JP5114585B2 - スペクトラム拡散通信において効率的に同期を獲得するための方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、遠隔通信に関し、具体的には、直接拡散型のスペクトラム拡散無線通信システムでのトランシーバの同期化に関する。

セルラ無線システムおよび衛星無線システムなどの現代の通信システムでは、さまざまな動作のモード（アナログ、ディジタル、およびハイブリッド）と、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、およびこれらの技法のハイブリッドなどのアクセス技法が使用される。

ディジタル・セルラ通信システムは、システム容量を最適化し、階層セル構造すなわちマクロセル、マイクロセル、ピコセルなどの構造をサポートする機能性を拡張してきた。用語「マクロセル」は、一般に、通常のセルラ電話システムのセルのサイズ（たとえば少なくとも約１ｋｍの半径）に匹敵するサイズを有するセルを指し、用語「マイクロセル」および「ピコセル」は、一般に、より小さいセルを指す。たとえば、マイクロセルは、公共の室内または戸外の区域、たとえば会議センタまたは繁華街をカバーすることができ、ピコセルは、オフィスの廊下または高層建築の１階をカバーすることができる。無線カバレッジの観点から、マクロセル、マイクロセル、およびピコセルは、互いに別個とするか、異なるトラフィック・パターンまたは無線環境を扱うために互いにオーバーラップさせることができる。

通常のセルラ移動無線電話システムには、１つまたは複数の基地局（ＢＳ）と複数の移動局（ＭＳ）が含まれる。基地局には、通常は、モバイル・スイッチング・センタ（ＭＳＣ）などのコア・ネットワーク・タイプ・ノードに接続された制御処理ユニットが含まれ、ＭＳＣは、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）に接続される。そのようなセルラ無線電話システムの一般的な態様は、当技術分野で既知である。基地局は、制御処理ユニットによって制御されるトラフィック・チャネル・トランシーバを介して複数の音声チャネルまたはデータ・チャネルを処理する。また、各基地局には、やはり制御処理ユニットによって制御される複数の制御チャネルを処理することができるものとすることができる制御チャネル・トランシーバが含まれる。制御チャネル・トランシーバは、基地局の制御チャネルを介して、その制御チャネルに同調（またはロック）された移動体へ制御情報をブロードキャストする。

移動体は、制御チャネルでブロードキャストされる情報を、その音声および制御チャネル・トランシーバで受信する。移動体処理ユニットは、その移動体がロックする候補であるセルの特性を含む受信した制御チャネル情報を評価し、その移動体がロックしなければならないセルを判定する。有利なことに、受信した制御チャネル情報には、それに関連するセルに関する絶対情報だけではなく、その制御チャネルに関連するセルに隣接する他のセルに関する相対情報も含まれる。

北米では、ＴＤＭＡを使用するディジタル・セルラ無線電話システムを、ｄｉｇｉｔａｌ ａｄｖａｎｃｅｄ ｍｏｂｉｌｅ ｐｈｏｎｅ ｓｅｒｖｉｃｅ（Ｄ−ＡＭＰＳ）と称し、その特性の一部が、Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎおよび電子工業会（ＴＩＡ／ＥＩＡ）によって公表されたＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−１３６標準規格で仕様を定められている。直接拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）を使用するもう１つのディジタル通信システムが、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５標準規格で仕様を定められており、周波数ホッピングＣＤＭＡ通信システムが、ＥＩＡ ＳＰ ３３８９標準規格（ＰＣＳ １９００）で仕様を定められている。ＰＣＳ １９００標準規格は、ＧＳＭシステムの実装であり、ＧＳＭシステムは、北米以外で一般的であり、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）システムのために導入されている。

次世代ディジタル・セルラ通信システムに関する複数の提案が、現在、国際電気通信連合（ＩＴＵ）、Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｔａｎｄａｒｄｓ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ（ＥＴＳＩ）、および日本の電波産業会（ＡＲＩＢ）を含むさまざまな標準規格策定組織で議論されている。現在ＥＴＳＩによって提案されている、例の第３の標準規格が、Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ（ＵＭＴＳ）Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ（ＵＴＲＡ）である。音声情報の送信のほかに、次世代システムは、パケット・データを搬送し、通常はオープン・システム間相互接続（ＯＳＩ）モデルまたはｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ ｐｒｏｔｏｃｏｌ／Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｐｒｏｔｏｃｏｌ（ＴＣＰ／ＩＰ）スタックなどの産業界全体のデータ標準規格の上で設計され、これに基づくパケット・データ・ネットワークと相互運用すると期待することができる。これらの標準規格は、正式であれデファクトであれ、長年にわたって開発され、これらのプロトコルを使用するアプリケーションは、簡単に入手可能である。

これらのディジタル通信システムのほとんどで、通信チャネルが、８００ＭＨｚ、９００ＭＨｚ、１８００ＭＨｚ、および１９００ＭＨｚ付近の周波数を有する周波数変調無線搬送波信号によって実施される。ＴＤＭＡシステムおよびＣＤＭＡシステムでのさまざまな範囲で、各無線チャネルは、一連のタイム・スロットに分割され、各タイム・スロットに、ユーザからの情報のブロックが含まれる。タイム・スロットは、それぞれが所定の持続時間を有する連続するフレームにグループ化され、連続するフレームを、一連の、通常はスーパーフレームと称するものにグループ化することができる。通信システムによって使用されるアクセス技法の種類（たとえばＴＤＭＡまたはＣＤＭＡ）が、ユーザ情報がスロット内およびフレーム内でどのように表現されるかに影響するが、現在のアクセス技法のすべてで、スロット／フレーム構造が使用されている。

同一の移動体ユーザに割り当てられたタイム・スロットは、無線搬送波上で連続するタイム・スロットでない場合があるが、その移動体ユーザに割り当てられた論理チャネルとみなすことができる。各タイム・スロット中に、所定の数のディジタル・ビットが、システムによって使用される特定のアクセス技法（たとえばＣＤＭＡ）に従って送信される。音声トラフィックまたはデータ・トラフィック用の論理チャネルのほかに、セルラ無線通信システムは、基地局と移動局によって交換される呼セットアップ・メッセージ用のページング／アクセス・チャネルと、移動局または他のリモート端末によって使用される、それらのトランシーバを基地局のフレーム／スロット／ビット構造に同期化するためのブロードキャスト・メッセージ用の同期チャネルなどの、制御メッセー用の論理チャネルも提供する。一般に、これらの異なるチャネルの送信ビット・レートが一致する必要はなく、異なるチャネルのスロットの長さが均一である必要はない。さらに、欧州および日本で検討されている第３世代セルラ通信システムは、非同期であり、これは、ある基地局の構造が、別の基地局の構造に対して時間的に関係せず、移動体が前もってそれらの構造のどれも知らないことを意味する。

そのようなディジタル通信システムでは、受信側端末が、情報転送を行う前に、送信側端末のタイミング基準を見つけなければならない。ＤＳ−ＣＤＭＡを使用する通信システムでは、タイミング基準の発見が、ダウンリンク（たとえばＢＳからＭＳへの）チップ、シンボル、およびフレームの境界の発見に対応する。これらを、それぞれ、ダウンリンク・チップ同期化、ダウンリンク・シンボル同期化、およびダウンリンク・フレーム同期化と称する場合がある。これに関して、フレームは、単に、独立に検出しデコードすることができるデータのブロックである。現在のシステムのフレーム調波、通常は、１０ミリ秒（ｍｓ）から２０ｍｓの範囲に含まれる。このＢＳタイミングの検索を、「セル検索」と称する場合があり、これには、現在のＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの特徴であるＢＳ固有ダウンリンク・スクランブリング・コードの識別が含まれる。

移動体または他のリモート端末は、通常は、ＢＳによって送信された信号の、減衰した版、フェードした版、および妨害された版の重ね合せ（合計）である信号を受信する。受信された信号のスロット境界およびフレーム境界は、初めにはＭＳに未知であり、ＢＳ固有スクランブリング・コードも同様である。したがって、移動体は、雑音様（ＤＳ−ＣＤＭＡの場合）の受信された信号内で、使用されるスクランブリング・コードを識別するために、１つまたは複数のＢＳを検出し、識別しなければならない。リモート端末がＢＳに同期し、ＢＳ固有スクランブリング・コードを識別するのを助けるために、一部の通信システムでは、各ＢＳ信号に、同期チャネル（ＳＣＨ）と称する場合がある、ＭＳがロックし、「セル検索」を実行できるスクランブリングされない部分が含まれる。

ダウンリンク同期化を達成した後であっても、アップリンク通信（たとえばＭＳからＢＳへ）に関しても同期化を達成しなければならない。これは、基地局と移動局の間のすばやく変化する無線インターフェースならびに基地局との間の「ラウンドトリップ」伝搬遅延が原因である。移動体が、基地局への送信を望む時に、移動体は、アップリンク・チャネル（たとえばランダム・アクセス・チャネル（ＲＡＣＨ））を介して最初の送信を送る。基地局と移動局の間の既に達成されたダウンリンク同期化のゆえに、アップリンク送信は、おおむねまたは粗に、たとえば、通常は１タイム／アクセス・スロット以内に同期化されている。たとえば、基地局が、８つの別個のタイム／アクセス・スロット中の移動体からのアップリンク送信だけを許容する場合がある。移動体は、一般に、基地局によってブロードキャストされるダウンリンク信号に同期化する時に、これらのタイム・スロットが始まる時を知る。したがって、移動体が、そのようなタイム／アクセス・スロットの１つ分を超えて同期がずれてはいないと仮定することができる。直接拡散型のスペクトラム拡散システムでは、そのようなタイム／アクセス・スロットが、所定のチップ数、たとえば２５６チップに対応する。この例では、最大ラウンドトリップ伝搬遅延すなわち、移動体が基地局との同期から外れる量が、２５５チップであると仮定する。

