１自体は小型化で
きるが配線のスペースを小型化することは困難である。
なぜなら二次巻線２３は出力９と同電位にあって変動す
るためこれらが複数あると相互の絶縁耐圧を確保する必
要があるからである。同じ理由で二次巻線２３がスイッ
チングノイズの放射源となることも問題である。 【０００４】図３に示すブートストラップ方式ではフロ
ーティング電源として機能するコンデンサ４をブートス
トラップコンデンサと呼ぶので以下ではこの呼称を使
う。ブートストラップ方式は出力９がゼロ電位側にある
時に主電源１とゼロ電位を共有する電源２からダイオー
ド１５を通してブートストラップコンデンサ４を充電す
る。この方式は高電位側デューティ１００％のスイッチ
ング出力ができないという問題があった。高電位側デュ
ーティ１００％の状態ではブートストラップコンデンサ
の充電時間がなくなるため動作不能になる。完全に１０
０％でなくても１００％に近いデューティの時には充電
時間が短くなるためブートストラップコンデンサの静電
容量と突入電流に関する考慮が必要である。 【０００５】前記問題を解決するためにこれまでに提示
されたデューティ１００％を可能とする回路は部品点数
が多かった。 【０００６】また前記問題を解決するため予めデューテ
ィを１００％未満に制限しておく方法は電源利用率が低
下する問題があった。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】高電位側デューティ１
００％のスイッチング出力を従来のブートストラップ方
式に簡単な回路を付加することで可能にする。 【０００８】 【課題を解決するための手段】出力が高電位側にある時
には主電源の高電位点にゼロ電位を接続した電源からブ
ートストラップコンデンサを充電する回路を設ける。 【０００９】 【発明の実施の形態】図１に本発明の実施形態の一例を
示す。図１は動作の説明のために従来のブートストラッ
プ方式の回路も含んでいる。本発明を特徴付けるのは符
号３、１０、１１、１２、１３、１４で示される要素か
らなる部分である。スイッチング素子７と８にＭＯＳＦ
ＥＴを使った場合を示しているがＩＧＢＴなど他の素子
を使った場合も同様の回路が適用できる。図１に基づき
その動作を説明する。 【００１０】ローサイドスイッチ８がオンの時には出力
９は主電源１のゼロ電位側にある。この時にはブートス
トラップコンデンサ４は主電源１とゼロ電位を共有する
電源２からダイオード１５を通して充電される。充電回
路は２−１５−４−８−２となる。 【００１１】またこの時、主電源１の高電位点にゼロ電
位を接続した電源３に関する回路の動作はハイサイドス
イッチ７のゲートソース間が駆動回路５で短絡されてい
ることを考慮すると３−１１ｅ−１１ｂ−１３−５−８
−１−３なる回路でトランジスタ１１のベース電流が流
れトランジスタ１１がオンするからトランジスタ１０は
オフになる。このためトランジスタ１０を通してコンデ
ンサ４が充電されることはない。トランジスタ１０の損
失も発生しない。 【００１２】ハイサイドスイッチ７がオンの時には出力
９は主電源１の高電位側にある。この時にはダイオード
１５のカソードが高電位になりダイオード１５はオフに
なる。このためダイオード１５を通してコンデンサ４が
充電されることはない。 【００１３】またこの時、ハイサイドスイッチのゲート
７gは主電源１の高電位よりさらにほぼ電源２の電圧分
高い電位にある。電源３は電源２とほぼ同じ電圧を持つ
ものである。このため抵抗１３の両端がほぼ同電位とな
ってトランジスタ１１のベース電流がほぼ０になりトラ
ンジスタ１１はオフになる。そうすると３−１０ｅ−１
０ｂ−１４−３なる回路でトランジスタ１０のベース電
流が流れトランジスタ１０がオンになる。このためトラ
ンジスタ１０を通してコンデンサ４が充電される。充電
回路は３−１０ｅ−１０ｃ−４−７−３となる。 【００１４】主電源１のゼロ電位に対してハイサイドス
イッチのゲート７gが何ボルトになった時トランジスタ
１１のオンオフが切り替わるかは抵抗１２と抵抗１３の
比で決めることができる。 【００１５】図１において抵抗１３の一端はハイサイド
スイッチのゲート７gに接続されているが、これを出力
９あるいはダイオード１５のカソードに接続しても同様
な動作をさせることは可能である。しかしハイサイドス
イッチのゲート７gに接続することによって以下に述べ
る利点が得られる。出力９の電位が下がるのはハイサイ
ドスイッチ７のゲートソース間電圧が下がるのと同時で
