JP2002539667A - スペクトラム拡散通信において効率的に同期を獲得するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明では、１つまたは複数の相補シーケンス、たとえばシーケンスのゴーレイペアを使用して、無線機間の正確で効率的な同期を提供する。シーケンスの相補ペアに対応するマッチドフィルタを使用して、受信信号をシーケンスの相補ペアの１つと相関させる。マッチドフィルタにより検出されたピークを使用して、無線機間の送信を同期化するためのタイミング推定を生成する。移動局によってランダム・アクセス・チャネルを介して基地局に送信されるランダム・アクセス・メッセージのプリアンブル部分として、１つのシーケンスを使用することができる。そのシーケンスを、基地によって同期チャネルを介して送信し、移動局によって同期を得るのに使用してもよい。単一シーケンスとの相関のための効率的なゴーレイ相関器と、直交シーケンスの組との相関のための効率的なゴーレイ相関器のバンクを開示する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （発明の分野） 本発明は、遠隔通信に関し、具体的には、直接拡散型のスペクトラム拡散無線
通信システムでのトランシーバの同期化に関する。

【０００２】 （発明の背景および概要） セルラ無線システムおよび衛星無線システムなどの現代の通信システムでは、
さまざまな動作のモード（アナログ、ディジタル、およびハイブリッド）と、周
波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、符号分割多元接
続（ＣＤＭＡ）、およびこれらの技法のハイブリッドなどのアクセス技法が使用
される。

【０００３】 ディジタル・セルラ通信システムは、システム容量を最適化し、階層セル構造
すなわちマクロセル、マイクロセル、ピコセルなどの構造をサポートする機能性
を拡張してきた。用語「マクロセル」は、一般に、通常のセルラ電話システムの
セルのサイズ（たとえば少なくとも約１ｋｍの半径）に匹敵するサイズを有する
セルを指し、用語「マイクロセル」および「ピコセル」は、一般に、より小さい
セルを指す。たとえば、マイクロセルは、公共の室内または戸外の区域、たとえ
ば会議センタまたは繁華街をカバーすることができ、ピコセルは、オフィスの廊
下または高層建築の１階をカバーすることができる。無線カバレッジの観点から
、マクロセル、マイクロセル、およびピコセルは、互いに別個とするか、異なる
トラフィック・パターンまたは無線環境を扱うために互いにオーバーラップさせ
ることができる。

【０００４】 通常のセルラ移動無線電話システムには、１つまたは複数の基地局（ＢＳ）と
複数の移動局（ＭＳ）が含まれる。基地局には、通常は、モバイル・スイッチン
グ・センタ（ＭＳＣ）などのコア・ネットワーク・タイプ・ノードに接続された
制御処理ユニットが含まれ、ＭＳＣは、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）に接続され
る。そのようなセルラ無線電話システムの一般的な態様は、当技術分野で既知で
ある。基地局は、制御処理ユニットによって制御されるトラフィック・チャネル
・トランシーバを介して複数の音声チャネルまたはデータ・チャネルを処理する
。また、各基地局には、やはり制御処理ユニットによって制御される複数の制御
チャネルを処理することができるものとすることができる制御チャネル・トラン
シーバが含まれる。制御チャネル・トランシーバは、基地局の制御チャネルを介
して、その制御チャネルに同調（またはロック）された移動体へ制御情報をブロ
ードキャストする。

【０００５】 移動体は、制御チャネルでブロードキャストされる情報を、その音声および制
御チャネル・トランシーバで受信する。移動体処理ユニットは、その移動体がロ
ックする候補であるセルの特性を含む受信した制御チャネル情報を評価し、その
移動体がロックしなければならないセルを判定する。有利なことに、受信した制
御チャネル情報には、それに関連するセルに関する絶対情報だけではなく、その
制御チャネルに関連するセルに隣接する他のセルに関する相対情報も含まれる。

【０００６】 北米では、ＴＤＭＡを使用するディジタル・セルラ無線電話システムを、ｄｉ
ｇｉｔａｌ ａｄｖａｎｃｅｄ ｍｏｂｉｌｅ ｐｈｏｎｅ ｓｅｒｖｉｃｅ（
Ｄ−ＡＭＰＳ）と称し、その特性の一部が、Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎｓ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎおよび電子工業会（ＴＩＡ／
ＥＩＡ）によって公表されたＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−１３６標準規格で仕様を定
められている。直接拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）を使用するもう１つのディ
ジタル通信システムが、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５標準規格で仕様を定められ
ており、周波数ホッピングＣＤＭＡ通信システムが、ＥＩＡ ＳＰ ３３８９標
準規格（ＰＣＳ １９００）で仕様を定められている。ＰＣＳ １９００標準規
格は、ＧＳＭシステムの実装であり、ＧＳＭシステムは、北米以外で一般的であ
り、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）システムのために導入されている。

【０００７】 次世代ディジタル・セルラ通信システムに関する複数の提案が、現在、国際電
気通信連合（ＩＴＵ）、Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎｓ Ｓｔａｎｄａｒｄｓ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ（ＥＴＳＩ）、および日本の電
波産業会（ＡＲＩＢ）を含むさまざまな標準規格策定組織で議論されている。現
在ＥＴＳＩによって提案されている、例の第３の標準規格が、Ｕｎｉｖｅｒｓａ
ｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ（Ｕ
ＭＴＳ）Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ（ＵＴＲＡ）であ
る。音声情報の送信のほかに、次世代システムは、パケット・データを搬送し、
通常はオープン・システム間相互接続（ＯＳＩ）モデルまたはｔｒａｎｓｍｉｓ
ｓｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ ｐｒｏｔｏｃｏｌ／Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｐｒｏｔｏ
ｃｏｌ（ＴＣＰ／ＩＰ）スタックなどの産業界全体のデータ標準規格の上で設計
され、これに基づくパケット・データ・ネットワークと相互運用すると期待する
ことができる。これらの標準規格は、正式であれデファクトであれ、長年にわた
って開発され、これらのプロトコルを使用するアプリケーションは、簡単に入手
可能である。

【０００８】 これらのディジタル通信システムのほとんどで、通信チャネルが、８００ＭＨ
ｚ、９００ＭＨｚ、１８００ＭＨｚ、および１９００ＭＨｚ付近の周波数を有す
る周波数変調無線搬送波信号によって実施される。ＴＤＭＡシステムおよびＣＤ
ＭＡシステムでのさまざまな範囲で、各無線チャネルは、一連のタイム・スロッ
トに分割され、各タイム・スロットに、ユーザからの情報のブロックが含まれる
。タイム・スロットは、それぞれが所定の持続時間を有する連続するフレームに
グループ化され、連続するフレームを、一連の、通常はスーパーフレームと称す
るものにグループ化することができる。通信システムによって使用されるアクセ
ス技法の種類（たとえばＴＤＭＡまたはＣＤＭＡ）が、ユーザ情報がスロット内
およびフレーム内でどのように表現されるかに影響するが、現在のアクセス技法
のすべてで、スロット／フレーム構造が使用されている。