同期化を達成するために、１つの局の送信に、いくつかの既知の信号（すなわち、他の局に既知の）が含まれる。ダウンリンク方向では、この既知の信号を、同期シーケンス、同期コード、主同期シーケンス、または主同期コードと称する場合がある。アップリンク方向では、この既知の信号を、プリアンブル・シーケンスと称する場合がある。ランダム・アクセスでは、移動局が、アップリンク・ランダム・アクセス・バーストを送信する。ランダム・アクセス・バーストは、プリアンブル（またはプリアンブル・シーケンス）部分とメッセージ部分からなる。基地局のＲＡＣＨ受信器が、受信した信号サンプルと既知のプリアンブル・シーケンスを相関させる。最大プリアンブル相関が、基地局ＲＡＣＨ受信器によって検出された後に、基地局は、同期状態になり、ＲＡＣＨバーストのメッセージ部分に含まれる移動体からの実質的なメッセージを正確にデコードすることができる。基地局ごとに１つのランダム・アクセス同期コード／プリアンブルだけが必要であるが、基地局に関連する異なる同期コード／プリアンブルを使用して、異なる移動局からのアップリンク送信の間の相互相関を最小にすることができる。

どの場合でも、ダウンリンク・セル検索またはアップリンク・ランダム・アクセス同期化に使用される同期コード／プリアンブルは、最小の位相はずれの非周期的自己相関を有しなければならない。自己相関は、コードまたはシーケンスがそれ自体とどれほどよく相関するかを記述する特性である。最小の位相はずれの非周期的自己相関は、非０タイム・シフト（すなわち基地局と移動局の同期が１チップ以上ずれている）の自己相関値が、０タイム・シフト自己相関値（基地局と移動局がチップ同期化している）と比較して少ないことを意味する。非０タイム・シフト自己相関値を、自己相関副ローブと称する。０タイム・シフト自己相関値を、自己相関主ローブと称する。

単位エンベロープを有する同期コードの１つの可能な供給源が、バイナリまたは多相のバーカー（Ｂａｒｋｅｒ）コードである。バーカー・コードの主ローブ対最大副ローブ比は、Ｌに等しく、Ｌは、コード長である。残念ながら、バイナリ・バーカー・コードは、長さ２、３、４、５、７、１１、および１３のみに関して存在し、多相バーカー・コードは、現在、４５までの長さに関して既知である。その結果、より長いプリアンブル同期コードが必要な時には、最適でないコードを使用しなければならない。たとえば、第３世代移動体通信標準規格（ＵＴＲＡ）用に提案されたランダム・アクセス・バースト信号のプリアンブルは、４０９６コード・チップの長さを有する。

最小の非周期的自己相関およびより長いコード長のほかに、同期コードを効率的に生成し、相関させることも重要である。基地局での相関に関して、ランダムに使用することができる複数の異なる同期プリアンブル／コードがあり、その結果、基地局ランダム・アクセス・チャネル受信器が、受信したコンポジット信号をすべての可能な同期／プリアンブル・コードと相関させなければならない場合には、効率がさらに重要である。この状況では、基地局受信器は、特にコード長が長い場合に、それぞれが大量のデータ処理動作を実行する、ランダム・アクセス・プリアンブル相関器のバンクを使用する。移動体が基地局タイミングを識別でき、フレーム同期、シンボル同期、およびチップ同期を得られる（すなわちセル検索）ようにするために基地局によって送信されるダウンリンク同期コードの設計および検出に関して、類似する問題が存在する。

効率を達成するために、提案されたＵＴＲＡランダム・アクセス・バースト・プリアンブルは、相関演算の数が減るという長所を有する直列（または階層）コード連結手順を使用して生成される。プリアンブルは、１６個の複素シンボルを有する「シグネチャ」を使用して生成される。各バイナリ・シーケンスに定数複素数Ｃ＝（１＋ｊ）／√２、（ここでｊ＝√−１）をかけることによって、長さ１６のバイナリ直交ゴールド（ゴールド）シーケンスの直交の組から得られる１６個の異なるシグネチャがある。各シグネチャ・シンボルは、２５６チップ長の直交ゴールド・シーケンスになるように選択される、いわゆるプリアンブル拡散コードを用いて拡散される。したがって、結果のプリアンブル・シーケンスは、４０９６チップの長さすなわち１６×２５６＝４０９６を有する。プリアンブル拡散コードは、セル固有であり、基地局によってそのセル内で許容されるシグネチャに関する情報と共にブロードキャストされる。

残念ながら、直列連結された直交ゴールド・シーケンスに基づくプリアンブルの非周期的自己相関特性は、最適ではない、すなわち、大きい自己相関副ローブが生成される。大きい自己相関副ローブは、受信器が、これらの副ローブの１つに誤って同期し、その結果、送信されるメッセージが正しく受信されないことを意味する。

したがって、より長い長さについて、最小の非周期的自己相関特性をもたらし、効率的に生成でき伝導することができる、１つまたは複数の同期シーケンスを提供することが望ましい。そのような同期シーケンスは、ダウンリンク・セル検索およびアップリンク・ランダム・アクセスなどの多くのタイプのスペクトラム拡散通信応用分野で有利に使用することができる。

これらおよび他の目的を満たすために、本発明は、第２トランシーバによって送信された受信信号を相関させるのに使用される第１トランシーバに含めることができる相関器を提供する。相関器には、受信された信号をシーケンスの相補ペアの１つと相関させるためにシーケンスの相補ペアに対応するマッチドフィルタが含まれる。検出器が、マッチドフィルタからのピーク出力を検出し、タイミング回路が、検出されたピーク出力を使用して、第１トランシーバと第２トランシーバの間の送信の同期化のためのタイミング推定値を生成する。相補シーケンスのそれぞれが、その相補シーケンスのすべての非０遅延に関する非常に低い非周期的自己相関副ローブ値と、その相補シーケンスの０遅延に関する最大の自己相関主ローブ値を有する。

１つの例の応用例では、第１トランシーバを基地局とすることができ、第２トランシーバを移動局とすることができる。１つのシーケンスを、ランダム・アクセス・チャネルを介して基地局へ移動局によって送信されるランダム・アクセス・バーストのプリアンブル部分として使用することができる。その代わりに、第１トランシーバを移動局とし、第２トランシーバを基地局とすることができる。１つのシーケンスを、同期チャネルまたは他のブロードキャスト・タイプのチャネルを介して基地局によって送信される同期シーケンスとして使用することができる。

複数のそのようなマッチドフィルタを、第１トランシーバ側で相関器のバンクとして使用することができ、各マッチドフィルタは、最小の非周期的自己相関副ローブ特性を有するシーケンスの相補ペアに対応する。これは、直交の組からの複数のシーケンスを同一セル内で使用する必要がある時、たとえば、たとえば容量を増やすために複数のランダム・アクセス・チャネルを使用する必要がある時に、特に有利である。好ましい例の実施形態では、シーケンスの相補ペアが、長さＬ＝２^Ｎのバイナリ・シーケンスの相補ペアであり、ここで、Ｎは、正の整数である。バイナリ・シーケンスの相補ペアは、通常は、ゴーレイ（Ｇｏｌａｙ）相補ペアと称し、そのようなペア（対）を形成するシーケンスを、ゴーレイ相補シーケンスと称する。シーケンスのゴーレイ相補ペアは、比較的長い長さ、たとえばＬ＝４０９６チップを有することが好ましい。

本発明は、Ｎ個のメモリ手段だけを必要とする、長さＬ＝２^Ｎのゴーレイ相補シーケンスのペアを効率的に生成するシーケンス生成器も提供する。Ｎ個のメモリ手段を有するモジュロ２^Ｎカウンタが、０から２^Ｎ−１まで循環的にカウントする。カウンタからＮ個の並列出力を受け取り、１からＮまでの範囲の整数のある置換に従って置換する置換器。Ｎ個の論理ＡＮＤ演算器の第１の組が、隣接する置換されたカウンタ出力の対からＮ個の並列出力を作る。これらの出力を、第１合計器内で２を法として合計する。Ｎ個の論理ＡＮＤ演算器の第２組が、置換されたカウンタ出力のそれぞれおよびＮ個の重みづけ係数の組の１つに作用して、Ｎ個の並列出力を作る。第２合計器が、Ｎ個の論理ＡＮＤ演算器の第２組によって生成された出力を、２を法として合計する。第３合計器が、第１合計器および第２合計器の出力の２を法とする合計をとって、バイナリ・シーケンスの相補ペアの第１バイナリ・シーケンスを作る。第４合計器が、第３合計器の出力と、置換器からの最上位出力の２を法とする合計をとって、バイナリ・シーケンスの相補ペアの第２バイナリ・シーケンスを作る。

効率的な同期シーケンス生成器のほかに、本発明は、受信したスペクトラム拡散信号を、長さＬ＝２^Ｎのバイナリ（ゴーレイ）相補シーケンスまたは多相相補シーケンスのペアと効率的に相関させる効率的なシーケンス相関器も提供する。そのような相関器を、効率的なゴーレイ相関器（ＥＧＣ）と称する場合がある。効率的なシーケンス相関器には、Ｎ個の直列に連結された処理ステージが含まれ、各ステージは、第１および第２の並列処理ブランチを有する。第１処理ブランチの各ステージには、対応する加算器に結合された遅延線が含まれる。第２処理ブランチの各ステージには、減算器に結合された乗算器が含まれる。特定の処理ステージで第１処理ブランチに供給される入力信号は、対応する遅延線の複数のメモリ手段に保管され、同一の遅延線の最後のメモリ手段の内容が、加算器（第１ブランチ内）と、同一ステージの減算器（第２ブランチ内）に入力される。同一のステージで第２処理ブランチに供給される入力信号は、乗算器内で、対応する重みづけ係数をかけられる。乗算器の出力は、減算器（第２ブランチ内）の負入力および加算器（第１ブランチ内）に供給される。加算器の出力が、次の連続するステージの遅延線に入力される。減算器の出力が、次の連続するステージの乗算器に入力される。第１処理ステージの第１処理ブランチおよび第２処理ブランチの入力信号は、受信したスペクトラム拡散信号に対応する。

第Ｎ処理ステージの第１処理ブランチの出力は、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンスの相補ペアの第１シーケンスとの相互相関になる。第Ｎ処理ステージの第２処理ブランチの出力は、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンスの相補ペアの第２シーケンスとの相互相関になる。好ましい例の実施形態では、相補シーケンスが、バイナリ相補シーケンスまたはゴーレイ相補シーケンスである。

