JP2009060750A - 電流検出用電源回路とその駆動方法およびその電源回路を用いた電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流検出回路を有する相の電源のコンデンサ容量を低減し、インバータ装置やサーボアンプ装置の小形化を可能とする電流検出用電源回路を提供する。
【解決手段】２個のスイッチングデバイス２７、２８を直列接続し、接続箇所を相出力端子とした回路をアームとし、アームが２つ以上直流電源の正極Ｐと負極Ｎの間に備え、各相出力端子に相電位を基準電位とした電源を備えた電流検出用電源回路において、直流電源の正極Ｐに接続されたコンデンサ２６へ一定のタイミングで各相の電源よりそれぞれ充電し、同タイミングでコンデンサ２６から相出力端子を基準電位とした別電源（コンデンサ）２５へエネルギーを供給するようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、相出力に電流検出器等の回路を備えた電力変換装置において、特にその相電流検出用の電源回路とその駆動方法およびその電源回路を用いた電力変換装置に関するものである。

（第１従来例）
従来、インバータ装置、サーボアンプ装置などの電力変換装置の出力相電位を基準とした相電流検出回路は、主回路のＮ母線を基準電位とした制御回路との絶縁が必要なため、インバータ回路の上アームスイッチングデバイス駆動用に設けられた電源もしくはブートストラップ充電回路を持つコンデンサ等より電流検出回路へエネルギー供給する構成としている。
このような電源、ブートストラップコンデンサは、スイッチングデバイス駆動回路および電流検出回路など複数の回路へエネルギーを供給する必要があるため、電源の大容量化、コンデンサの大容量化が必要となった。

図８は第１従来技術におけるインバータ回路と各出力相に設けた相電流検出回路、その電流検出回路と上アームのスイッチングデバイス駆動用の電源を示したブロック図である。
図において、１’はＷ相の上アームスイッチングデバイス駆動用電源、２’，３’はＶ相，Ｕ相の電流検出回路と各相の上アームスイッチングデバイス駆動用電源である。Ｗ相の上アームスイッチングデバイス駆動用電源１’のＷ相はＶ相，Ｕ相の電流検出回路４８，４９のような相電流検出回路が無いため、Ｗ相電源回路１’はＷ相の上アームスイッチングデバイス駆動用のみに使われる。
４１、４２，４３は出力相Ｕ，Ｖ，Ｗの各アームであり、２７、２８、４４〜４７は、各アームを構成するスイッチングデバイス、４８はＵ相電位を基準とした相電流検出回路、４９はＶ相電位を基準とした相電流検出回路である。

図９は図８の各相電源回路１’〜３’の具体例である。
図８の電源回路１’，２’，３’の例をそれぞれ図９の電源回路１’，２’，３’で示している。本電源回路構成はブートストラップ回路であり、ブートストラップコンデンサへの充電について３’のＵ相電源回路を例に説明する。
Ｕ相の下アームスイッチングデバイス２８がオン状態の時、制御電源正極から抵抗１４とダイオード１５を介してブートストラップコンデンサ５４〜５６に充電電流が流れ、同時にレギュレータ２３を介してコンデンサ２５も充電される。 充電電流は、Ｕ相出力ラインから下アームスイッチングデバイス２８を介し、制御電源のＧＮＤに流れ、この閉回路にて充電される。（例えば特許文献１参照）。 下アームスイッチングデバイス２８がオフすると、ブートストラップコンデンサ５４〜５６の充電閉回路は断たれるが、コンデンサ２５への充電はブートストラップコンデンサ５４〜５６から供給され続ける。ブートストラップコンデンサ５４〜５６はＵ相上アームスイッチングデバイス駆動用電源として使用し、コンデンサ２５はＵ相電流検出回路用電源として使用する。
２’はＶ相電源回路でありＵ相電源回路３’と同じ回路であるが、Ｖ相電流検出回路用電源部分の記載は省略している。
１’はＷ相電源回路であり制御電源からブートストラップコンデンサまでの回路は、Ｖ相電源回路２’およびＵ相電源回路３’と同様である。Ｗ相は相電流検出回路が無いため、電流検出回路用電源コンデンサ、レギュレータは必要ない。
特開２００３−３４８８８０号公報（第６頁 第１図）