【０００９】 同一の移動体ユーザに割り当てられたタイム・スロットは、無線搬送波上で連
続するタイム・スロットでない場合があるが、その移動体ユーザに割り当てられ
た論理チャネルとみなすことができる。各タイム・スロット中に、所定の数のデ
ィジタル・ビットが、システムによって使用される特定のアクセス技法（たとえ
ばＣＤＭＡ）に従って送信される。音声トラフィックまたはデータ・トラフィッ
ク用の論理チャネルのほかに、セルラ無線通信システムは、基地局と移動局によ
って交換される呼セットアップ・メッセージ用のページング／アクセス・チャネ
ルと、移動局または他のリモート端末によって使用される、それらのトランシー
バを基地局のフレーム／スロット／ビット構造に同期化するためのブロードキャ
スト・メッセージ用の同期チャネルなどの、制御メッセー用の論理チャネルも提
供する。一般に、これらの異なるチャネルの送信ビット・レートが一致する必要
はなく、異なるチャネルのスロットの長さが均一である必要はない。さらに、欧
州および日本で検討されている第３世代セルラ通信システムは、非同期であり、
これは、ある基地局の構造が、別の基地局の構造に対して時間的に関係せず、移
動体が前もってそれらの構造のどれも知らないことを意味する。

【００１０】 そのようなディジタル通信システムでは、受信側端末が、情報転送を行う前に
、送信側端末のタイミング基準を見つけなければならない。ＤＳ−ＣＤＭＡを使
用する通信システムでは、タイミング基準の発見が、ダウンリンク（たとえばＢ
ＳからＭＳへの）チップ、シンボル、およびフレームの境界の発見に対応する。
これらを、それぞれ、ダウンリンク・チップ同期化、ダウンリンク・シンボル同
期化、およびダウンリンク・フレーム同期化と称する場合がある。これに関して
、フレームは、単に、独立に検出しデコードすることができるデータのブロック
である。現在のシステムのフレーム調波、通常は、１０ミリ秒（ｍｓ）から２０
ｍｓの範囲に含まれる。このＢＳタイミングの検索を、「セル検索」と称する場
合があり、これには、現在のＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの特徴であるＢＳ固有
ダウンリンク・スクランブリング・コードの識別が含まれる。

【００１１】 移動体または他のリモート端末は、通常は、ＢＳによって送信された信号の、
減衰した版、フェードした版、および妨害された版の重ね合せ（合計）である信
号を受信する。受信された信号のスロット境界およびフレーム境界は、初めには
ＭＳに未知であり、ＢＳ固有スクランブリング・コードも同様である。したがっ
て、移動体は、雑音様（ＤＳ−ＣＤＭＡの場合）の受信された信号内で、使用さ
れるスクランブリング・コードを識別するために、１つまたは複数のＢＳを検出
し、識別しなければならない。リモート端末がＢＳに同期し、ＢＳ固有スクラン
ブリング・コードを識別するのを助けるために、一部の通信システムでは、各Ｂ
Ｓ信号に、同期チャネル（ＳＣＨ）と称する場合がある、ＭＳがロックし、「セ
ル検索」を実行できるスクランブリングされない部分が含まれる。

【００１２】 ダウンリンク同期化を達成した後であっても、アップリンク通信（たとえばＭ
ＳからＢＳへ）に関しても同期化を達成しなければならない。これは、基地局と
移動局の間のすばやく変化する無線インターフェースならびに基地局との間の「
ラウンドトリップ」伝搬遅延が原因である。移動体が、基地局への送信を望む時
に、移動体は、アップリンク・チャネル（たとえばランダム・アクセス・チャネ
ル（ＲＡＣＨ））を介して最初の送信を送る。基地局と移動局の間の既に達成さ
れたダウンリンク同期化のゆえに、アップリンク送信は、おおむねまたは粗に、
たとえば、通常は１タイム／アクセス・スロット以内に同期化されている。たと
えば、基地局が、８つの別個のタイム／アクセス・スロット中の移動体からのア
ップリンク送信だけを許容する場合がある。移動体は、一般に、基地局によって
ブロードキャストされるダウンリンク信号に同期化する時に、これらのタイム・
スロットが始まる時を知る。したがって、移動体が、そのようなタイム／アクセ
ス・スロットの１つ分を超えて同期がずれてはいないと仮定することができる。
直接拡散型のスペクトラム拡散システムでは、そのようなタイム／アクセス・ス
ロットが、所定のチップ数、たとえば２５６チップに対応する。この例では、最
大ラウンドトリップ伝搬遅延すなわち、移動体が基地局との同期から外れる量が
、２５５チップであると仮定する。

【００１３】 同期化を達成するために、１つの局の送信に、いくつかの既知の信号（すなわ
ち、他の局に既知の）が含まれる。ダウンリンク方向では、この既知の信号を、
同期シーケンス、同期コード、主同期シーケンス、または主同期コードと称する
場合がある。アップリンク方向では、この既知の信号を、プリアンブル・シーケ
ンスと称する場合がある。ランダム・アクセスでは、移動局が、アップリンク・
ランダム・アクセス・バーストを送信する。ランダム・アクセス・バーストは、
プリアンブル（またはプリアンブル・シーケンス）部分とメッセージ部分からな
る。基地局のＲＡＣＨ受信器が、受信した信号サンプルと既知のプリアンブル・
シーケンスを相関させる。最大プリアンブル相関が、基地局ＲＡＣＨ受信器によ
って検出された後に、基地局は、同期状態になり、ＲＡＣＨバーストのメッセー
ジ部分に含まれる移動体からの実質的なメッセージを正確にデコードすることが
できる。基地局ごとに１つのランダム・アクセス同期コード／プリアンブルだけ
が必要であるが、基地局に関連する異なる同期コード／プリアンブルを使用して
、異なる移動局からのアップリンク送信の間の相互相関を最小にすることができ
る。

【００１４】 どの場合でも、ダウンリンク・セル検索またはアップリンク・ランダム・アク
セス同期化に使用される同期コード／プリアンブルは、最小の位相はずれの非周
期的自己相関を有しなければならない。自己相関は、コードまたはシーケンスが
それ自体とどれほどよく相関するかを記述する特性である。最小の位相はずれの
非周期的自己相関は、非０タイム・シフト（すなわち基地局と移動局の同期が１
チップ以上ずれている）の自己相関値が、０タイム・シフト自己相関値（基地局
と移動局がチップ同期化している）と比較して少ないことを意味する。非０タイ
ム・シフト自己相関値を、自己相関副ローブと称する。０タイム・シフト自己相
関値を、自己相関主ローブと称する。