はない。ハイサイドスイッチ７自体のターンオフ遅延時
間の後、一般にはさらにデッドタイムを経てローサイド
スイッチ８がオンしてからである。一方トランジスタ１
０がオフするのもトランジスタ１１がオンするのと同時
ではなくある遅延時間の後である。ここで出力９の電位
が下がった後もトランジスタ１０によるコンデンサ４の
充電が長く続くとトランジスタ１０の損失が増えるしコ
ンデンサ４の電圧が電源２または電源３の電圧より高く
なる危険がある。したがって出力９の電位が下がる前に
トランジスタ１１をオンさせトランジスタ１０をオフに
すべきである。抵抗１３の一端をハイサイドスイッチの
ゲート７gに接続するとトランジスタ１１オン、トラン
ジスタ１０オフの後に出力９の電位が下がる設定が可能
となる。 【００１６】図１ではトランジスタ１０、トランジスタ
１１にバイポーラトランジスタを使った例を示したがこ
こに他の素子たとえばＭＯＳＦＥＴを使っても同じ回路
構成で同じ動作を行なわせることが可能である。 【００１７】図２に示したトランス方式ではトランスが
不可欠であるが、図３に示したブートストラップ方式に
おいてもトランスが不要なわけではなくローサイドスイ
ッチ駆動電源２はトランスを使って作られる例が多い。
本発明においてはこのトランスにもう一本の二次巻線を
追加することでハイサイドスイッチ駆動用の電源３を作
ることができる。しかも三相インバータあるいはそれ以
上の多出力の場合に電源３は全ての出力に共通に使うこ
とができるから、図２に示したトランス方式のように多
数の二次巻線が必要になることはない。 【００１８】 【発明の効果】本発明は従来のブートストラップ方式に
対して点数が少なくしかも集積化し易い部品を追加する
ことで高電位側デューティ１００％出力を実現すること
ができるため多出力インバータなどの小型化に寄与す
る。
ハイサイドスイッチ駆動電源に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】スイッチング素子を使って主電源をオン
オフすることで出力を得るスイッチング回路において主
電源のゼロ電位点と負荷の間に入るスイッチはローサイ
ドスイッチ、主電源の高電位点と負荷の間に入るスイッ
チはハイサイドスイッチと呼ばれている。パワーエレク
トロニクスにおいてはローサイドスイッチ同様ハイサイ
ドスイッチにもＮチャンネル素子が多く使われている。
ハイサイドスイッチにＮチャンネル素子を使った場合、
制御電極であるゲート・ベースの電位基準点となるソー
ス・エミッタが出力電位と等しく変動する。このためそ
の駆動回路の電源は主電源に固定された電位に置くこと
ができないので所謂フローティング電源が必要となる。
この電源の構成方法にはフローティング電源として機能
するコンデンサを設置することは共通であるがそのコン
デンサをどのように充電するかによっていくつかの形態
がある。図２にトランス方式を、図３にブートストラッ
プ方式を示す。 【０００３】図２に示すトランス方式は交流電源２０を
トランス２１で絶縁し二次巻線２３に現れる交流をダイ
オード２２で整流しフローティング電源として機能する
コンデンサ４を充電する。多くの場合ローサイドスイッ
チ駆動電源２も同じトランスから作られる。この方式で
は複数のスイッチング出力９を得る場合にたくさんの二
次巻線が必要になるという問題があった。例えば三相イ
ンバータにおいては最低３本の二次巻線がハイサイドス
イッチ駆動のために必要である。回生用コンバータ付き
三相インバータにおいてはハイサイドスイッチが６個あ
るので最低６本の二次巻線が必要となる。たくさんの二
次巻線を持つトランスは一般に作り易くない。交流電源
２０の周波数を高くするとトランス２１自体は小型化で
きるが配線のスペースを小型化することは困難である。
なぜなら二次巻線２３は出力９と同電位にあって変動す
るためこれらが複数あると相互の絶縁耐圧を確保する必
要があるからである。同じ理由で二次巻線２３がスイッ
チングノイズの放射源となることも問題である。 【０００４】図３に示すブートストラップ方式ではフロ
ーティング電源として機能するコンデンサ４をブートス
トラップコンデンサと呼ぶので以下ではこの呼称を使
う。ブートストラップ方式は出力９がゼロ電位側にある
時に主電源１とゼロ電位を共有する電源２からダイオー
ド１５を通してブートストラップコンデンサ４を充電す
る。この方式は高電位側デューティ１００％のスイッチ
ング出力ができないという問題があった。高電位側デュ