第１従来技術に示した各相のブートストラップ回路は、下アームのスイッチングデバイスがオフ状態の時、ブートストラップコンデンサへの充電が絶たれ、また上アームスイッチングデバイス駆動、および電流検出回路への消費だけとなるため、ブートストラップコンデンサの電位が低下する。
図２は、各相の電圧指令と搬送波より各相のスイッチングデバイスのドライブ信号の生成を示した図である。図２のようにＵ相の上アームスイッチングデバイスのオン時間が長い、つまり下アームスイッチングデバイスのオフ時間が長い時、ブートストラップコンデンサの充電時間より放電時間の方が比率的に長くなるため、コンデンサ端子間電圧が低下する。
また逆に、下アームスイッチングデバイスのオン時間が長い時、ブートストラップコンデンサの放電時間より充電時間の方が比率的に長くなるため、コンデンサ端子間電圧は高まる。
つまり、コンデンサ端子間電圧の変化は電圧指令の変化に同期することとなり、インバータ出力電圧指令が低周波数出力、かつ高電圧出力指令の時、最もコンデンサ端子間電圧が低下することとなる。したがってブートストラップコンデンサの容量は、インバータ出力制御から導いた最短充電時間と、ブートストラップコンデンサに接続された電流検出回路などの電気負荷容量を考慮し選定する必要がある。Ｗ相は電流検出回路が無く、上アームスイッチングデバイス駆動のみの電気負荷であるため、ブートストラップコンデンサの容量は小さくて済むが、Ｕ相、Ｖ相は電流検出回路があるためブートストラップコンデンサ容量は過大となる。
一般的にコンデンサのような受動部品は小形化に適していないため、小形化を要求されるインバータおよびサーボアンプ装置へのブートストラップコンデンサの搭載は問題となる。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、相電位を基準とする電源の小形化が可能となる電流検出用電源回路とその駆動方法およびその電源回路を用いた電力変換装置を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項１記載の電流検出用電源回路の発明は、２個のスイッチングデバイスを直列接続し、接続箇所を相出力端子とした回路をアームとし、アームが２つ以上直流電源の正極と負極の間に備え、 各相出力端子に相電位を基準電位とした電源を備えた電流検出用電源回路において、前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ一定のタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、同タイミングで前記コンデンサから相出力端子を基準電位とした別電源へエネルギーを供給することを特徴としている。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の電流検出用電源回路において、前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ前記直流電源の正極に接続された各相の上アームのスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、前記スイッチングデバイスが接続された相出力端子を基準電位とした別電源へスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記コンデンサからエネルギーを供給することを特徴としている。
請求項３記載の発明は、請求項１記載の電流検出用電源回路において、前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ前記直流電源の正極に接続された各相の上アームのスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、前記スイッチングデバイスのオンタイミングより遅れて相出力端子を基準電位とした別電源へ前記コンデンサからエネルギーを供給し、前記スイッチングデバイスのオフタイミングより早くエネルギーの供給を止めることを特徴としている。
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項記載の電流検出用電源回路において、前記コンデンサから相出力端子を基準電位とした別電源へのエネルギー供給回路にスイッチングデバイスを使用することを特徴としている。
請求項５記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項記載の電流検出用電源回路において、前記相出力端子を基準電位とした電源をコンデンサを利用したブートストラップ回路とすることを特徴としている。
請求項６記載の電流検出用電源回路の駆動方法の発明は、２個のスイッチングデバイスを直列接続し、接続箇所を相出力端子とした回路をアームとし、アームが２つ以上直流電源の正極と負極の間に備え、各相出力端子に相電位を基準電位とした電源を備えた電流検出用電源回路の駆動方法において、前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ一定のタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、同タイミングで前記コンデンサから相出力端子を基準電位とした別電源へエネルギーを供給することを特徴としている。
請求項７記載の発明は、請求項６記載の電流検出用電源回路の駆動方法において、前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ前記直流電源の正極に接続された各相の上アームのスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、前記スイッチングデバイスが接続された相出力端子を基準電位とした別電源へスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記コンデンサからエネルギーを供給することを特徴としている。
請求項８記載の発明は、請求項６記載の電流検出用電源回路の駆動方法において、前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ前記直流電源の正極に接続された各相の上アームのスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、前記スイッチングデバイスのオンタイミングより遅れて相出力端子を基準電位とした別電源へ前記コンデンサからエネルギーを供給し、前記スイッチングデバイスのオフタイミングより早くエネルギーの供給を止めることを特徴としている。
請求項９記載の発明は、請求項６〜８のいずれか１項記載の電流検出用電源回路の駆動方法において、前記コンデンサから相出力端子を基準電位とした別電源へのエネルギー供給回路にスイッチングデバイスを使用することを特徴としている。
請求項１０記載の発明は、請求項６〜８のいずれか１項記載の電流検出用電源回路の駆動方法において、前記相出力端子を基準電位とした電源をコンデンサを利用したブートストラップ回路とすることを特徴としている。
請求項１１記載の電力変換装置の発明は、請求項１〜６のいずれか１項記載の電流検出用電源回路をインバータ装置又はサーボアンプに用いたことを特徴としている。