【００１５】 単位エンベロープを有する同期コードの１つの可能な供給源が、バイナリまた
は多相のバーカー（Ｂａｒｋｅｒ）コードである。バーカー・コードの主ローブ
対最大副ローブ比は、Ｌに等しく、Ｌは、コード長である。残念ながら、バイナ
リ・バーカー・コードは、長さ２、３、４、５、７、１１、および１３のみに関
して存在し、多相バーカー・コードは、現在、４５までの長さに関して既知であ
る。その結果、より長いプリアンブル同期コードが必要な時には、最適でないコ
ードを使用しなければならない。たとえば、第３世代移動体通信標準規格（ＵＴ
ＲＡ）用に提案されたランダム・アクセス・バースト信号のプリアンブルは、４
０９６コード・チップの長さを有する。

【００１６】 最小の非周期的自己相関およびより長いコード長のほかに、同期コードを効率
的に生成し、相関させることも重要である。基地局での相関に関して、ランダム
に使用することができる複数の異なる同期プリアンブル／コードがあり、その結
果、基地局ランダム・アクセス・チャネル受信器が、受信したコンポジット信号
をすべての可能な同期／プリアンブル・コードと相関させなければならない場合
には、効率がさらに重要である。この状況では、基地局受信器は、特にコード長
が長い場合に、それぞれが大量のデータ処理動作を実行する、ランダム・アクセ
ス・プリアンブル相関器のバンクを使用する。移動体が基地局タイミングを識別
でき、フレーム同期、シンボル同期、およびチップ同期を得られる（すなわちセ
ル検索）ようにするために基地局によって送信されるダウンリンク同期コードの
設計および検出に関して、類似する問題が存在する。

【００１７】 効率を達成するために、提案されたＵＴＲＡランダム・アクセス・バースト・
プリアンブルは、相関演算の数が減るという長所を有する直列（または階層）コ
ード連結手順を使用して生成される。プリアンブルは、１６個の複素シンボルを
有する「シグネチャ」を使用して生成される。各バイナリ・シーケンスに定数複
素数Ｃ＝（１＋ｊ）／√２、（ここでｊ＝√−１）をかけることによって、長さ
１６のバイナリ直交ゴールド（ゴールド）シーケンスの直交の組から得られる１
６個の異なるシグネチャがある。各シグネチャ・シンボルは、２５６チップ長の
直交ゴールド・シーケンスになるように選択される、いわゆるプリアンブル拡散
コードを用いて拡散される。したがって、結果のプリアンブル・シーケンスは、
４０９６チップの長さすなわち１６×２５６＝４０９６を有する。プリアンブル
拡散コードは、セル固有であり、基地局によってそのセル内で許容されるシグネ
チャに関する情報と共にブロードキャストされる。

【００１８】 残念ながら、直列連結された直交ゴールド・シーケンスに基づくプリアンブル
の非周期的自己相関特性は、最適ではない、すなわち、大きい自己相関副ローブ
が生成される。大きい自己相関副ローブは、受信器が、これらの副ローブの１つ
に誤って同期し、その結果、送信されるメッセージが正しく受信されないことを
意味する。

【００１９】 したがって、より長い長さについて、最小の非周期的自己相関特性をもたらし
、効率的に生成でき伝導することができる、１つまたは複数の同期シーケンスを
提供することが望ましい。そのような同期シーケンスは、ダウンリンク・セル検
索およびアップリンク・ランダム・アクセスなどの多くのタイプのスペクトラム
拡散通信応用分野で有利に使用することができる。

【００２０】 これらおよび他の目的を満たすために、本発明は、第２トランシーバによって
送信された受信信号を相関させるのに使用される第１トランシーバに含めること
ができる相関器を提供する。相関器には、受信された信号をシーケンスの相補ペ
アの１つと相関させるためにシーケンスの相補ペアに対応するマッチドフィルタ
が含まれる。検出器が、マッチドフィルタからのピーク出力を検出し、タイミン
グ回路が、検出されたピーク出力を使用して、第１トランシーバと第２トランシ
ーバの間の送信の同期化のためのタイミング推定値を生成する。相補シーケンス
のそれぞれが、その相補シーケンスのすべての非０遅延に関する非常に低い非周
期的自己相関副ローブ値と、その相補シーケンスの０遅延に関する最大の自己相
関主ローブ値を有する。

【００２１】 １つの例の応用例では、第１トランシーバを基地局とすることができ、第２ト
ランシーバを移動局とすることができる。１つのシーケンスを、ランダム・アク
セス・チャネルを介して基地局へ移動局によって送信されるランダム・アクセス
・バーストのプリアンブル部分として使用することができる。その代わりに、第
１トランシーバを移動局とし、第２トランシーバを基地局とすることができる。
１つのシーケンスを、同期チャネルまたは他のブロードキャスト・タイプのチャ
ネルを介して基地局によって送信される同期シーケンスとして使用することがで
きる。

【００２２】 複数のそのようなマッチドフィルタを、第１トランシーバ側で相関器のバンク
として使用することができ、各マッチドフィルタは、最小の非周期的自己相関副
ローブ特性を有するシーケンスの相補ペアに対応する。これは、直交の組からの
複数のシーケンスを同一セル内で使用する必要がある時、たとえば、たとえば容
量を増やすために複数のランダム・アクセス・チャネルを使用する必要がある時
に、特に有利である。好ましい例の実施形態では、シーケンスの相補ペアが、長
さＬ＝２^Ｎのバイナリ・シーケンスの相補ペアであり、ここで、Ｎは、正の整数
である。バイナリ・シーケンスの相補ペアは、通常は、ゴーレイ（Ｇｏｌａｙ）
相補ペアと称し、そのようなペア（対）を形成するシーケンスを、ゴーレイ相補
シーケンスと称する。シーケンスのゴーレイ相補ペアは、比較的長い長さ、たと
えばＬ＝４０９６チップを有することが好ましい。

【００２３】 本発明は、Ｎ個のメモリ手段だけを必要とする、長さＬ＝２^Ｎのゴーレイ相補
シーケンスのペアを効率的に生成するシーケンス生成器も提供する。Ｎ個のメモ
リ手段を有するモジュロ２^Ｎカウンタが、０から２^Ｎ−１まで循環的にカウント
する。カウンタからＮ個の並列出力を受け取り、１からＮまでの範囲の整数のあ
る置換に従って置換する置換器。Ｎ個の論理ＡＮＤ演算器の第１の組が、隣接す
る置換されたカウンタ出力の対からＮ個の並列出力を作る。これらの出力を、第
１合計器内で２を法として合計する。Ｎ個の論理ＡＮＤ演算器の第２組が、置換
されたカウンタ出力のそれぞれおよびＮ個の重みづけ係数の組の１つに作用して
、Ｎ個の並列出力を作る。第２合計器が、Ｎ個の論理ＡＮＤ演算器の第２組によ
って生成された出力を、２を法として合計する。第３合計器が、第１合計器およ
び第２合計器の出力の２を法とする合計をとって、バイナリ・シーケンスの相補
ペアの第１バイナリ・シーケンスを作る。第４合計器が、第３合計器の出力と、
置換器からの最上位出力の２を法とする合計をとって、バイナリ・シーケンスの
相補ペアの第２バイナリ・シーケンスを作る。