ーティ１００％の状態ではブートストラップコンデンサ
の充電時間がなくなるため動作不能になる。完全に１０
０％でなくても１００％に近いデューティの時には充電
時間が短くなるためブートストラップコンデンサの静電
容量と突入電流に関する考慮が必要である。 【０００５】前記問題を解決するためにこれまでに提示
されたデューティ１００％を可能とする回路は部品点数
が多かった。 【０００６】また前記問題を解決するため予めデューテ
ィを１００％未満に制限しておく方法は電源利用率が低
下する問題があった。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】高電位側デューティ１
００％のスイッチング出力を従来のブートストラップ方
式に簡単な回路を付加することで可能にする。 【０００８】 【課題を解決するための手段】出力が高電位側にある時
には主電源の高電位点にゼロ電位を接続した電源からブ
ートストラップコンデンサを充電する回路を設ける。 【０００９】 【発明の実施の形態】図１に本発明の実施形態の一例を
示す。図１は動作の説明のために従来のブートストラッ
プ方式の回路も含んでいる。本発明を特徴付けるのは符
号３、１０、１１、１２、１３、１４で示される要素か
らなる部分である。スイッチング素子７と８にＭＯＳＦ
ＥＴを使った場合を示しているがＩＧＢＴなど他の素子
を使った場合も同様の回路が適用できる。図１に基づき
その動作を説明する。 【００１０】ローサイドスイッチ８がオンの時には出力
９は主電源１のゼロ電位側にある。この時にはブートス
トラップコンデンサ４は主電源１とゼロ電位を共有する
電源２からダイオード１５を通して充電される。充電回
路は２−１５−４−８−２となる。 【００１１】またこの時、主電源１の高電位点にゼロ電
位を接続した電源３に関する回路の動作はハイサイドス
イッチ７のゲートソース間が駆動回路５で短絡されてい
ることを考慮すると３−１１ｅ−１１ｂ−１３−５−８
−１−３なる回路でトランジスタ１１のベース電流が流
れトランジスタ１１がオンするからトランジスタ１０は
オフになる。このためトランジスタ１０を通してコンデ
ンサ４が充電されることはない。トランジスタ１０の損
失も発生しない。 【００１２】ハイサイドスイッチ７がオンの時には出力
９は主電源１の高電位側にある。この時にはダイオード
１５のカソードが高電位になりダイオード１５はオフに
なる。このためダイオード１５を通してコンデンサ４が
充電されることはない。 【００１３】またこの時、ハイサイドスイッチのゲート
７gは主電源１の高電位よりさらにほぼ電源２の電圧分
高い電位にある。電源３は電源２とほぼ同じ電圧を持つ
ものである。このため抵抗１３の両端がほぼ同電位とな
ってトランジスタ１１のベース電流がほぼ０になりトラ
ンジスタ１１はオフになる。そうすると３−１０ｅ−１
０ｂ−１４−３なる回路でトランジスタ１０のベース電
流が流れトランジスタ１０がオンになる。このためトラ
ンジスタ１０を通してコンデンサ４が充電される。充電
回路は３−１０ｅ−１０ｃ−４−７−３となる。 【００１４】主電源１のゼロ電位に対してハイサイドス
イッチのゲート７gが何ボルトになった時トランジスタ
１１のオンオフが切り替わるかは抵抗１２と抵抗１３の
比で決めることができる。 【００１５】図１において抵抗１３の一端はハイサイド
スイッチのゲート７gに接続されているが、これを出力
９あるいはダイオード１５のカソードに接続しても同様
な動作をさせることは可能である。しかしハイサイドス
イッチのゲート７gに接続することによって以下に述べ
る利点が得られる。出力９の電位が下がるのはハイサイ
ドスイッチ７のゲートソース間電圧が下がるのと同時で
はない。ハイサイドスイッチ７自体のターンオフ遅延時
間の後、一般にはさらにデッドタイムを経てローサイド
スイッチ８がオンしてからである。一方トランジスタ１
０がオフするのもトランジスタ１１がオンするのと同時
ではなくある遅延時間の後である。ここで出力９の電位
が下がった後もトランジスタ１０によるコンデンサ４の
充電が長く続くとトランジスタ１０の損失が増えるしコ
ンデンサ４の電圧が電源２または電源３の電圧より高く
なる危険がある。したがって出力９の電位が下がる前に
トランジスタ１１をオンさせトランジスタ１０をオフに
すべきである。抵抗１３の一端をハイサイドスイッチの
ゲート７gに接続するとトランジスタ１１オン、トラン
ジスタ１０オフの後に出力９の電位が下がる設定が可能