上記構成によると、直流電源の正極に接続されたコンデンサへ一定のタイミングで各相の電源よりそれぞれ充電し、同タイミングでコンデンサから相出力端子を基準電位とした別電源へエネルギーを供給すれば、電流検出回路を有する相の電源回路のコンデンサ容量を低減することができ、電源回路装置およびその電源回路を用いた電力変換装置の小形化が可能となる。

以下、本発明について図を用いて説明する。

図１は本発明の実施例を示すブートストラップ回路を利用した各相の電源回路のブロック図であり、第１従来例である図９のインバータ回路の電源回路１’〜３’に代わる新規な電源回路１〜３を示すものである。
図１において、１は本発明に係る新規なＷ相の電源回路、２は本発明に係る新規なＶ相の電源回路、３は本発明に係る新規なＵ相の電源回路である。第１従来例である図９の回路に本発明により追加された回路構成を、（イ）Ｕ相出力側、（ロ）Ｖ相出力側、（ハ）Ｗ相出力側のそれぞれについて説明する。
（イ）Ｕ相出力側の新規な構成：
（１）ブートストラップダイオード１５のカソードにダイオード１６のアノードを接続し、直流電源正極（つまり、Ｐ極）に接続したコンデンサ２６の反対側電極に１６のカソードを接続した点。
（２）ダイオード１６のカソードから抵抗１８を介してスイッチングデバイス１９のドレインを接続し、スイッチングデバイス１９のソースをレギュレータ２３の出力に接続した点。
（３）コンデンサ２５の電圧上昇を制限するツェナーダイオード２４をレギュレータ出力と相出力ライン間に接続した点。
（４）スイッチングデバイス１９のゲートは、抵抗２１を介してゲートドライブＩＣ３１が出力する上アームスイッチングデバイスゲート信号ラインに接続した点。
（５）スイッチングデバイス１９のオフスピードを上げるためにダイオード２０を抵抗２１と並列接続させた点。
（６）ゲート電圧安定用に抵抗２２をスイッチングデバイス１９のゲート・ソース間に接続した点。
（ロ）Ｖ相出力側の新規な構成：
Ｖ相電源回路２はＵ相電源回路と同じ回路であるので、上記（１）〜（６）がここにもすべて当てはまる。
（ハ）Ｗ相出力側の新規な構成：
Ｗ相電源回路１はブートストラップダイオード５のカソードにダイオード６のアノードを接続し、そのカソードをコンデンサ２６に接続した点が図９（第１従来例）のＷ相電源回路１’と比べて新規である。