【００２４】 効率的な同期シーケンス生成器のほかに、本発明は、受信したスペクトラム拡
散信号を、長さＬ＝２^Ｎのバイナリ（ゴーレイ）相補シーケンスまたは多相相補
シーケンスのペアと効率的に相関させる効率的なシーケンス相関器も提供する。
そのような相関器を、効率的なゴーレイ相関器（ＥＧＣ）と称する場合がある。
効率的なシーケンス相関器には、Ｎ個の直列に連結された処理ステージが含まれ
、各ステージは、第１および第２の並列処理ブランチを有する。第１処理ブラン
チの各ステージには、対応する加算器に結合された遅延線が含まれる。第２処理
ブランチの各ステージには、減算器に結合された乗算器が含まれる。特定の処理
ステージで第１処理ブランチに供給される入力信号は、対応する遅延線の複数の
メモリ手段に保管され、同一の遅延線の最後のメモリ手段の内容が、加算器（第
１ブランチ内）と、同一ステージの減算器（第２ブランチ内）に入力される。同
一のステージで第２処理ブランチに供給される入力信号は、乗算器内で、対応す
る重みづけ係数をかけられる。乗算器の出力は、減算器（第２ブランチ内）の負
入力および加算器（第１ブランチ内）に供給される。加算器の出力が、次の連続
するステージの遅延線に入力される。減算器の出力が、次の連続するステージの
乗算器に入力される。第１処理ステージの第１処理ブランチおよび第２処理ブラ
ンチの入力信号は、受信したスペクトラム拡散信号に対応する。

【００２５】 第Ｎ処理ステージの第１処理ブランチの出力は、受信したスペクトラム拡散信
号とシーケンスの相補ペアの第１シーケンスとの相互相関になる。第Ｎ処理ステ
ージの第２処理ブランチの出力は、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンス
の相補ペアの第２シーケンスとの相互相関になる。好ましい例の実施形態では、
相補シーケンスが、バイナリ相補シーケンスまたはゴーレイ相補シーケンスであ
る。

【００２６】 本発明は、Ｌ＝２^Ｎの相補シーケンスのペアからのシーケンスの１つを使用す
る受信信号の相関のための、実質的に減らされたメモリを有するメモリ効率のよ
いゴーレイ相関器も提供する。相補ペアからの１つのシーケンスが、長さＸの、
２つのより短い構成要素相補シーケンスの連結として表現される。各構成要素シ
ーケンスが、Ｌ／Ｘ回だけ繰り返され、長さＹ＝Ｌ／Ｘのシグネチャ・シーケン
スに従って＋１または−１によって変調される。長さＸの第１相関器が、スペク
トラム拡散信号を受信し、構成要素相補シーケンスに対応する相関値の中間対を
生成する。第１セレクタが、要素が集合｛０，１｝に属する長さＹ＝Ｌ／Ｘのイ
ンターリーブ化シーケンスの現在値に基づいて、連続するタイム・ウィンドウの
それぞれの間に、相関値の中間対の１つを交互に供給する。構成要素シーケンス
の連結の順序は、インターリーブ化シーケンスによって決定される。乗算器が、
選択された中間相関値に、シグネチャ・シーケンスの対応するビットをかけて、
乗算された相関出力を生成する。乗算された相関出力は、Ｘ個のメモリ手段を有
する遅延線によって生成されるフィードバック出力と合計され、結果の合計自体
は、遅延線の入力にフィードバックされる。最終相関値は、Ｙ個の連続するタイ
ム・ウィンドウが発生した後の結果の合計に対応する。好ましい例の実施形態で
は、Ｎ＝１２、Ｌ＝４０９６、Ｘ＝２５６、およびＹ＝１６であり、最終相関器
が、上で説明したものなどの効率的なゴーレイ相関器である。

【００２７】 もう１つの実施形態では、このメモリ効率のよい相関器が、受信したスペクト
ラム拡散信号を、複数のシグネチャを使用して生成された複数の直交シーケンス
と相関させる。複数の乗算器のそれぞれが、選択された中間相関値を、異なるシ
グネチャ・シーケンスの要素にかけて、対応する乗算された相関出力を生成する
。複数の合計器が設けられ、各合計器は、乗算器の１つに対応し、乗算された相
関出力を、対応する遅延線のフィードバック出力と合計する。シグネチャ・シー
ケンス内のすべての要素を処理した後に、最終相関値が、直交シーケンスのそれ
ぞれについて生成される。１６個のシグネチャを使用して１６個の直交ゴーレイ
・シーケンスを生成する、１つの例の実施形態を開示する。もう１つの例の実施
形態では、３２個のシグネチャを使用して、３２個の直交ゴーレイ・シーケンス
を生成する。

【００２８】 本発明の結果として、比較的長いシーケンス長に関して優秀な非周期的自己相
関特性を有する、単一の同期シーケンスまたは同期シーケンスの直交の組（セッ
ト）が提供される。同等に重要なことに、本発明は、１つの同期シーケンスまた
はそのような同期シーケンスの直交の組の効率的な生成およびそれとの相関を提
供する。これらの同期シーケンスは、有利なことに、１つの例の応用例で、ラン
ダム・アクセス・チャネルを介するアップリンク同期化およびブロードキャスト
同期チャネルを介するダウンリンク同期化に使用することができる。

【００２９】 本発明の前述および他の目的、特徴、および長所は、好ましい実施形態の下記
の説明から明白であると同時に、添付図面に示されており、図面では、全体を通
じて符号が同一の部分を指す。個々の機能ブロックおよび構成要素が図の多くに
示されているが、当業者は、これらの機能を、個別のハードウェア回路によって
、適当にプログラムされたディジタル・マイクロプロセッサによって、特定用途
向け集積回路（ＡＳＩＣ）によって、１つまたは複数のディジタル信号プロセッ
サ（ＤＳＰ）によって、またはこれらの組合せによって実行できることを諒解す
るであろう。

【００３０】 （図面の説明） 以下の説明では、制限ではなく例示のために、本発明の完全な理解をもたらす
ために、特定の実施形態、手順、技法などの特定の詳細を示す。しかし、当業者
には、本発明を、これらの特定の詳細から逸脱する他の実施形態で実践できるこ
とが明白であろう。たとえば、本発明を、時々、アップリンク拡散コードを使用
する移動体無線局に関して説明するが、本発明は、たとえば無線基地局などの他
の無線局に同等に適用可能であり、実際に、すべてのスペクトラム拡散通信シス
テムに同等に適用可能である。他の場合には、不要な詳細で本発明の説明を不明
瞭にしないように、周知の方法、インターフェース、装置、およびシグナリング
技法の詳細な説明を省略した。