本発明は、Ｌ＝２^Ｎの相補シーケンスのペアからのシーケンスの１つを使用する受信信号の相関のための、実質的に減らされたメモリを有するメモリ効率のよいゴーレイ相関器も提供する。相補ペアからの１つのシーケンスが、長さＸの、２つのより短い構成要素相補シーケンスの連結として表現される。各構成要素シーケンスが、Ｌ／Ｘ回だけ繰り返され、長さＹ＝Ｌ／Ｘのシグネチャ・シーケンスに従って＋１または−１によって変調される。長さＸの第１相関器が、スペクトラム拡散信号を受信し、構成要素相補シーケンスに対応する相関値の中間対を生成する。第１セレクタが、要素が集合｛０，１｝に属する長さＹ＝Ｌ／Ｘのインターリーブ化シーケンスの現在値に基づいて、連続するタイム・ウィンドウのそれぞれの間に、相関値の中間対の１つを交互に供給する。構成要素シーケンスの連結の順序は、インターリーブ化シーケンスによって決定される。乗算器が、選択された中間相関値に、シグネチャ・シーケンスの対応するビットをかけて、乗算された相関出力を生成する。乗算された相関出力は、Ｘ個のメモリ手段を有する遅延線によって生成されるフィードバック出力と合計され、結果の合計自体は、遅延線の入力にフィードバックされる。最終相関値は、Ｙ個の連続するタイム・ウィンドウが発生した後の結果の合計に対応する。好ましい例の実施形態では、Ｎ＝１２、Ｌ＝４０９６、Ｘ＝２５６、およびＹ＝１６であり、最終相関器が、上で説明したものなどの効率的なゴーレイ相関器である。

もう１つの実施形態では、このメモリ効率のよい相関器が、受信したスペクトラム拡散信号を、複数のシグネチャを使用して生成された複数の直交シーケンスと相関させる。複数の乗算器のそれぞれが、選択された中間相関値を、異なるシグネチャ・シーケンスの要素にかけて、対応する乗算された相関出力を生成する。複数の合計器が設けられ、各合計器は、乗算器の１つに対応し、乗算された相関出力を、対応する遅延線のフィードバック出力と合計する。シグネチャ・シーケンス内のすべての要素を処理した後に、最終相関値が、直交シーケンスのそれぞれについて生成される。１６個のシグネチャを使用して１６個の直交ゴーレイ・シーケンスを生成する、１つの例の実施形態を開示する。もう１つの例の実施形態では、３２個のシグネチャを使用して、３２個の直交ゴーレイ・シーケンスを生成する。

本発明の結果として、比較的長いシーケンス長に関して優秀な非周期的自己相関特性を有する、単一の同期シーケンスまたは同期シーケンスの直交の組（セット）が提供される。同等に重要なことに、本発明は、１つの同期シーケンスまたはそのような同期シーケンスの直交の組の効率的な生成およびそれとの相関を提供する。これらの同期シーケンスは、有利なことに、１つの例の応用例で、ランダム・アクセス・チャネルを介するアップリンク同期化およびブロードキャスト同期チャネルを介するダウンリンク同期化に使用することができる。

本発明の前述および他の目的、特徴、および長所は、好ましい実施形態の下記の説明から明白であると同時に、添付図面に示されており、図面では、全体を通じて符号が同一の部分を指す。個々の機能ブロックおよび構成要素が図の多くに示されているが、当業者は、これらの機能を、個別のハードウェア回路によって、適当にプログラムされたディジタル・マイクロプロセッサによって、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）によって、１つまたは複数のディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって、またはこれらの組合せによって実行できることを諒解するであろう。

本発明を有利に使用することができる、例の移動体通信システムの機能ブロック図である。 本発明を有利に使用することができる、例の無線局トランシーバの機能ブロック図である。 図２の無線局トランシーバの受信器チェーン内のベースバンド処理ブロックの追加の詳細を示す機能ブロック図である。 再帰ゴーレイ・シーケンス生成器の図である。 直接ゴーレイ・シーケンス生成器の図である。 一般的なタイプの相関器の図である。 効率的なゴーレイ相関器の図である。 ランダム・アクセス・チャネルを介するランダム・アクセス・バーストのシグナリング・フォーマットを示す図である。 ランダム・アクセス・チャネルを介するランダム・アクセス・バーストのシグナリング・フォーマットを示す図である。 移動局によって実行されるランダム・アクセス・ルーチンの手順を示す流れ図である。 基地局によって実行されるランダム・アクセス・ルーチンを示す流れ図である。 連結されたシーケンスに基づく特定のランダム・アクセス・チャネル・プリアンブル相関器の図である。 本発明の例の実施形態を組み込まれた、やはり連結されたシーケンスに基づくランダム・アクセス・プリアンブル相関器を示す図である。 本発明の例の実施形態が使用される、ランダム・アクセス・プリアンブル相関器のバンクを示す図である。 因数分解された効率的なゴーレイ相関器を実施する、本発明のもう１つの例の実施形態のブロック図である。 ランダム・アクセス・プリアンブル相関器の、遅延に対する自己相関値を示すグラフである。 本発明の例の実施形態を実施するランダム・アクセス・プリアンブル相関器の、遅延に対する自己相関値を示すグラフである。

以下の説明では、制限ではなく例示のために、本発明の完全な理解をもたらすために、特定の実施形態、手順、技法などの特定の詳細を示す。しかし、当業者には、本発明を、これらの特定の詳細から逸脱する他の実施形態で実践できることが明白であろう。たとえば、本発明を、時々、アップリンク拡散コードを使用する移動体無線局に関して説明するが、本発明は、たとえば無線基地局などの他の無線局に同等に適用可能であり、実際に、すべてのスペクトラム拡散通信システムに同等に適用可能である。他の場合には、不要な詳細で本発明の説明を不明瞭にしないように、周知の方法、インターフェース、装置、およびシグナリング技法の詳細な説明を省略した。

本発明を、図１に示されたＵｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ（ＵＭＴＳ）１０の、制限的でない例の文脈で説明する。雲１２として示された、代表的なコネクション指向の外部コア・ネットワークは、たとえば、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）またはサービス総合ディジタル網（ＩＳＤＮ）もしくはその両方とすることができる。雲１４として示された、代表的なコネクションレス指向外部コア・ネットワークは、たとえばインターネットとすることができる。両方のコア・ネットワークが、対応するサービス・ノード１６に結合される。ＰＳＴＮ／ＩＳＤＮコネクション指向ネットワーク１２は、回路交換サービスを提供するモバイル・スイッチング・センタ（ＭＳＣ）ノード１８として示されたコネクション指向サービス・ノードに接続される。既存のＧＳＭモデルでは、ＭＳＣ１８が、インターフェースＡを介して基地局サブシステム（ＢＳＳ）２２に接続され、ＢＳＳ２２は、インターフェースＡ’を介して無線基地局２３に接続される。インターネット・コネクションレス指向ネットワーク１４は、パケット交換型サービスを提供するように調整されたＧｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ（ＧＰＲＳ）ノード２０に接続される。コア・ネットワーク・サービス・ノード１８および２０のそれぞれが、ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｎｅｔｗｏｒｋ（ＲＡＮ）インターフェースを介してＵＭＴＳ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ（ＵＲＡＮ）２４に接続される。ＵＲＡＮ２４には、１つまたは複数の無線ネットワーク・コントローラ２６が含まれる。各ＲＮＣ２６は、複数の基地局（ＢＳ）２８と、ＵＲＡＮ２４内の他のＲＮＣとに接続される。

好ましい実施形態では、無線アクセスが、広帯域符号分割多重多元接続（ＷＣＤＭＡ）に基づき、個々の無線チャネルが、ＣＤＭＡ拡散コードを使用して割り振られる。ＷＣＤＭＡは、マルチメディア・サービスおよび他の高速需要のための広い帯域幅、ならびに高品質を保証するためのダイバーシティ・ハンドオフ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｈａｎｄｏｆｆ）およびＲＡＫＥ受信器などの堅牢な機能を提供する。各移動局２４は、基地局２０がその特定の移動局からの送信を識別するため、ならびに移動局が同一区域内に存在する他の送信および雑音からその移動局にあてられた基地局からの送信を識別するために、それ自体のスクランブリング・コードを割り当てられる。ダウンリンク（ＢＳからＭＳへ）ブロードキャスト・チャネルおよびアップリンク（ＭＳからＢＳへ）ランダム・アクセス・チャネルが、図示されている。

本発明を使用することができるＣＤＭＡ無線局トランシーバ３０を、機能ブロック図形式で図２に示す。当業者は、本発明に関係しない、ＣＤＭＡトランシーバで使用される他の無線トランシーバ機能が、図示されていないことを諒解するであろう。送信ブランチでは、送信される情報ビットが、拡散器３２によって受け取られ、拡散器３２が、拡散コード生成器４０によって生成される拡散コードに従って、使用可能な周波数スペクトル上でこれらの情報ビットを拡散する（広帯域ＣＤＭＡの場合、この周波数帯域は、たとえば、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、またはそれ以上である）。コントローラ４４が、コード生成器４０によって供給される拡散コードのどれを拡散器３２に供給するかを決定する。コード生成器４０によって供給される拡散コードは、ＣＭＤＡ通信システムの無線チャネルに対応する。非常に多数のコード・シンボル（「チップ」と称する場合もある）を使用して、各情報ビットをコード化することができるので（ＷＣＤＭＡシステムなどの可変データ・レート・システムでの現在のデータ・レートに依存する）、拡散動作によって、データ・レートがかなり高くなり、これによって、信号帯域幅が広がる。拡散信号は、変調器３４に供給され、変調器３４は、拡散信号でＲＦ搬送波を変調する。発振器４２が、コントローラ４４によって選択された周波数の、適当な無線周波数搬送波を生成する。変調されたＲＦ信号は、アンテナ３８によって無線インターフェースを介して送信される前に、ＲＦ処理ブロック３６内でフィルタリングされ、増幅される。