そこで、図１の電源ブロック図の各回路の動作について詳しく説明をする。
各相の電圧指令と搬送波から生成した各相のスイッチングデバイスのドライブ信号パターンを示す図２を参考にして、図２の（１）ｔ０からｔ１まで、（２）ｔ１からｔ２まで、（３）ｔ２からｔ３まで、（４）ｔ３からｔ４までのそれぞれの区間において、図１の回路のブートストラップコンデンサおよび電流検出回路用電源コンデンサの充電電流がどのような経路をたどって充電するのかについて、それぞれ図３〜図６を用いて説明する。ただし図３〜図６は、Ｖ相およびＷ相のアーム回路、ゲートドライブＩＣのブロック図を省略し、Ｖ相に限っては、上アームスイッチングデバイス駆動用電源、レギュレータ、ツェナーダイオード、電流検出回路用電源のブロック図を省略している。

（１）ｔ０→ｔ１の区間（図３参照）：
図３は、図２のｔ０からｔ１区間における回路電流経路を示している。
Ｗ相、Ｖ相、Ｕ相とも、上アームスイッチングデバイス２７がオフ状態であり、逆に下アームスイッチングデバイス２８がオンしている状態である。各相とも制御電源の正極から充電電流抑制用抵抗４，８，１４とブートストラップダイオード５，９，１５を介してブートストラップコンデンサ７，１１，１７に電流が流れ充電される。同時にＵ相とＶ相はレギュレータ２３を介して電流検出回路用電源のコンデンサ２５も充電される。この充電電流はそれぞれの相の下アームスイッチングデバイスを介して制御電源ＧＮＤへ流れ込み、本閉回路にて充電する。

（２）ｔ１→ｔ２の区間（図４参照）：
図４は、図２のｔ１からｔ２区間における回路電流経路を示している。
ここでは、Ｕ相のみ下アームスイッチングデバイス２８がオフし、上アームスイッチングデバイス２７がオンした状態である。Ｕ相出力端子がＰ極電位に近づくため、Ｕ相ブートストラップコンデンサ１７からダイオード１６を介してＰ極に接続されたコンデンサ２６へ電流が流れ、Ｐ極に接続されたコンデンサ２６が充電される。この充電電流はＵ相上アームスイッチングデバイス２７を介してブートストラップコンデンサ１７に戻り、充電経路閉回路が成り立つ。
また、Ｕ相電流検出回路用電源のコンデンサ２５には、ブートストラップコンデンサ１７よりレギュレータ２３を介して充電されるが、また、図４の破線の経路のようにＰ極に接続されたコンデンサ２６からも供給されるため、Ｕ相電流検出回路用電源のコンデンサ２５の電圧は確立し、レギュレータ２３はＵ相ブートストラップコンデンサ１７からの供給を抑制するため、Ｕ相のブートストラップコンデンサ１７の消費は低減できる。破線の経路にあるスイッチングデバイス１９のスイッチングタイミングは、上アームのスイッチングデバイス２７のスイッチングと同期させるが、本スイッチングデバイス１９を介したＰ極とＮ極の短絡防止を考慮し、上アームスイッチングデバイス２７のオンタイミングより遅れてオンさせ、上アームスイッチングデバイス２７のオフタイミングより早くオフさせる必要がある。つまり、相出力端子の電位がＰ極電位に近づいている間に、スイッチングデバイスをオン、オフさせれば、Ｐ極、Ｎ極間の短絡は防止できることになる。

（３）ｔ２→ｔ３の区間（図５参照）：
図５は、図２のｔ２からｔ３区間における回路電流経路を示している。
Ｕ相、Ｖ相のみ下アームスイッチングデバイス２８がオフし、上アームスイッチングデバイス２７がオンした状態である。
Ｖ相のブートストラップコンデンサ１１からも一点鎖線の経路でＰ極に接続されたコンデンサ２６へ充電され、また、Ｖ相電流検出回路用電源コンデンサにもＵ相回路と同様に充電される。