【００３１】 本発明を、図１に示されたＵｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏ
ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ（ＵＭＴＳ）１０の、制限的でない例
の文脈で説明する。雲１２として示された、代表的なコネクション指向の外部コ
ア・ネットワークは、たとえば、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）またはサービス総
合ディジタル網（ＩＳＤＮ）もしくはその両方とすることができる。雲１４とし
て示された、代表的なコネクションレス指向外部コア・ネットワークは、たとえ
ばインターネットとすることができる。両方のコア・ネットワークが、対応する
サービス・ノード１６に結合される。ＰＳＴＮ／ＩＳＤＮコネクション指向ネッ
トワーク１２は、回路交換サービスを提供するモバイル・スイッチング・センタ
（ＭＳＣ）ノード１８として示されたコネクション指向サービス・ノードに接続
される。既存のＧＳＭモデルでは、ＭＳＣ１８が、インターフェースＡを介して
基地局サブシステム（ＢＳＳ）２２に接続され、ＢＳＳ２２は、インターフェー
スＡ’を介して無線基地局２３に接続される。インターネット・コネクションレ
ス指向ネットワーク１４は、パケット交換型サービスを提供するように調整され
たＧｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ（ＧＰＲＳ）ノ
ード２０に接続される。コア・ネットワーク・サービス・ノード１８および２０
のそれぞれが、ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｎｅｔｗｏｒｋ（ＲＡＮ）インター
フェースを介してＵＭＴＳ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ（ＵＲ
ＡＮ）２４に接続される。ＵＲＡＮ２４には、１つまたは複数の無線ネットワー
ク・コントローラ２６が含まれる。各ＲＮＣ２６は、複数の基地局（ＢＳ）２８
と、ＵＲＡＮ２４内の他のＲＮＣとに接続される。

【００３２】 好ましい実施形態では、無線アクセスが、広帯域符号分割多重多元接続（ＷＣ
ＤＭＡ）に基づき、個々の無線チャネルが、ＣＤＭＡ拡散コードを使用して割り
振られる。ＷＣＤＭＡは、マルチメディア・サービスおよび他の高速需要のため
の広い帯域幅、ならびに高品質を保証するためのダイバーシティ・ハンドオフ（
ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｈａｎｄｏｆｆ）およびＲＡＫＥ受信器などの堅牢な機能
を提供する。各移動局２４は、基地局２０がその特定の移動局からの送信を識別
するため、ならびに移動局が同一区域内に存在する他の送信および雑音からその
移動局にあてられた基地局からの送信を識別するために、それ自体のスクランブ
リング・コードを割り当てられる。ダウンリンク（ＢＳからＭＳへ）ブロードキ
ャスト・チャネルおよびアップリンク（ＭＳからＢＳへ）ランダム・アクセス・
チャネルが、図示されている。

【００３３】 本発明を使用することができるＣＤＭＡ無線局トランシーバ３０を、機能ブロ
ック図形式で図２に示す。当業者は、本発明に関係しない、ＣＤＭＡトランシー
バで使用される他の無線トランシーバ機能が、図示されていないことを諒解する
であろう。送信ブランチでは、送信される情報ビットが、拡散器３２によって受
け取られ、拡散器３２が、拡散コード生成器４０によって生成される拡散コード
に従って、使用可能な周波数スペクトル上でこれらの情報ビットを拡散する（広
帯域ＣＤＭＡの場合、この周波数帯域は、たとえば、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１
５ＭＨｚ、またはそれ以上である）。コントローラ４４が、コード生成器４０に
よって供給される拡散コードのどれを拡散器３２に供給するかを決定する。コー
ド生成器４０によって供給される拡散コードは、ＣＭＤＡ通信システムの無線チ
ャネルに対応する。非常に多数のコード・シンボル（「チップ」と称する場合も
ある）を使用して、各情報ビットをコード化することができるので（ＷＣＤＭＡ
システムなどの可変データ・レート・システムでの現在のデータ・レートに依存
する）、拡散動作によって、データ・レートがかなり高くなり、これによって、
信号帯域幅が広がる。拡散信号は、変調器３４に供給され、変調器３４は、拡散
信号でＲＦ搬送波を変調する。発振器４２が、コントローラ４４によって選択さ
れた周波数の、適当な無線周波数搬送波を生成する。変調されたＲＦ信号は、ア
ンテナ３８によって無線インターフェースを介して送信される前に、ＲＦ処理ブ
ロック３６内でフィルタリングされ、増幅される。

【００３４】 類似するが逆の動作が、トランシーバ３０の受信ブランチで実行される。ＲＦ
信号が、アンテナ３８によって受信され、ＲＦ処理ブロック１５０でフィルタリ
ングされる。処理された信号を、発振器４４によって供給される適当なＲＦ搬送
波信号を使用して、ＲＦ復調器４８内でＲＦ復調して、ＲＦ搬送波から複素ベー
スバンド信号を抽出する。通常、受信信号を実数（Ｉ）直交成分および虚数（Ｑ
）直交成分に分解するために、ＲＦ復調器内で直交ダウンコンバータが使用され
る。この形で、チャネル・フェージングまたは送信器発振器と受信器発振器の間
の位相非同期に起因する着信信号の位相シフトを検出し、補償することができる
。ＲＦ復調された複素ベースバンド信号は、同期を得るためにプリアンブル・シ
ーケンスと相関され、その後、ベースバンド受信器４６内で、逆拡散コードに従
って逆拡散される。

【００３５】 図３を参照すると、ベースバンド受信器４６が詳細に示されている。同期プリ
アンブルは、バイナリ・シーケンスであり、プリアンブルマッチドフィルタ／相
関器５１に、２つの同一のバイナリ・プリアンブル相関器が含まれ、その一方（
５２）は、受信したベースバンド信号のＩブランチを相関させ、他方（５３）は
、同一の信号のＱブランチを相関させる。プリアンブル・シーケンスは、プリア
ンブルマッチドフィルタ５１に組み込まれ、逆拡散コードは、コード生成器４０
によって生成される。

【００３６】 受信された複素ベースバンド・プリアンブル信号は、着信信号との正確な同期
を達成するため、およびベースバンド（ＲＡＫＥ）復調器５７で使用され、後に
追跡されるフェージング・チャネル係数の初期値を得るために、対応する同期プ
リアンブル相関器５１内で相関される。タイミング情報は、実数相関器５２およ
び虚数相関器５３からの絶対相関値を閾値と比較することによって、ピーク検出
器５４内で得られる。ピーク検出器５４は、受信した信号のさまざまなマルチパ
ス成分の遅延（受信器タイミングに対する相対的な）を提供する。タイミング・
ユニット５６は、この情報を使用して、マルチパス成分の組合せおよびベースバ
ンド（ＲＡＫＥ）復調器での復調の前に、マルチパス成分の相互遅延を補償する
。検出された相関ピークに対応する複素相関値が、初期チャネル推定器５５に保
管され、ベースバンド復調器５７で、打ち消される初期フェージング・チャネル
係数として使用される。