となる。 【００１６】図１ではトランジスタ１０、トランジスタ
１１にバイポーラトランジスタを使った例を示したがこ
こに他の素子たとえばＭＯＳＦＥＴを使っても同じ回路
構成で同じ動作を行なわせることが可能である。 【００１７】図２に示したトランス方式ではトランスが
不可欠であるが、図３に示したブートストラップ方式に
おいてもトランスが不要なわけではなくローサイドスイ
ッチ駆動電源２はトランスを使って作られる例が多い。
本発明においてはこのトランスにもう一本の二次巻線を
追加することでハイサイドスイッチ駆動用の電源３を作
ることができる。しかも三相インバータあるいはそれ以
上の多出力の場合に電源３は全ての出力に共通に使うこ
とができるから、図２に示したトランス方式のように多
数の二次巻線が必要になることはない。 【００１８】 【発明の効果】本発明は従来のブートストラップ方式に
対して点数が少なくしかも集積化し易い部品を追加する
ことで高電位側デューティ１００％出力を実現すること
ができるため多出力インバータなどの小型化に寄与す
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】従来の技術であるトランス方式の回路図であ
る。 【図３】従来の技術であるブートストラップ方式の回路
図である。 【符号の説明】 １ 主電源 ２ 主電源とゼロ電位を共有する電源 ３ 主電源の高電位点にゼロ電位を接続した電源 ４ フローティング電源として機能するコンデンサ ５ ハイサイドスイッチのゲート駆動回路 ６ ローサイドスイッチのゲート駆動回路 ７ ハイサイドスイッチ ７g ハイサイドスイッチのゲート ８ ローサイドスイッチ ９ スイッチング回路の出力 １０ トランジスタ １０e トランジスタ１０のエミッタ １０b トランジスタ１０のベース １０c トランジスタ１０のコレクタ １１ トランジスタ １１e トランジスタ１１のエミッタ １１b トランジスタ１１のベース １２ 抵抗 １３ 抵抗 １４ 抵抗 １５ ダイオード ２０ 交流電源 ２１ トランス ２２ ダイオード
る。 【図３】従来の技術であるブートストラップ方式の回路
図である。 【符号の説明】 １ 主電源 ２ 主電源とゼロ電位を共有する電源 ３ 主電源の高電位点にゼロ電位を接続した電源 ４ フローティング電源として機能するコンデンサ ５ ハイサイドスイッチのゲート駆動回路 ６ ローサイドスイッチのゲート駆動回路 ７ ハイサイドスイッチ ７g ハイサイドスイッチのゲート ８ ローサイドスイッチ ９ スイッチング回路の出力 １０ トランジスタ １０e トランジスタ１０のエミッタ １０b トランジスタ１０のベース １０c トランジスタ１０のコレクタ １１ トランジスタ １１e トランジスタ１１のエミッタ １１b トランジスタ１１のベース １２ 抵抗 １３ 抵抗 １４ 抵抗 １５ ダイオード ２０ 交流電源 ２１ トランス ２２ ダイオード
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H740 BA12 BB01 BB05 HH05 KK01
5J055 AX44 BX16 CX19 DX09 DX22
DX43 EX06 EX07 EY01 EY10
EY12 EY17 EY21 EZ12 EZ18
GX01 GX02
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 スイッチング素子を使って主電源をオン
オフしそのゼロ電位または高電位のどちらかの電位を出
力するスイッチング回路の中の、出力電位を基準点とし
た制御電極電位をもつスイッチング素子の駆動回路にお
いて、出力電位が高電位側にある時に、主電源の高電位
点にゼロ電位を接続した電源から前記駆動回路に給電す
る回路からなることを特徴とする駆動電源供給方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001322822A JP2003133924A (ja) | 2001-10-19 | 2001-10-19 | ハイサイドスイッチ駆動電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001322822A JP2003133924A (ja) | 2001-10-19 | 2001-10-19 | ハイサイドスイッチ駆動電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003133924A true JP2003133924A (ja) | 2003-05-09 |