（４）ｔ３→ｔ４の区間（図６参照）：
図６は、図２のｔ３からｔ４区間における回路電流経路を示している。
全相の下アームスイッチングデバイス２８がオフし、上アームスイッチングデバイス２７がオンした状態である。
どの相からもＰ極に接続されたコンデンサ２６へ充電されるため、コンデンサ２６の端子間電圧は最大となる。しかし、上アームのスイッチングデバイス２７が全相オフする時間は図２の通り非常に短いため、Ｐ極に接続されたコンデンサ２６はいつでもほぼ充電された状態であり、コンデンサ端子間電圧は比較的安定する。そのため、Ｐ極に接続されたコンデンサ２６の容量も小さくて済み、さらにＵ相もしくはＶ相の電流検出回路用電源コンデンサ２５への充電供給ができるため、Ｕ相、Ｖ相のブートストラップコンデンサ１７、１１の容量を低減することが可能となる。

図７は、図１の電源回路を用いてある条件下で各相のブートストラップコンデンサの端子間電圧の変化をシミュレーションした結果である。どの相のブートストラップコンデンサも電圧リップルが小さく、Ｕ相、Ｖ相の電流検出用電源電圧も安定していることが判る。

図１０は、図９の従来の電源回路を用いて図７のシミュレーションと同じ容量のブートストラップコンデンサを使用し、その他の条件も同様とした場合のシミュレーション結果である。Ｕ相、Ｖ相のブートストラップコンデンサの端子間電圧のリップルが大きく、電流検出回路用の電源電圧も変動していることが判る。
電流検出回路用電源に使用しているレギュレータの性能を向上させれば、電流検出回路用電源電圧の変動はある程度抑制できるが、ブートストラップコンデンサ電圧の大幅な降下は、上アームスイッチングデバイスのオンロスが増え、最悪時はスイッチングデバイスがロス破壊する問題へと発展する場合もある。
図９の従来の電源回路で、ブートストラップコンデンサの端子間電圧を図７のシミュレーション結果と同等レベルにするには、Ｕ相とＶ相のコンデンサ容量を、約５倍程度にする必要がある。つまり、このシミュレーションでの条件下であれば、本発明に係る電源回路では、従来回路よりブートストラップコンデンサ容量を１／５にすることができることとなる。

このように本発明は、電流検出回路を有する相の電源コンデンサ容量を低減することができ、インバータ装置、サーボアンプ装置の小形化が可能となる。

本発明は、工作機械、ロボット、一般産業機械などに使用されるサーボドライブ装置、インバータ装置などの電力変換装置に適用できる。

本発明の実施例を示す電源回路ブロック図である。 各相のスイッチングデバイスのドライブ信号パターン図である。 ｔ０−ｔ１区間における回路電流経路図である。 ｔ１−ｔ２区間における回路電流経路図である。 ｔ２−ｔ３区間における回路電流経路図である。 ｔ３−ｔ４区間における回路電流経路図である。 本発明でのブートストラップコンデンサ端子間電圧をシミュレーションした結果図である。 第１従来技術に係るインバータ回路と電流検出回路と各電源回路ブロック図である。 図８の電源回路ブロック図の具体的回路例である。 従来技術でのブートストラップコンデンサ端子間電圧をシミュレーションした結果図である。