【００３７】 本発明では、シーケンスの相補ペアからの１つまたは複数の同期パターンとし
て使用する。シーケンスの相補ペアの基本特性は、それらの非周期的自己相関関
数の合計が、すべての非０タイム・シフトについて０になることである。好まし
い例の実施形態では、同期シーケンスが、バイナリ相補シーケンスすなわちゴー
レイ相補シーケンスに基づく。有利なことにゴーレイ相補シーケンスは、すべて
の長さＬ＝２^Ｎ（Ｎは任意の正の整数）について構成することができ、長さ１０
および２６についても構成でき、これらの長さの任意の組合せについても構成で
きる。長いシーケンス長の可能性を有することのほかに、多くのゴーレイ相補シ
ーケンスは、低い非周期的自己相関副ローブを有する。以下の文章では、説明の
みの目的でゴーレイ相補シーケンスに焦点を合わせるが、本発明の多くの態様に
、任意の相補シーケンスのペアに属するすべてのシーケンスが含まれる。

【００３８】 シーケンスの長さがＬ＝２^Ｎである場合に、シーケンスの多相相補ペアを構成
する一般的な方法があり、シーケンスのゴーレイ相補ペアは、特殊なバイナリの
場合すなわち２相である。その一般的な構成は、次の再帰関係によって定義され
る。

【００３９】 ａ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ｂ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ａ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）＋Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ−Ｄ_ｎ） ｂ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）−Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ−Ｄ_ｎ） （１） ここで、 ｋ＝０，１，２，．．．，２^Ｎ−１ ｎ＝１，２，．．．，Ｎ Ｄ_ｎ＝２^Ｐｎ であり、 ａ_ｎ（ｋ）およびｂ_ｎ（ｋ）は、長さ２^Ｎの２つの相補シーケンスであり、 δ（ｋ）は、クロネッカのデルタ関数であり、 ｋは、タイム・スケールを表す整数であり、 ｎは、反復回数であり、 Ｄ_ｎは、遅延であり、 Ｐ_ｎ、ｎ＝１，２，．．．，Ｎは、数｛０，１，２，．．．，Ｎ−１｝の任意
の置換であり、 Ｗ_ｎは、単位大きさの任意の複素数である。

【００４０】 Ｗ_ｎが＋１または−１の値を有する場合に、バイナリ（ゴーレイ）相補シーケ
ンスが得られる。すべての可能な置換Ｐ_ｎおよびすべての２^Ｎ個の異なるベクト
ルＷ_ｎ、（ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）を使って、Ｎ！２^Ｎ個の異なる相補ペアを
構成することが可能である。しかし、長さ２^Ｎの異なるゴーレイ・シーケンスの
数は、Ｎ！２^Ｎ−１である。

【００４１】 遅延が、式（１）で定義されているように２の電力ではない場合、または、す
べての重みづけ係数Ｗ_ｎが同一の大きさを有するのでない場合には、式（１）の
構成によって、マルチレベルの相補ペアが作られる。しかし、本発明の多くの態
様は、マルチレベルの相補ペアにも適用される。

【００４２】 相補ペアからの両方のシーケンスａ_ｎ（ｋ）およびｂ_ｎ（ｋ）の同時生成のた
めの一般的な再帰方式を、図４に示す。図４に示された再帰ゴーレイ・シーケン
ス生成器６０は、式（１）で定義された相補ゴーレイ・シーケンスａ_ｎ（ｋ）お
よびｂ_ｎ（ｋ）の対を作るが、特に長いコードの場合に、大量のメモリ手段を必
要とする。たとえば、長さＬ＝４０９６、Ｎ＝１２のシーケンスの場合、１２個
の遅延線（Ｄ_１ないしＤ_１２）が必要であり、最初の遅延線が、Ｄ_１個のメモリ
手段を有し、第２の遅延線が、Ｄ_２個のメモリ手段を有し、以下同様である。し
たがって、メモリ手段の総数は、Ｌ−１＝２^Ｎ−１になる。というのは、式（１
）によれば、 Ｄ_１＋Ｄ_２＋．．．＋Ｄ_ｎ＝１＋２＋４＋．．．＋２^Ｎ−１＝２^Ｎ−１ になるからである。ゴーレイ相補シーケンスを生成するためのより効率的な（し
たがって、好ましいが必要ではない）手段を、これから説明する。

【００４３】 図５に示された直接ゴーレイ相補シーケンス生成器は、図４に示された再帰ゴ
ーレイ・シーケンス生成器６０と正確に同一のゴーレイ相補シーケンスのペアを
作る。直接ゴーレイ・シーケンス生成器７０には、０から２^Ｎ−１までの循環カ
ウントを可能にするＮ個のメモリ手段だけを含むモジュロ２^Ｎカウンタ７２が含
まれる。カウンタ７２並列出力は、正の整数変数ｋのバイナリ表現に対応し、こ
こで、

【００４４】

【数１】 である。置換器７４が、Ｎ個の並列出力Ｂ_１（ｋ）ないしＢ_ｎ（ｋ）を受け取る
ように結合され、これらのＮ個の並列出力を、１からＮまでの範囲の整数のある
置換に従って置換する。置換器７４で使用される置換ベクトルは、式（１）で使
用される置換のすべての数に１を加算することによって得られる。Ｎ−１個のＡ
ＮＤゲートの第１組７６が、置換器７４の隣接する出力の対からＮ−１個の並列
出力を作る。第１合計器８０が、ＡＮＤゲートの第１組７６によって生成された
出力の２を法とする合計をとる。ＡＮＤゲートの第２組７８が、置換器７４の出
力のそれぞれと、式（１）で使用されたバイナリ・ベクトルＷ_ｎを使用して、１
を０に、−１を１に写像することによって得られるＮ個の重みづけ係数Ｗ_１ ^’な
いしＷ_ｎ ^’の組の１つとの論理積をとる。第２合計器８２が、ＡＮＤゲートの第
２組７８によって生成された出力の２を法とする合計をとる。第３加算器８４が
、第１加算器と第２加算器の出力の２を法とする合計をとって、バイナリ・シー
ケンスの相補ペアの第１のバイナリ・シーケンスを作る。第４合計器８６が、第
３加算器８４と、置換器７４の最上位出力すなわちＢ_Ｐ（Ｎ）（ｋ）の２を法と
する合計をとって、シーケンスの相補ペアの第２バイナリ・シーケンスを作る。
写像器８８が、アルファベット｛０，１｝からの要素を有する第１および第２の
バイナリ・シーケンスを、アルファベット｛−１，１｝からの対応する要素に変
換する。