類似するが逆の動作が、トランシーバ３０の受信ブランチで実行される。ＲＦ信号が、アンテナ３８によって受信され、ＲＦ処理ブロック１５０でフィルタリングされる。処理された信号を、発振器４４によって供給される適当なＲＦ搬送波信号を使用して、ＲＦ復調器４８内でＲＦ復調して、ＲＦ搬送波から複素ベースバンド信号を抽出する。通常、受信信号を実数（Ｉ）直交成分および虚数（Ｑ）直交成分に分解するために、ＲＦ復調器内で直交ダウンコンバータが使用される。この形で、チャネル・フェージングまたは送信器発振器と受信器発振器の間の位相非同期に起因する着信信号の位相シフトを検出し、補償することができる。ＲＦ復調された複素ベースバンド信号は、同期を得るためにプリアンブル・シーケンスと相関され、その後、ベースバンド受信器４６内で、逆拡散コードに従って逆拡散される。

図３を参照すると、ベースバンド受信器４６が詳細に示されている。同期プリアンブルは、バイナリ・シーケンスであり、プリアンブルマッチドフィルタ／相関器５１に、２つの同一のバイナリ・プリアンブル相関器が含まれ、その一方（５２）は、受信したベースバンド信号のＩブランチを相関させ、他方（５３）は、同一の信号のＱブランチを相関させる。プリアンブル・シーケンスは、プリアンブルマッチドフィルタ５１に組み込まれ、逆拡散コードは、コード生成器４０によって生成される。

受信された複素ベースバンド・プリアンブル信号は、着信信号との正確な同期を達成するため、およびベースバンド（ＲＡＫＥ）復調器５７で使用され、後に追跡されるフェージング・チャネル係数の初期値を得るために、対応する同期プリアンブル相関器５１内で相関される。タイミング情報は、実数相関器５２および虚数相関器５３からの絶対相関値を閾値と比較することによって、ピーク検出器５４内で得られる。ピーク検出器５４は、受信した信号のさまざまなマルチパス成分の遅延（受信器タイミングに対する相対的な）を提供する。タイミング・ユニット５６は、この情報を使用して、マルチパス成分の組合せおよびベースバンド（ＲＡＫＥ）復調器での復調の前に、マルチパス成分の相互遅延を補償する。検出された相関ピークに対応する複素相関値が、初期チャネル推定器５５に保管され、ベースバンド復調器５７で、打ち消される初期フェージング・チャネル係数として使用される。

本発明では、シーケンスの相補ペアからの１つまたは複数の同期パターンとして使用する。シーケンスの相補ペアの基本特性は、それらの非周期的自己相関関数の合計が、すべての非０タイム・シフトについて０になることである。好ましい例の実施形態では、同期シーケンスが、バイナリ相補シーケンスすなわちゴーレイ相補シーケンスに基づく。有利なことにゴーレイ相補シーケンスは、すべての長さＬ＝２^Ｎ（Ｎは任意の正の整数）について構成することができ、長さ１０および２６についても構成でき、これらの長さの任意の組合せについても構成できる。長いシーケンス長の可能性を有することのほかに、多くのゴーレイ相補シーケンスは、低い非周期的自己相関副ローブを有する。以下の文章では、説明のみの目的でゴーレイ相補シーケンスに焦点を合わせるが、本発明の多くの態様に、任意の相補シーケンスのペアに属するすべてのシーケンスが含まれる。

シーケンスの長さがＬ＝２^Ｎである場合に、シーケンスの多相相補ペアを構成する一般的な方法があり、シーケンスのゴーレイ相補ペアは、特殊なバイナリの場合すなわち２相である。その一般的な構成は、次の再帰関係によって定義される。

ａ_０（ｋ）＝δ（ｋ）
ｂ_０（ｋ）＝δ（ｋ）
ａ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）＋Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ−Ｄ_ｎ）
ｂ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）−Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ−Ｄ_ｎ） （１）
ここで、
ｋ＝０，１，２，．．．，２^Ｎ−１
ｎ＝１，２，．．．，Ｎ
Ｄ_ｎ＝２^Ｐｎ
であり、
ａ_ｎ（ｋ）およびｂ_ｎ（ｋ）は、長さ２^Ｎの２つの相補シーケンスであり、
δ（ｋ）は、クロネッカのデルタ関数であり、
ｋは、タイム・スケールを表す整数であり、
ｎは、反復回数であり、
Ｄ_ｎは、遅延であり、
Ｐ_ｎ、ｎ＝１，２，．．．，Ｎは、数｛０，１，２，．．．，Ｎ−１｝の任意の置換であり、
Ｗ_ｎは、単位大きさの任意の複素数である。

Ｗ_ｎが＋１または−１の値を有する場合に、バイナリ（ゴーレイ）相補シーケンスが得られる。すべての可能な置換Ｐ_ｎおよびすべての２^Ｎ個の異なるベクトルＷ_ｎ、（ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）を使って、Ｎ！２^Ｎ個の異なる相補ペアを構成することが可能である。しかし、長さ２^Ｎの異なるゴーレイ・シーケンスの数は、Ｎ！２^Ｎ−１である。

遅延が、式（１）で定義されているように２の電力ではない場合、または、すべての重みづけ係数Ｗ_ｎが同一の大きさを有するのでない場合には、式（１）の構成によって、マルチレベルの相補ペアが作られる。しかし、本発明の多くの態様は、マルチレベルの相補ペアにも適用される。

相補ペアからの両方のシーケンスａ_ｎ（ｋ）およびｂ_ｎ（ｋ）の同時生成のための一般的な再帰方式を、図４に示す。図４に示された再帰ゴーレイ・シーケンス生成器６０は、式（１）で定義された相補ゴーレイ・シーケンスａ_ｎ（ｋ）およびｂ_ｎ（ｋ）の対を作るが、特に長いコードの場合に、大量のメモリ手段を必要とする。たとえば、長さＬ＝４０９６、Ｎ＝１２のシーケンスの場合、１２個の遅延線（Ｄ_１ないしＤ_１２）が必要であり、最初の遅延線が、Ｄ_１個のメモリ手段を有し、第２の遅延線が、Ｄ_２個のメモリ手段を有し、以下同様である。したがって、メモリ手段の総数は、Ｌ−１＝２^Ｎ−１になる。というのは、式（１）によれば、
Ｄ_１＋Ｄ_２＋．．．＋Ｄ_ｎ＝１＋２＋４＋．．．＋２^Ｎ−１＝２^Ｎ−１
になるからである。ゴーレイ相補シーケンスを生成するためのより効率的な（したがって、好ましいが必要ではない）手段を、これから説明する。

図５に示された直接ゴーレイ相補シーケンス生成器は、図４に示された再帰ゴーレイ・シーケンス生成器６０と正確に同一のゴーレイ相補シーケンスのペアを作る。直接ゴーレイ・シーケンス生成器７０には、０から２^Ｎ−１までの循環カウントを可能にするＮ個のメモリ手段だけを含むモジュロ２^Ｎカウンタ７２が含まれる。カウンタ７２並列出力は、正の整数変数ｋのバイナリ表現に対応し、ここで、

である。置換器７４が、Ｎ個の並列出力Ｂ_１（ｋ）ないしＢ_ｎ（ｋ）を受け取るように結合され、これらのＮ個の並列出力を、１からＮまでの範囲の整数のある置換に従って置換する。置換器７４で使用される置換ベクトルは、式（１）で使用される置換のすべての数に１を加算することによって得られる。Ｎ−１個のＡＮＤゲートの第１組７６が、置換器７４の隣接する出力の対からＮ−１個の並列出力を作る。第１合計器８０が、ＡＮＤゲートの第１組７６によって生成された出力の２を法とする合計をとる。ＡＮＤゲートの第２組７８が、置換器７４の出力のそれぞれと、式（１）で使用されたバイナリ・ベクトルＷ_ｎを使用して、１を０に、−１を１に写像することによって得られるＮ個の重みづけ係数Ｗ_１ ^’ないしＷ_ｎ ^’の組の１つとの論理積をとる。第２合計器８２が、ＡＮＤゲートの第２組７８によって生成された出力の２を法とする合計をとる。第３加算器８４が、第１加算器と第２加算器の出力の２を法とする合計をとって、バイナリ・シーケンスの相補ペアの第１のバイナリ・シーケンスを作る。第４合計器８６が、第３加算器８４と、置換器７４の最上位出力すなわちＢ_Ｐ（Ｎ）（ｋ）の２を法とする合計をとって、シーケンスの相補ペアの第２バイナリ・シーケンスを作る。写像器８８が、アルファベット｛０，１｝からの要素を有する第１および第２のバイナリ・シーケンスを、アルファベット｛−１，１｝からの対応する要素に変換する。

直接ゴーレイ相補シーケンス生成器７０は、メモリ効率がよく、かなり低い複雑さすなわち、従来の線形フィードバック・シフトレジスタ・シーケンス（ｍシーケンス）生成器に類似する複雑さを有する。これらの特色によって、生成器７０が、移動体端末のランダム・アクセス・バースト送信器内および基地局送信器内のシーケンス生成器として特に魅力的になっている。

受信器側で、完全なシーケンスを受信した時を正確に検出するために、受信されたスペクトラム拡散信号を、送信されたゴーレイ相補シーケンスと相関させなければならない。送信されたゴーレイ相補シーケンスは、最小の非周期的自己相関を有するように選択されるので、検出された最大相関値が自己相関主ローブに対応する確度は、非常に高い。任意の同期シーケンスに整合された相関器９０の一般的な簡単な実施形態を、図６に示す。

受信信号ｒ（ｋ）が、Ｌ−１個のメモリ手段を有する遅延線に供給される。各入力信号および各メモリ手段ステージが、ａ（Ｌ−１）、ａ（Ｌ−２）、ａ（Ｌ−３）、．．．、ａ（０）によって表されるシーケンスとの相関のために、Ｌ個の乗算器への入力を提供する。乗算器の出力を合計して、相関出力信号Ｒ（τ）を供給する。ゴーレイ相関器９０は、相関を実行するには満足なものであるが、メモリおよびデータ処理に関して非常にコストが高い。たとえば、Ｌ＝４０９６の場合に、４０９５個のメモリ手段、４０９６個の乗算器、および４０９５個の合計器が必要である。