符号の説明

１ Ｗ相電源回路
２ Ｖ相電源回路
３ Ｕ相電源回路
４ 充電電流抑制用抵抗
５、６、９、１０、１５、１６、２０ ダイオード
７ Ｗ相ブートストラップコンデンサ
８ 充電電流抑制用抵抗
１１ Ｖ相ブートストラップコンデンサ
１２、１４ 充電電流抑制用抵抗
１３ スイッチングデバイス
１７ Ｕ相ブートストラップコンデンサ
１８ 充電電流抑制用抵抗
１９ スイッチングデバイス
２１、２２、２９、３０ 抵抗
２３ レギュレータ
２４ ツェナーダイオード
２５ 電流検出回路用電源コンデンサ
２６ Ｐ極に接続されたコンデンサ
２７ Ｕ相上アームスイッチングデバイス
２８ Ｕ相下アームスイッチングデバイス
４１ Ｕ相アーム
４２ Ｖ相アーム
４３ Ｗ相Ｚ−ム
４４ Ｖ相上アームスイッチングデバイス
４５ Ｖ相下アームスイッチングデバイス
４６ Ｗ相上アームスイッチングデバイス
４７ Ｗ相下アームスイッチングデバイス
４８ Ｕ相電流検出回路
４９ Ｖ相電流検出回路
５０ 電気負荷
５１、５２、５３ Ｖ相ブートストラップコンデンサ
５４、５５、５６ Ｕ相ブートストラップコンデンサ

Claims (11)

1. ２個のスイッチングデバイスを直列接続し、接続箇所を相出力端子とした回路をアームとし、アームが２つ以上直流電源の正極と負極の間に備え、 各相出力端子に相電位を基準電位とした電源を備えた電流検出用電源回路において、
   前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ一定のタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、同タイミングで前記コンデンサから相出力端子を基準電位とした別電源へエネルギーを供給することを特徴とする電流検出用電源回路。
2. 前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ前記直流電源の正極に接続された各相の上アームのスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、前記スイッチングデバイスが接続された相出力端子を基準電位とした別電源へスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記コンデンサからエネルギーを供給することを特徴とする請求項１記載の電流検出用電源回路。
3. 前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ前記直流電源の正極に接続された各相の上アームのスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、前記スイッチングデバイスのオンタイミングより遅れて相出力端子を基準電位とした別電源へ前記コンデンサからエネルギーを供給し、前記スイッチングデバイスのオフタイミングより早くエネルギーの供給を止めることを特徴とする請求項１記載の電流検出用電源回路。
4. 前記コンデンサから相出力端子を基準電位とした別電源へのエネルギー供給回路にスイッチングデバイスを使用することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の電流検出用電源回路。
5. 前記相出力端子を基準電位とした電源をコンデンサを利用したブートストラップ回路とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の電流検出用電源回路。
6. ２個のスイッチングデバイスを直列接続し、接続箇所を相出力端子とした回路をアームとし、アームが２つ以上直流電源の正極と負極の間に備え、 各相出力端子に相電位を基準電位とした電源を備えた電流検出用電源回路の駆動方法において、
   前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ一定のタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、同タイミングで前記コンデンサから相出力端子を基準電位とした別電源へエネルギーを供給することを特徴とする電流検出用電源回路の駆動方法。
7. 前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ前記直流電源の正極に接続された各相の上アームのスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、前記スイッチングデバイスが接続された相出力端子を基準電位とした別電源へスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記コンデンサからエネルギーを供給することを特徴とする請求項６記載の電流検出用電源回路の駆動方法。
8. 前記直流電源の正極に接続されたコンデンサへ前記直流電源の正極に接続された各相の上アームのスイッチングデバイスと同じスイッチングタイミングで前記各相の電源よりそれぞれ充電し、前記スイッチングデバイスのオンタイミングより遅れて相出力端子を基準電位とした別電源へ前記コンデンサからエネルギーを供給し、前記スイッチングデバイスのオフタイミングより早くエネルギーの供給を止めることを特徴とする請求項６記載の電流検出用電源回路の駆動方法。
9. 前記コンデンサから相出力端子を基準電位とした別電源へのエネルギー供給回路にスイッチングデバイスを使用することを特徴とする請求項６〜８のいずれか１項記載の電流検出用電源回路の駆動方法。
10. 前記相出力端子を基準電位とした電源をコンデンサを利用したブートストラップ回路とすることを特徴とする請求項６〜８のいずれか１項記載の電流検出用電源回路の駆動方法。
11. 請求項１〜６のいずれか１項記載の電流検出用電源回路をインバータ装置又はサーボアンプに用いたことを特徴とする電力変換装置。

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