【００４５】 直接ゴーレイ相補シーケンス生成器７０は、メモリ効率がよく、かなり低い複
雑さすなわち、従来の線形フィードバック・シフトレジスタ・シーケンス（ｍシ
ーケンス）生成器に類似する複雑さを有する。これらの特色によって、生成器７
０が、移動体端末のランダム・アクセス・バースト送信器内および基地局送信器
内のシーケンス生成器として特に魅力的になっている。

【００４６】 受信器側で、完全なシーケンスを受信した時を正確に検出するために、受信さ
れたスペクトラム拡散信号を、送信されたゴーレイ相補シーケンスと相関させな
ければならない。送信されたゴーレイ相補シーケンスは、最小の非周期的自己相
関を有するように選択されるので、検出された最大相関値が自己相関主ローブに
対応する確度は、非常に高い。任意の同期シーケンスに整合された相関器９０の
一般的な簡単な実施形態を、図６に示す。

【００４７】 受信信号ｒ（ｋ）が、Ｌ−１個のメモリ手段を有する遅延線に供給される。各
入力信号および各メモリ手段ステージが、ａ（Ｌ−１）、ａ（Ｌ−２）、ａ（Ｌ
−３）、．．．、ａ（０）によって表されるシーケンスとの相関のために、Ｌ個
の乗算器への入力を提供する。乗算器の出力を合計して、相関出力信号Ｒ（τ）
を供給する。ゴーレイ相関器９０は、相関を実行するには満足なものであるが、
メモリおよびデータ処理に関して非常にコストが高い。たとえば、Ｌ＝４０９６
の場合に、４０９５個のメモリ手段、４０９６個の乗算器、および４０９５個の
合計器が必要である。

【００４８】 したがって、本発明の好ましい実施形態では、図７に示された、効率的なゴー
レイ相関器（ＥＧＣ）１００を使用する。機能的には、効率的なゴーレイ相関器
１００は、式（１）によって定義される相補シーケンスａ_Ｎ（ｋ）およびｂ_Ｎ（
ｋ）に直接に対応するマッチドフィルタである。この相関器１００を特に魅力的
にしているものは、図６に示された一般的な相関器９０に必要なものよりかなり
少ないメモリおよびデータ処理動作を使用することである。

【００４９】 効率的なゴーレイ相関器１００は、入力信号ｒ（ｋ）の、２つの相補シーケン
スａ_Ｎ（ｋ）およびｂ_Ｎ（ｋ）との相関を同時に実行する。２つのマッチドフィ
ルタ相関器出力Ｒ_ｒａ（τ）およびＲ_ｒｂ（τ）が、対応する非周期的相互相関
関数すなわち、受信した信号ｒ（ｋ）が２つのシーケンスａ_Ｎ（ｋ）およびｂ_Ｎ （ｋ）と一致する度合を表す値である。マッチドフィルタ／相関器１００は、式
（１）で定義された重みづけ係数Ｗ_ｎの複素共役、Ｗ_ｎ ^＊を使用する。

【００５０】 したがって、効率的なゴーレイ相関器１００は、各ステージが第１および第２
の並列処理ブランチを有するＮ個の直列に連結された処理ステージを使用して、
受信したスペクトラム拡散信号ｒ（ｋ）を長さＬ＝２^Ｎのゴーレイ相補シーケン
スのペアと相関させる。各処理ステージの第１処理ブランチに供給される入力信
号Ｒ_ａ ^{（ｎ−１）}（ｋ）が、対応する遅延線Ｄ_ｎ（ｎ＝１，．．．，Ｎ）の第１
メモリ手段に保管され、同一の遅延線Ｄ_ｎの最後のメモリ手段の内容が、同一の
処理ステージの加算器（第１ブランチ内）および減算器（第２ブランチ内）に入
力される。同一ステージの第２処理ブランチに供給される入力信号Ｒ_ｂ ^{（ｎ−１ ）} （ｋ）は、乗算器内で対応する重みづけ係数Ｗ_ｎ ^＊をかけられるが、この重み
づけ係数Ｗ_ｎ ^＊は、式（１）で定義された重みづけ係数Ｗ_ｎの複素共役である。
乗算器の出力は、減算器の負入力および第１ブランチの加算器に入力される。加
算器の出力Ｒ_ａ ^（ｎ）（ｋ）は、次の連続するステージの遅延線に入力される。
減算器の出力Ｒ_ｂ ^（ｎ）（ｋ）は、次の連続するステージの乗算器に入力される
。第１処理ステージの第１処理ブランチおよび第２処理ブランチへの入力信号Ｒ _ａ ^（０） （ｋ）およびＲ_ｂ ^（０）（ｋ）は、受信したスペクトラム拡散信号ｒ（
ｋ）に対応する。

【００５１】 第Ｎ処理ステージの第１処理ブランチの出力によって、受信したスペクトラム
拡散信号とシーケンスのゴーレイ相補ペアの第１シーケンスａ_ｎ（ｋ）との相互
相関Ｒ_ｒａ（ｋ）が作られる。第Ｎ処理ステージの第２処理ブランチの出力によ
って、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンスのゴーレイ相補ペアの第２シ
ーケンスｂ_ｎ（ｋ）との相互相関Ｒ_ｒｂ（ｋ）が作られる。

【００５２】 ＥＧＣでの乗算の回数は、ｌｏｇ_２（Ｌ）に等しい。対照的に、図６に示され
たゴーレイ・シーケンス相関器の簡単なマッチドフィルタ実施形態９０は、２・
Ｌに対応するはるかに多数の乗算を必要とする。簡単な実施形態９０が、相補ペ
アの相関に２つの相関器を必要とするが、効率的なゴーレイ相関器１００が、相
補ペアを同時に相関させることに留意されたい。効率的なゴーレイ相関器１００
での加算の回数は、２・ｌｏｇ_２（Ｌ）であり、簡単なマッチドフィルタ実施形
態９０の場合（２・（Ｌ−１）になる）より少ない。効率的なゴーレイ相関器１
００に必要なメモリ手段の数は、Ｌ−１であるが、図６に示された一般的な相関
器９０は、シーケンスの対の相関のために（２（Ｌ−１））個のメモリ手段を２
組必要とする。したがって、効率的なゴーレイ相関器１００では、ＩＣスペース
が節約され、処理演算が減らされ、電力が節約され、コストが減らされる。