したがって、本発明の好ましい実施形態では、図７に示された、効率的なゴーレイ相関器（ＥＧＣ）１００を使用する。機能的には、効率的なゴーレイ相関器１００は、式（１）によって定義される相補シーケンスａ_Ｎ（ｋ）およびｂ_Ｎ（ｋ）に直接に対応するマッチドフィルタである。この相関器１００を特に魅力的にしているものは、図６に示された一般的な相関器９０に必要なものよりかなり少ないメモリおよびデータ処理動作を使用することである。

効率的なゴーレイ相関器１００は、入力信号ｒ（ｋ）の、２つの相補シーケンスａ_Ｎ（ｋ）およびｂ_Ｎ（ｋ）との相関を同時に実行する。２つのマッチドフィルタ相関器出力Ｒ_ｒａ（τ）およびＲ_ｒｂ（τ）が、対応する非周期的相互相関関数すなわち、受信した信号ｒ（ｋ）が２つのシーケンスａ_Ｎ（ｋ）およびｂ_Ｎ（ｋ）と一致する度合を表す値である。マッチドフィルタ／相関器１００は、式（１）で定義された重みづけ係数Ｗ_ｎの複素共役、Ｗ_ｎ ^＊を使用する。

したがって、効率的なゴーレイ相関器１００は、各ステージが第１および第２の並列処理ブランチを有するＮ個の直列に連結された処理ステージを使用して、受信したスペクトラム拡散信号ｒ（ｋ）を長さＬ＝２^Ｎのゴーレイ相補シーケンスのペアと相関させる。各処理ステージの第１処理ブランチに供給される入力信号Ｒ_ａ ^{（ｎ−１）}（ｋ）が、対応する遅延線Ｄ_ｎ（ｎ＝１，．．．，Ｎ）の第１メモリ手段に保管され、同一の遅延線Ｄ_ｎの最後のメモリ手段の内容が、同一の処理ステージの加算器（第１ブランチ内）および減算器（第２ブランチ内）に入力される。同一ステージの第２処理ブランチに供給される入力信号Ｒ_ｂ ^{（ｎ−１）}（ｋ）は、乗算器内で対応する重みづけ係数Ｗ_ｎ ^＊をかけられるが、この重みづけ係数Ｗ_ｎ ^＊は、式（１）で定義された重みづけ係数Ｗ_ｎの複素共役である。乗算器の出力は、減算器の負入力および第１ブランチの加算器に入力される。加算器の出力Ｒ_ａ ^（ｎ）（ｋ）は、次の連続するステージの遅延線に入力される。減算器の出力Ｒ_ｂ ^（ｎ）（ｋ）は、次の連続するステージの乗算器に入力される。第１処理ステージの第１処理ブランチおよび第２処理ブランチへの入力信号Ｒ_ａ ^（０）（ｋ）およびＲ_ｂ ^（０）（ｋ）は、受信したスペクトラム拡散信号ｒ（ｋ）に対応する。

第Ｎ処理ステージの第１処理ブランチの出力によって、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンスのゴーレイ相補ペアの第１シーケンスａ_ｎ（ｋ）との相互相関Ｒ_ｒａ（ｋ）が作られる。第Ｎ処理ステージの第２処理ブランチの出力によって、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンスのゴーレイ相補ペアの第２シーケンスｂ_ｎ（ｋ）との相互相関Ｒ_ｒｂ（ｋ）が作られる。

ＥＧＣでの乗算の回数は、ｌｏｇ_２（Ｌ）に等しい。対照的に、図６に示されたゴーレイ・シーケンス相関器の簡単なマッチドフィルタ実施形態９０は、２・Ｌに対応するはるかに多数の乗算を必要とする。簡単な実施形態９０が、相補ペアの相関に２つの相関器を必要とするが、効率的なゴーレイ相関器１００が、相補ペアを同時に相関させることに留意されたい。効率的なゴーレイ相関器１００での加算の回数は、２・ｌｏｇ_２（Ｌ）であり、簡単なマッチドフィルタ実施形態９０の場合（２・（Ｌ−１）になる）より少ない。効率的なゴーレイ相関器１００に必要なメモリ手段の数は、Ｌ−１であるが、図６に示された一般的な相関器９０は、シーケンスの対の相関のために（２（Ｌ−１））個のメモリ手段を２組必要とする。したがって、効率的なゴーレイ相関器１００では、ＩＣスペースが節約され、処理演算が減らされ、電力が節約され、コストが減らされる。

本発明は、移動局が基地局に対応するランダム・アクセス・チャネルを介してメッセージを送信する時に移動局と基地局の間の同期を提供する、特に有利な制限的でない応用分野を有する。そのようなランダム・アクセス・チャネルの１つの例のフォーマットを、図８Ａおよび図８Ｂに関して説明する。ランダム・アクセス・チャネル・フォーマットは、移動局が、特定のフレーム境界に対する複数の明瞭に定義された時間オフセットでランダム・アクセス・チャネル上で送信を行うことができる、スロット付きアロハ（ｓｌｏｔｔｅｄ ＡＬＯＨＡ）手法に基づく。異なる時間オフセットが、アクセス・スロットとして図示され、１．２５ミリ秒だけ離隔する。現在のセルでどのアクセス・スロットが使用可能であるかに関する情報が、ダウンリンク・ブロードキャスト・チャネル上で基地局によってブロードキャストされる。フレーム境界も、現在のセルのブロードキャスト・チャネルによって定義される。ランダム・アクセス・バーストに、２つの部分すなわち、１ミリ秒の長さを有するプリアンブル部分と、１０ミリ秒の長さを有するメッセージ部分が含まれる。プリアンブルとメッセージの間に、たとえば０．２５ミリ秒のアイドル時間期間をおくことができ、これによって、プリアンブルの検出（相関）およびメッセージの後続のオンライン処理が可能になる。

移動局によって実行されるランダム・アクセス手順を、図９に示されたランダム・アクセス（ＭＳ）ルーチン（ブロック２００）に関して説明する。当初、移動局は、特定の基地局呼に対する同期を獲得しなければならない（ブロック２１０）。背景で説明したように、移動局は、この初期同期化を、最も低いパス損失を有する基地局のセル検索中に実行する。移動局は、基地局ブロードキャスト・チャネルに同調し、ブロードキャスト信号を処理して、同期シーケンスを検出する。１つの例の実施形態では、同期化が、２つのステップに分解される。第１ステップでは、移動体が、すべての基地局に共通の主同期シーケンスを検出する。最も強い相関または最大の相関を検出した後に、移動局は、第２ステップを実行し、この第２ステップでは、移動局が、この基地局に特有の第２同期シーケンスを相関させる。

特定のセルへの同期を獲得した後に、移動局は、ダウンリンク・ブロードキャスト・チャネルから、この特定のセルで使用されるランダム・アクセス・プリアンブル拡散コードおよびメッセージ・スクランブリング・コードに関する情報を、使用可能なプリアンブル・シグネチャ、使用可能なランダム・アクセス・チャネル・アクセス・スロット、および他の情報に関する情報と共に獲得する（ブロック２２０）。その後、移動局は、使用可能なものからアクセス・タイム・スロットおよびシグネチャを選択する（ブロック２３０）。その後、移動局は、選択されたアクセス・タイム・スロット中に、シグネチャおよびプリアンブル拡散コードを使用してランダム・アクセス・バーストを生成する（ブロック２４０）。

移動局によって送信されたランダム・アクセス・バーストは、図１０に流れ図形式で示されたランダム・アクセス（ＢＳ）ルーチン（ブロック３００）と共に説明するように、基地局で受信され、正しく相関されなければならない。基地局は、コンポジットＲＦ信号を受信し、その信号をベースバンドに変換し、ベースバンド信号を１つまたは複数のプリアンブル・シーケンスと相関させる（ブロック３１０）。具体的に言うと、基地局は、マッチドフィルタ・タイプの相関器を使用して、ベースバンド・コンポジット信号をプリアンブル・シーケンスと相関させる（ブロック３２０）。その後、最大相関ピークを検出し、これを使用して、フレーム、スロット、およびチップの同期タイミング情報を推定する。ピーク検出器（たとえば５４）が、受信した信号のさまざまなマルチパス成分の相対（受信器タイミングに対する）遅延を供給する（ブロック３３０）。推定されたタイミング情報を、ランダム・アクセス・チャネル・バーストのメッセージ部分の復調のためにＲＡＫＥコンバイナ（たとえば５７）に供給する（ブロック３４０）。タイミング・ユニット（たとえば５６）が、ＲＡＫＥ復調器（たとえば５７）での組合せおよび復調の前に、マルチパス成分の相互遅延を補償する。検出された相関ピークに対応する複素相関値を、ＲＡＫＥ復調器で打ち消される初期フェージング・チャネル係数として使用する。

図１１に示されたランダム・アクセス・チャネル（ＲＡＣＨ）プリアンブル相関器４００は、使用するメモリの量に関して特に効率的である。効率性は、シグネチャ・バイナリ・シーケンスとプリアンブル拡散コードを直列に（階層的に）連結することによって達成される。すなわち、シグネチャ・シーケンスの各バイナリ・ビットが、同一のプリアンブル拡散コードによって拡散される。受信信号は、マッチドフィルタ４１０内で、たとえばＴ_ｍａｘ＝２５６チップの長さを有する、プリアンブル拡散コードと相関される。マッチドフィルタ４１０によって作られる中間相関値は、乗算器４２０で、たとえば１６の長さを有するシグネチャ・シーケンス（ブロードキャスト・チャネルを介して基地局によって供給される）の要素をかけられる。合計器４３０が、乗算器４２０の出力と、マッチドフィルタの長さ、たとえば２５６と同一の要素数を有する遅延線４２０の出力と合計する。合計器４３０の出力は、遅延線４４０に入力され、ピーク検出器４５０に供給される。プリアンブル相関器４００は、受信信号ｒ（ｋ）の期待される遅延τが、｜τ｜＜Ｔ_ｍａｘになるように制限され、Ｔ_ｍａｘが、プリアンブル拡散コードの長さであるという条件の下で、望み通りに動作する。