Family
ID=19139798
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001322822A Pending JP2003133924A (ja) | 2001-10-19 | 2001-10-19 | ハイサイドスイッチ駆動電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003133924A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010154581A (ja) * | 2008-12-23 | 2010-07-08 | Daikin Ind Ltd | 電流形電力変換回路 |
| JP2011053830A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Toshiba Corp | 設計支援装置および設計支援方法 |
| JP2011166346A (ja) * | 2010-02-08 | 2011-08-25 | Panasonic Corp | デジタルアンプ |
| JP2011234430A (ja) * | 2010-04-23 | 2011-11-17 | Mitsubishi Electric Corp | 電力用半導体装置 |
| US8284133B2 (en) | 2006-02-22 | 2012-10-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Light emitting apparatus and control method thereof |
-
2001
- 2001-10-19 JP JP2001322822A patent/JP2003133924A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8284133B2 (en) | 2006-02-22 | 2012-10-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Light emitting apparatus and control method thereof |
| JP2010154581A (ja) * | 2008-12-23 | 2010-07-08 | Daikin Ind Ltd | 電流形電力変換回路 |
| JP4506891B2 (ja) * | 2008-12-23 | 2010-07-21 | ダイキン工業株式会社 | 電流形電力変換回路 |
| EP2369731A4 (en) * | 2008-12-23 | 2017-05-31 | Daikin Industries, Ltd. | Current source power conversion circuit |
| JP2011053830A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Toshiba Corp | 設計支援装置および設計支援方法 |
| US8146049B2 (en) | 2009-08-31 | 2012-03-27 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Support apparatus and design support method |
| JP2011166346A (ja) * | 2010-02-08 | 2011-08-25 | Panasonic Corp | デジタルアンプ |
| JP2011234430A (ja) * | 2010-04-23 | 2011-11-17 | Mitsubishi Electric Corp | 電力用半導体装置 |
| US8724357B2 (en) | 2010-04-23 | 2014-05-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Power semiconductor device including a bootstrap compensation circuit |
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