相関演算は、その間にランダム・アクセス・バーストが受信されると期待されるタイム・ウィンドウ、たとえば２５６チップと同期化される。このタイム・ウィンドウの長さは、移動局が基地局とのダウンリンク同期または主同期を既に達成していることが前提になっている。連続する２５６チップ・ウィンドウのそれぞれについて、そのウィンドウについてマッチドフィルタ４１０によって生成される２５６個の相関値に、１６シンボル長のシグネチャ・シーケンスの１シンボルをかける。その後、シグネチャ・シーケンスの次のシンボルを、次の２５６チップ・タイム・ウィンドウの開始時に選択する。乗算された相関値を、前のタイム・ウィンドウ内の同一の相対時間位置で実行された前の合計の結果と合計する。前の合計の結果は、遅延線４４０の出力から得られ、その後、現在の合計の結果が、遅延線４４０に保管される。ピーク検出器４５０に出力される最終相関値は、１６個のタイム・ウィンドウすなわち、２５６チップ・タイム・ウィンドウ内の各時間位置での合計の１６回の繰り返しの後に供給される。したがって、反復のそれぞれで、値２５６の中間相関ピークが積分されるので、完全な相関ピークは４０９６に等しくなる。ピーク検出器４５０は、Ｉ受信器ブランチおよびＱ受信器ブランチの両方から相関値を受け取り、絶対相関値または自乗絶対相関値を計算する。ピーク検出器４５０は、たとえば図３に示されたＲＡＣＨ受信器の残りに接続される。

ＲＡＣＨプリアンブル相関器４００は、従来の相関器よりかなり少ないメモリを必要とするので、特に効率的である。たとえば、Ｌ＝４０９６の場合、ＲＡＣＨプリアンブル相関器４００は、５１１個のメモリ手段だけを必要とするが、図６に示された一般的な相関器９０は、４０９５個のメモリ手段を必要とする。

プリアンブル相関器４００の構造のメモリ削減の利益は、図１２に示された、図１１に示されたものに類似する構造を有するメモリ効率のよいゴーレイ・シーケンス相関器５００の実施に有利に使用される。相関器５００では、必要な加算および乗算の数が減っている。図１２に示された効率的なゴーレイ相関器５００は、長さＬ＝２^Ｎ＝Ｊ・Ｔ_ｍａｘのゴーレイ・シーケンスの、２つのより短い長さＴ_ｍａｘの構成要素相補シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）の関数としての表現に基づく。この関数は、シーケンスの相補ペアの式（１）での一般的な再帰構成の結果である。すなわち、一般的な再帰構成が、相補シーケンスの任意の対から開始される場合、すなわち、初期ベクトルａ_０（ｋ）およびｂ_０（ｋ）が、
ａ_０（ｋ）＝Ａ（ｋ）
ｂ_０（ｋ）＝Ｂ（ｋ）， ｋ＝０，１，２，．．．，Ｔ_ｍａｘ−１
になるように選択され、Ａ（ｋ）およびＢ（ｋ）が、長さＴ_ｍａｘの２つの相補シーケンスである場合に、結果の長さＬ＝２^Ｎ＝Ｊ・Ｔ_ｍａｘの相補シーケンスのペアが、Ｊ回の反復の後に生成される。式（１）のすべての遅延Ｄ_ｎが、構成要素シーケンスの長さ（Ｔ_ｍａｘ）をかけられる。

受信された信号ｒ（ｋ）は、たとえば長さＬ＝２５６チップを有する、図７に示された効率的なゴーレイ相関器５１０によって受け取られることが好ましい。効率的なゴーレイ相関器５１０は、シーケンスのゴーレイ相補ペアに対応する２つの相互相関値Ｒ_ｒＡ（τ）およびＲ_ｒＢ（τ）を生成する。スイッチまたはセレクタ５２０が、この２つの相関値を受け取る。「インターリービング信号」と称する制御信号が、セレクタ５２０を制御して、「０」が供給される場合にはＲ_ｒＡ（τ）相関値、「１」が供給される場合にはＲ_ｒＢ（τ）相関を選択する。これによって、セレクタ５２０が、インターリーブ化シーケンスの現在の値に基づいて、連続するタイム・ウィンドウのそれぞれの間の相関値の中間対の１つを交互に供給する。より短い構成要素シーケンスの連結の順序は、インターリーブ化シーケンスによって決定される。シグネチャが長さ１６を有するこの例のインターリーブ化シーケンスは、やはり１６に等しい長さを有する。セレクタ５２０の出力は、乗算器４２０で、乗算器４２０内の現在の２５６チップ・タイミング・ウィンドウに対応するシグネチャのシンボルの１つをかけられる。乗算器４２０、合計器４３０、遅延線４４０、およびピーク検出器４５０で実行される動作は、図１１に関して説明したものに類似する。図１１からの方式の場合と同様に、メモリ効率のよいゴーレイ相関器４００は、受信信号ｒ（ｋ）の期待される遅延τが、｜τ｜＜Ｔ_ｍａｘになるように制限され、Ｔ_ｍａｘが、構成要素相補シーケンスの長さであるという条件の下で、望み通りに動作する。

相関器５００は、図１１の相関器４００と同数のメモリ手段を有するが、乗算器と加算器の数はそれよりかなり少ない。図１１のマッチドフィルタ・プリアンブル拡散コード相関器４１０の代わりに使用されるＥＧＣ５１０のより高い効率のゆえに、総合効率が改善される。

より高い容量が望ましいセルでは、複数の同期シーケンスの組を構成することが有用である。より多くの同期シーケンスによって、より多くの容量の可能性がもたらされる。そのような組のシーケンスは、相互相関を最小にするために直交であることが好ましい。本発明は、式（１）の再帰構成からのゴーレイ・シーケンスの直交する組の効率的な生成を提供する。

直交ゴーレイ・シーケンスの組は、置換Ｐ_ｎのそれぞれについて、すなわち、遅延Ｄ_ｎの組のそれぞれについて、長さＮのＬ／２＝２^Ｎ−１個のベクトルＷ（ｖ，ｎ）の適当な組すなわち、ｖ＝０，１，．．．，２^Ｎ−１−１およびｎ＝１，２，３，．．．，Ｎを選択することによって、式（１）から生成することができる。各ベクトルＷ（ｖ，ｎ）によって、相補ゴーレイ・シーケンスの対が作られる。その結果、合計２^Ｎ個のシーケンスが、長さ２^Ｎのゴーレイ・シーケンスの直交の組で提供される。

式（１）からゴーレイ・シーケンスの直交の組を作る長さＮの２^Ｎ−１個のベクトルＷ（ｖ，ｎ）の組は、たとえば、２つの異なる形で生成することができる。第１のアルゴリズムは、

であり、ここで、Ｂ_ｎ（ｘ）は、ある正整数ｘのＮビット長バイナリ表現の第ｎビットすなわち、

である。第２のアルゴリズムは、次式によって与えられる。

以下の例示的な例を検討されたい。長さＬ＝８＝２^３、Ｎ＝３のゴーレイ・シーケンスの直交の組を、式（１）を使用して得ると仮定する。数｛０，１，２｝の任意の置換Ｐ＝｛Ｐ_０，Ｐ_１，Ｐ_２｝から始めて、Ｐ＝｛０，２，１｝であるものとする。長さ３の必要な重みづけベクトルＷ（ｖ，ｎ）は、式（２ａ）から得られ、これを次の表１に示す。

結果の直交の長さ８のゴーレイ・シーケンスの組Ｓ（ｕ，ｋ）を、表２に示す。

対応する４相コードを得るために、各ゴーレイ・シーケンスに、定数複素数（１＋ｊ）／√２、（ここでｊ＝√−１）をかけることができる。

ＲＡＣＨプリアンブルに対する直交ゴーレイ・シーケンスの特定の有利な応用例を、図１３に示されたメモリ効率のよいゴーレイ相関器に関して説明する。図１３に、複数のプリアンブル・シーケンスを使用することができるＲＡＣＨプリアンブル相関器６００を実施する、本発明の好ましい例の実施形態を示す。図１３の相関器のバンク内に示された３２個の相関器のそれぞれが、図１２に示された相関器５００に類似する形で動作する。構成要素シーケンスが、Ｔ_ｍａｘ＝２５６の長さであり、置換ベクトルＰ_ｎ、および重みづけ付けベクトルＷ_ｎが、１６の長さである場合に、相補ペアの各シーケンスの結果の全長は、４０９６になる。シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）からなる結果のゴーレイ・シーケンスは、８回繰り返され、これが、置換ベクトルＰ_ｎに依存する「インターリービング」関数を使用して、セレクタ５２０によって多重化される。インターリービング関数Ｉ_０（ｋ）が、最初の１６個の直交プリアンブルに共通であり、インターリービング関数Ｉ_１（ｋ）が、残りの１６個の直交プリアンブルに共通である。各プリアンブルは、独自の「シグネチャ」シーケンスを有し、このシグネチャ・シーケンスは、重みづけ関数Ｗ_ｎおよび置換ベクトルＰ_ｎに依存する。インターリービング関数によって、送信されたプリアンブルの構造に従って、ＥＧＣの一方または他方の出力が選択される。

長さ２５６の共通の構成要素シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）（および共通のインターリービング関数）を有する、長さ４０９６の１６個のゴーレイ・シーケンスの第１の直交の組は、長さ１６の単一の置換ベクトルを、式（２）による８つの重みづけベクトルと共に選択することによって得られる。式（１）のすべての遅延Ｄ_ｎに、構成要素シーケンスの長さ（Ｔ_ｍａｘ＝２５６）をかける。

同一の構成要素シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）を有するが、もう１つのインターリービング関数Ｉ_１（ｋ）に従ってもう１つのセレクタ６１０によってインターリーブされる、長さ４０９６の追加の１６個の直交ゴーレイ・シーケンスは、下記によって得られる。

ａ_０（ｋ）＝Ｂ（ｋ）
ｂ_０（ｋ）＝Ａ（ｋ）， ｋ＝０，１，２，．．．，Ｔ_ｍａｘ−１
直交ゴーレイ・シーケンスの追加の組を得るために式（１）で使用される置換ベクトルおよび重みづけベクトルは、直交ゴーレイ・シーケンスの第１の組と同一である。合計で、長さ２５６の共通する構成要素シーケンスを有する長さ４０９６の３２個の直交ゴーレイ・シーケンスがある。一般に、Ｊ＝Ｌ／Ｔ_ｍａｘであるものとして、２Ｊ個のそのような直交ゴーレイ・シーケンスを生成することが可能である。

これらのインターリービング関数およびシグネチャ関数を、上の表１および表２で与えられるものと同一の例を使用する長さ８のゴーレイ・シーケンスの直交の組によって示す。Ｔ_ｍａｘ＝２であり、構成要素シーケンスがＡ（ｋ）＝｛１，１｝およびＢ（ｋ）＝｛１，−１｝である場合に、表２で与えられたシーケンスの組を、表３に示されるように表すことができる。

インターリービング関数Ｉ_０（ｋ）およびＩ_１（ｋ）は、
Ｉ_０（ｋ）＝｛０，０，１，１｝およびＩ_１（ｋ）＝｛１，１，０，０｝
であり、ここで、「０」の値によって、シーケンスＡ（ｋ）との相互相関が選択され、「１」の値によって、シーケンスＢ（ｋ）との相互相関が選択される。したがって、インターリービング関数Ｉ_１（ｋ）は、Ｉ_０（ｋ）を反転した版である。最初の４つの「シグネチャ」関数を下に示す。

シグネチャ０＝｛１，１，１，−１｝、シグネチャ１＝｛１，−１，１，１｝、
シグネチャ２＝｛１，１，−１，１｝、シグネチャ３＝｛１，−１，−１，−１｝
他の４つのシグネチャ関数の値は、同一すなわち、シグネチャ４＝シグネチャ０、シグネチャ５＝シグネチャ１、シグネチャ６＝シグネチャ２、およびシグネチャ７＝シグネチャ３である。

本発明の前の例の応用例は、移動局によって送信されたランダム・アクセス・バーストを受信し、同期化するために基地局によって使用される１つまたは複数の相関器に対するものである。前に述べた本発明のもう１つの例の有利な応用例は、移動局内で使用されるセル検索相関器に対するものである。初期セル検索中に、移動局は、最も低いパス損失を有する基地局を検索する。その後、移動局は、基地局のタイム・スロットおよびフレーム同期と、基地局に関連するダウンリンク・スクランブリング・コードを判定する。初期セル検索は、３ステップすなわち、（１）スロット同期化、（２）フレーム同期化およびコード・グループ識別、および（３）スクランブリング・コード識別で行われる。この、本発明の他の非制限的な例の応用例は、第１および第２のステップ（１）および（２）に関する。

移動局でのスロット同期化手順では、各タイム・スロットの先頭ですべての基地局によってブロードキャストされる、すべての基地局に共通の主同期コードを使用する。同期化手順は、着信信号を主同期コードと相関させることからなる。相関器の出力によって、移動局の範囲内の各基地局からの各放射線のピークが生成される。最も強いピークの位置を検出することによって、最も強い基地局の、タイム・スロット長を「法」とするタイミングが与えられる。

スロット同期化は、移動局の観点からはクリティカルなステップである。というのは、この動作が、移動局がある他の基地局へのリンクを既に有する場合であっても、常時実行されるからである。したがって、主同期コードに関する移動局の相関器の実装の複雑さは、可能であれば最小にしなければならない。そのような最小化は、主同期コードの特殊な構造を利用することによって達成することができる。その一方で、主同期化コードは、移動局が所望の主ローブではなく副ローブに同期する可能性を最小にするために、最小の非周期的自己相関副ローブを有しなければならない。

セル検索主同期コードに関するこの後者の要件は、その開示が参照によって本明細書に組み込まれる、本願の譲受人に譲渡された米国特許出願第０９／１３５２４７号明細書、表題「Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｓ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｈａｄａｍａｒｄ−Ｂａｓｅｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ Ｈａｖｉｎｇ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ」、１９９８年８月１７日出願で提案されているように、ゴーレイ相補シーケンスを使用することによって満たすことができる。その特許出願書では、最初のセル検索ステップで使用する、ゴーレイ相補シーケンスに基づく主同期コードのマッチドフィルタリングの効率的な方法が指定されていない。幸い、本発明は、主同期コードとしてゴーレイ相補シーケンスを使用する効率的な実施形態を提供する。

図７に示されたＥＧＣ１００に類似する効率的なゴーレイ相関器を、セル検索の第１ステップで主同期コード相関器として使用することによって、たとえば階層主同期コードに整合された図１１に示された相関器４００に類似する階層相関器（ＨＣ）より大きい実施の利益がもたらされる。長さ２５６の階層コードは、ＵＴＲＡシステムの１提案に含まれるように、長さ１６の２つの構成要素シーケンスの、直列すなわち階層的な連結によって得られる。好ましい実施形態では、主同期コードの長さが、２５６チップである。長さ２５６のゴーレイ相補シーケンスは、最小の最大絶対非周期的自己相関副ローブ（ＭＡＳ）値を有するので、主セル検索コードとしての応用に最適である。長さ２５６のすべてのゴーレイ相補シーケンスについて得られた最小ＭＡＳ値は、１２である。ＭＡＳ＝１２を有するゴーレイ・シーケンスの対の１つが、次式によって定義される。

Ｐ_ｎ＝｛６，３，７，２，１，４，０，５｝およびＷ_ｎ＝｛１，−１，−１，１，１，−１，１，１｝ （３）
ＥＧＣのメモリ・ビット数Ｎ_ｍｅｍは、各遅延線のメモリ・セルの数と、最初の遅延線の後で、メモリ・セル・ワード長が、新しい遅延線ごとに１つ増えるという事実を考慮することによって計算することができる。受信信号の１ビット量子化を前提にすると、次のようになる。

Ｎ_ｍｅｍ ^{（ＥＧＣ）}＝１・２^６＋２・２^３＋３・２^７＋４・２^２＋５・２^１＋６・２^４＋７・２^０＋８・２^５＝８４９
階層相関器（ＨＣ）は、長さ１６の１つの簡単な相関器と、長さ１６の１５個の遅延線を必要とする。そのような遅延線のそれぞれのメモリ・セル・ワード長は、５ビットである。したがって、このＨＣについて、Ｎ_ｍｅｍ ^（ＨＣ）＝１・１６＋（５・１６）・１５＝１２１６である。

ＥＧＣによって相関されたゴーレイ相補シーケンスは、階層シーケンスに対する下記の利点を提供する。
・加算器の数が、ＨＣの３０個に対してＥＧＣでは１６個である。
・乗算器の数が、ＨＣの３２個に対してＥＧＣでは８個である。
・メモリ・ビットの数が、ＥＧＣではＨＣの場合より３０％少ない。
・ゴーレイ相補シーケンスでは、非周期的自己相関副ローブの最大絶対値が、階層シーケンスの１／３である。

本発明のもう１つの例の実施形態では、因数分解された効率的なゴーレイ相関器を提供する。長さ２５６のそのような相関器を、図１４に示す。因数分解された形で表されたゴーレイ・シーケンスは、たとえば長さ６４の、２つのより短い構成要素（相補）シーケンスの連結として構成することができる。その場合に、相関器７００に、図７に示されたものに類似する、長さ６４の効率的なゴーレイ相関器７１０、長さ６４の遅延線７２０、７３０、７４０、および７５０、乗算器７９０、および加算器７６０、７７０、および７８０が含まれる。乗算器の総数は、多くとも１０であり、加算器の総数は、１５に等しい。加算器の数が、長さ２５６のＥＧＣの場合より１つ少ないことに留意されたい。遅延線の実際の数は、インターリーブ化シーケンスに依存する。

相関器７００は、受信器局部発振器の可干渉時間がシーケンス長より短い（たとえば、多くとも６４チップである）時に有用になる可能性がある。その結果、中間相関値の最適下限の非コヒーレント積分が必要である。言い換えると、相関器７００を用いると、中間相関値のコヒーレントおよび非コヒーレントの両方の積分が可能になる。図１４の例の相関器７００は、コヒーレントである。この例では、長さ２５６のゴーレイ・シーケンスが、｛−Ｂ，Ｂ，Ａ，Ａ｝と表され、ここで、ＡおよびＢは、長さ６４の相補シーケンスである。

セル検索の第２ステップでは、長さ２５６チップの１７個の第２同期コード（ＳＳＣ）の組を使用することができる。ＳＳＣは、主同期コード（ＰＳＣ）に対して直交しなければならない。主同期コードが、本発明の１つの例の応用例によるゴーレイ相補シーケンスであると仮定すると、１７個の直交ＳＳＣの組を生成する方法の１つが、その開示を参照によって本明細書に組み込まれる、本願の譲受人に譲渡された米国特許出願第０９／１３５２４７号明細書、表題「Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｓ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｈａｄａｍａｒｄ−Ｂａｓｅｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ Ｈａｖｉｎｇ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ」、１９９８年８月１７日出願で提案されている。ＳＳＣの直交の組は、ＰＳＣに同一の長さの１７個の異なるウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）関数をかけることによって生成される。そのようなＳＳＣの組を用いると、実装の複雑さを減らすために、セル検索の第２ステップで高速アダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）変換（ＦＨＴ）プロセッサを使用することができるようになる。さらに、ＰＳＣが、ゴーレイ相補シーケンスである場合に、そのゴーレイＰＳＣに異なるウォルシュ関数をかけることによって得られるシーケンスの組が、ゴーレイ・シーケンスの直交の組をもたらす。この場合、これらのＳＳＣを、上で説明した主同期コード相関手順に類似するＥＧＣのバンクを使用して検出することもできる。本発明によるそのようなＥＧＣのバンクは、必要な動作の数に関して、ＦＨＴに基づく相関よりも効率的である。

ＳＳＣに関する追加要件は、第２同期コードから主同期コード相関器への干渉を最小にするために、ＰＳＣと１７個のＳＳＣのそれぞれとの間の非周期的相互相関を小さくすることである。この場合では、式（２）を使用して長さ２５６チップの２５６個の直交ゴーレイ・シーケンスの完全な組を生成し、これらのゴーレイ・シーケンスの１つを主同期コードとして選択し、その後、それぞれが、ある適度な閾値未満の、主同期コードとの最大絶対非周期的相互相関を有する、１７個の第２同期コードを選択することが有利である。たとえば、ＰＳＣが、式（１）および（３）によって生成されたａ（ｋ）シーケンスであると仮定すると、４２の閾値以下のＰＳＣとの最大絶対非周期的相互相関を有する１７個のＳＳＣの組は、式（３）と同一の置換ベクトルと、下記の重みづけベクトルによって定義される。

W_SSC1＝｛ １ １ １ −１ １ １ −１ １｝、（ａ）
W_SSC2＝｛ １ −１ １ −１ −１ −１ １ １｝、（ｂ）
W_SSC3＝｛−１ １ １ −１ −１ １ １ １｝、（ｂ）
W_SSC4＝｛−１ １ １ −１ −１ −１ −１ １｝、（ａ）
W_SSC5＝｛−１ １ −１ １ １ −１ １ １｝、（ｂ）
W_SSC6＝｛−１ −１ １ −１ −１ １ １ １｝、（ｂ）
W_SSC7＝｛−１ −１ １ −１ −１ −１ −１ １｝、（ａ）
W_SSC8＝｛−１ −１ −１ １ １ １ １ １｝、（ｂ）
W_SSC9＝｛−１ −１ −１ １ １ −１ １ １｝、（ａ）
W_SSC10＝｛−１ −１ −１ １ １ −１ −１ １｝、（ａ）
W_SSC11＝｛−１ −１ −１ １ −１ −１ １ １｝、（ｂ）
W_SSC12＝｛−１ −１ −１ １ −１ −１ −１ １｝、（ａ）
W_SSC13＝｛−１ −１ −１ １ −１ −１ −１ １｝、（ｂ）
W_SSC14＝｛−１ −１ −１ −１ １ １ １ １｝、（ａ）
W_SSC15＝｛−１ −１ −１ −１ １ １ −１ １｝、（ａ）
W_SSC16＝｛−１ −１ −１ −１ −１ １ １ １｝、（ａ）
W_SSC17＝｛−１ −１ −１ −１ −１ １ −１ １｝、（ａ）
（４）
対応するシーケンスＳＳＣｎは、重みつけベクトルW_SSCｎが（１）で置換される時に、ゴーレイ・シーケンスａ（ｋ）またはｂ（ｋ）に等しい（（４）では、各ベクトルに付加された括弧内に示されている）。ＳＳＣは、ＰＳＣの場合と同様に、１７個（またはそれ未満）のＥＧＣの対応するバンクを使用して検出することができる。

改良された実装効率に加えて、ゴーレイ相補ペアシーケンスに基づく同期コードは、たとえば連結された直交ゴールド・シーケンスに基づく同期シーケンスと比較して、最大絶対非周期的自己相関副ローブ（ＭＡＳ）に関して優れた性能を提供する。この比較を、図１５および図１６のグラフによって示す。図１５は、直列に連結された直交ゴールド・シーケンスの非周期的自己相関関数のグラフである。０遅延に対応するサンプルに実質的な最大値があるが、さまざまな非０遅延に、誤った相関検出を引き起こす可能性があるかなりの最大ピークもあることに留意されたい。対照的に、図１６のグラフでは、ゴーレイ相補ペアシーケンスに基づく同期コードについて、副ローブがはるかに低く、ランダム・アクセス検出に重要な範囲（すなわち、主ローブから±２５５チップ）内で、副ローブが他の部分よりさらに低いことが示されている。

ランダム・アクセス・プリアンブルとしての直交ゴーレイ相補シーケンスの適用に関して、その非周期的自己相関特性を、一般的なプリアンブル拡散コードを用いる直交シグネチャの直列連結によって得られる直交プリアンブルの別の組のそれと比較することが重要である。比較のパラメータは、組のプリアンブルのそれぞれの最大絶対非周期的自己相関副ローブ（ＭＡＳ）である。現在開発中のＵＴＲＡシステムを対象とする、この例の比較では、本発明による長さ４０９６の１６個の直交ゴーレイ・シーケンスの組を、直交ゴールド・シーケンスに基づくＲＡＣＨプリアンブルに関するもう１つのＵＴＲＡ提案と比較する。表４に、長さ２５６の、２つのより短い構成要素相補シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）の関数としての１６個のゴーレイ・シーケンスを示す。

この構成要素ゴーレイ・シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）は、置換
Ｐ_ｎ＝｛０，２，１，５，６，４，７，３｝
および重みづけ
Ｗ_ｎ＝｛１，−１，１，−１，１，−１，−１，１｝
を使用して、式（１）から得られる。

上で定義した１６個の直交ゴーレイ・シーケンスの組のＭＡＳ値と、ＵＴＲＡに関するもう１つの提案に記載された一般的なプリアンブル拡散コード（プリアンブル拡散コード数ｎ＝１）によって拡散された１６個の直交シグネチャから得られる１６個の連結された直交ゴールド・シーケンスの組のＭＡＳ値を、表５に示す。

前に説明したように、ランダム・アクセス・プリアンブルは、移動端末が基地局タイミングに関する基本情報を既に有するので、基地局受信器に対して完全に非同期ではないが、基地局と移動端末の間のラウンドトリップ伝搬遅延によって導入される不確実性がある。適度な仮定の１つが、ラウンドトリップ遅延が多くとも２５５チップであり、したがって、ランダム・アクセス・プリアンブルの非周期的自己相関関数が、実際には、主ローブから±２５５チップの領域でのみ重要であるということである。主ローブから±２５５チップの領域内の非周期的自己相関副ローブの最大絶対値を、前に説明した長さ４０９６の直交ゴーレイ・シーケンスおよび連結された直交ゴールド・シーケンスについて、表６に示す。

表６には、直交ゴーレイ・シーケンスが、主ローブから±２５５チップの領域で、連結された直交ゴールド・シーケンスより２５倍低い自己相関副ローブを有することが示されている。

特定の実施形態に関して本発明を説明してきたが、当業者は、本発明が、本明細書で説明され図示された特定の実施形態に制限されないことを諒解するであろう。図示され説明されたもの以外の異なるフォーマット、実施形態、および適応ならびに多数の修正、変形、および同等の配置を使用して、本発明を実施することもできる。したがって、本発明をその好ましい実施形態に関して説明してきたが、この開示が、例示的であるのみであって、決して制限的ではなく、単に本発明の例示であることを理解されたい。

Claims (2)

1. 第１のトランシーバで、長さＬ＝２^Ｎの相補シーケンスのペアからのシーケンスの１つを使用して第２のトランシーバによって送信された受信スペクトラム拡散信号の相関を求める相関器であって、Ｎは任意の正の整数であり、一方のシーケンスは長さＸの２つの短い成分相補シーケンスの連結として表現され、それぞれの成分シーケンスは長さＹ＝Ｌ／Ｘのシグネチャ・シーケンスに従ってＬ／Ｘ回反復され、＋１または−１で変調されていることを特徴とし、
   スペクトラム拡散信号を受信し、成分相補シーケンスに対応する相関値の中間値のペアを生成する長さＸの第１の相関器と、
   長さＹ＝Ｌ／Ｘのインタリーブ・シーケンスの現在値に基づいて連続する時間範囲のそれぞれで前記中間値のペアの一方を交互に供給し、その要素は集合｛０，１｝に属し、前記成分相補シーケンスの連結順序は前記インタリーブ・シーケンスによって決定される第１の選択器と、
   選択された前記中間値に前記シグネチャ・シーケンスの要素を乗算して、乗算された相関出力を生成する乗算器と、
   乗算された相関出力とＸ個のメモリ手段を備える遅延ラインのフィードバック出力とを合計し、得られた合計を前記遅延ラインへの入力として供給する合計器を備え、
   最終的に得られる相関値が、Ｙ個の連続する時間範囲の後で得られた合計に対応していることを特徴とする相関器。
2. 第１のトランシーバで、Ｎを任意の正の整数とする長さＬ＝２^Ｎのゴーレイ相補シーケンスのペアに含まれる１つのシーケンスを使用して第２のトランシーバによって送信されて受信されたスペクトラム拡散信号の相関値を求める方法であって、
   長さＸの２つの短い成分相補シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）の連結として一方のゴーレイ相補シーケンスを表現し、各成分相補シーケンスはＬ／Ｘ回反復され、かつ長さＹ＝Ｌ／Ｘのシグネチャ・シーケンスに従って＋１または−１だけ変調され、連結の順序が要素を０または１とする長さＹ＝Ｌ／Ｘのインタリーブ・シーケンスによって決定されるステップであって、
   スペクトラム拡散信号を受信し、前記ゴーレイ相補シーケンスの成分相補シーケンスに対応する相関値の中間値のペアを生成する長さＸのゴーレイ相関器を使用するステップと、
   前記ゴーレイ相関器の第１の相関出力での相関値の中間値を、Ｙ＝（Ｌ／Ｘ）−１以下の直列に連結された、Ｘ個のメモリ手段を備えた遅延ラインの第１のグループに格納するステップと、
   前記ゴーレイ相関器の第２の相関出力での相関値の中間値を、Ｙ＝（Ｌ／Ｘ）−１以下の直列に連結された、Ｘ個のメモリ手段を備えた遅延ラインの第２のグループに格納するステップと、
   前記第１の相関器の出力と前記遅延ラインの第１のグループの出力に、元のバージョンのシグネチャ・シーケンスのそれぞれの要素を乗算するステップと、
   前記第１の相関出力と元のバージョンのインタリーブ・シーケンスにおける０でない要素に対応した前記遅延ラインから得られた乗算された相関値の中間値のみと、前記第２の相関器の出力と前記インタリーブ・シーケンスの反転バージョン及び元のバージョンの０でない要素に対応した前記遅延ラインからの乗算された相関値の中間値のみを合計し、前記元のバージョンのインタリーブ・シーケンスにおける第１の要素が相関器出力に対応し、前記インタリーブ・シーケンスの最後の要素がカスケード配列の最後の遅延ラインの出力に対応するステップと、
   最終的な相関値として前記合計による結果を出力するステップと
   を含む方法。

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