【００５３】 本発明は、移動局が基地局に対応するランダム・アクセス・チャネルを介して
メッセージを送信する時に移動局と基地局の間の同期を提供する、特に有利な制
限的でない応用分野を有する。そのようなランダム・アクセス・チャネルの１つ
の例のフォーマットを、図８Ａおよび図８Ｂに関して説明する。ランダム・アク
セス・チャネル・フォーマットは、移動局が、特定のフレーム境界に対する複数
の明瞭に定義された時間オフセットでランダム・アクセス・チャネル上で送信を
行うことができる、スロット付きアロハ（ｓｌｏｔｔｅｄ ＡＬＯＨＡ）手法に
基づく。異なる時間オフセットが、アクセス・スロットとして図示され、１．２
５ミリ秒だけ離隔する。現在のセルでどのアクセス・スロットが使用可能である
かに関する情報が、ダウンリンク・ブロードキャスト・チャネル上で基地局によ
ってブロードキャストされる。フレーム境界も、現在のセルのブロードキャスト
・チャネルによって定義される。ランダム・アクセス・バーストに、２つの部分
すなわち、１ミリ秒の長さを有するプリアンブル部分と、１０ミリ秒の長さを有
するメッセージ部分が含まれる。プリアンブルとメッセージの間に、たとえば０
．２５ミリ秒のアイドル時間期間をおくことができ、これによって、プリアンブ
ルの検出（相関）およびメッセージの後続のオンライン処理が可能になる。

【００５４】 移動局によって実行されるランダム・アクセス手順を、図９に示されたランダ
ム・アクセス（ＭＳ）ルーチン（ブロック２００）に関して説明する。当初、移
動局は、特定の基地局呼に対する同期を獲得しなければならない（ブロック２１
０）。背景で説明したように、移動局は、この初期同期化を、最も低いパス損失
を有する基地局のセル検索中に実行する。移動局は、基地局ブロードキャスト・
チャネルに同調し、ブロードキャスト信号を処理して、同期シーケンスを検出す
る。１つの例の実施形態では、同期化が、２つのステップに分解される。第１ス
テップでは、移動体が、すべての基地局に共通の主同期シーケンスを検出する。
最も強い相関または最大の相関を検出した後に、移動局は、第２ステップを実行
し、この第２ステップでは、移動局が、この基地局に特有の第２同期シーケンス
を相関させる。

【００５５】 特定のセルへの同期を獲得した後に、移動局は、ダウンリンク・ブロードキャ
スト・チャネルから、この特定のセルで使用されるランダム・アクセス・プリア
ンブル拡散コードおよびメッセージ・スクランブリング・コードに関する情報を
、使用可能なプリアンブル・シグネチャ、使用可能なランダム・アクセス・チャ
ネル・アクセス・スロット、および他の情報に関する情報と共に獲得する（ブロ
ック２２０）。その後、移動局は、使用可能なものからアクセス・タイム・スロ
ットおよびシグネチャを選択する（ブロック２３０）。その後、移動局は、選択
されたアクセス・タイム・スロット中に、シグネチャおよびプリアンブル拡散コ
ードを使用してランダム・アクセス・バーストを生成する（ブロック２４０）。

【００５６】 移動局によって送信されたランダム・アクセス・バーストは、図１０に流れ図
形式で示されたランダム・アクセス（ＢＳ）ルーチン（ブロック３００）と共に
説明するように、基地局で受信され、正しく相関されなければならない。基地局
は、コンポジットＲＦ信号を受信し、その信号をベースバンドに変換し、ベース
バンド信号を１つまたは複数のプリアンブル・シーケンスと相関させる（ブロッ
ク３１０）。具体的に言うと、基地局は、マッチドフィルタ・タイプの相関器を
使用して、ベースバンド・コンポジット信号をプリアンブル・シーケンスと相関
させる（ブロック３２０）。その後、最大相関ピークを検出し、これを使用して
、フレーム、スロット、およびチップの同期タイミング情報を推定する。ピーク
検出器（たとえば５４）が、受信した信号のさまざまなマルチパス成分の相対（
受信器タイミングに対する）遅延を供給する（ブロック３３０）。推定されたタ
イミング情報を、ランダム・アクセス・チャネル・バーストのメッセージ部分の
復調のためにＲＡＫＥコンバイナ（たとえば５７）に供給する（ブロック３４０
）。タイミング・ユニット（たとえば５６）が、ＲＡＫＥ復調器（たとえば５７
）での組合せおよび復調の前に、マルチパス成分の相互遅延を補償する。検出さ
れた相関ピークに対応する複素相関値を、ＲＡＫＥ復調器で打ち消される初期フ
ェージング・チャネル係数として使用する。

【００５７】 図１１に示されたランダム・アクセス・チャネル（ＲＡＣＨ）プリアンブル相
関器４００は、使用するメモリの量に関して特に効率的である。効率性は、シグ
ネチャ・バイナリ・シーケンスとプリアンブル拡散コードを直列に（階層的に）
連結することによって達成される。すなわち、シグネチャ・シーケンスの各バイ
ナリ・ビットが、同一のプリアンブル拡散コードによって拡散される。受信信号
は、マッチドフィルタ４１０内で、たとえばＴ_ｍａｘ＝２５６チップの長さを有
する、プリアンブル拡散コードと相関される。マッチドフィルタ４１０によって
作られる中間相関値は、乗算器４２０で、たとえば１６の長さを有するシグネチ
ャ・シーケンス（ブロードキャスト・チャネルを介して基地局によって供給され
る）の要素をかけられる。合計器４３０が、乗算器４２０の出力と、マッチドフ
ィルタの長さ、たとえば２５６と同一の要素数を有する遅延線４２０の出力と合
計する。合計器４３０の出力は、遅延線４４０に入力され、ピーク検出器４５０
に供給される。プリアンブル相関器４００は、受信信号ｒ（ｋ）の期待される遅
延τが、｜τ｜＜Ｔ_ｍａｘになるように制限され、Ｔ_ｍａｘが、プリアンブル拡
散コードの長さであるという条件の下で、望み通りに動作する。

【００５８】 相関演算は、その間にランダム・アクセス・バーストが受信されると期待され
るタイム・ウィンドウ、たとえば２５６チップと同期化される。このタイム・ウ
ィンドウの長さは、移動局が基地局とのダウンリンク同期または主同期を既に達
成していることが前提になっている。連続する２５６チップ・ウィンドウのそれ
ぞれについて、そのウィンドウについてマッチドフィルタ４１０によって生成さ
れる２５６個の相関値に、１６シンボル長のシグネチャ・シーケンスの１シンボ
ルをかける。その後、シグネチャ・シーケンスの次のシンボルを、次の２５６チ
ップ・タイム・ウィンドウの開始時に選択する。乗算された相関値を、前のタイ
ム・ウィンドウ内の同一の相対時間位置で実行された前の合計の結果と合計する
。前の合計の結果は、遅延線４４０の出力から得られ、その後、現在の合計の結
果が、遅延線４４０に保管される。ピーク検出器４５０に出力される最終相関値
は、１６個のタイム・ウィンドウすなわち、２５６チップ・タイム・ウィンドウ
内の各時間位置での合計の１６回の繰り返しの後に供給される。したがって、反
復のそれぞれで、値２５６の中間相関ピークが積分されるので、完全な相関ピー
クは４０９６に等しくなる。ピーク検出器４５０は、Ｉ受信器ブランチおよびＱ
受信器ブランチの両方から相関値を受け取り、絶対相関値または自乗絶対相関値
を計算する。ピーク検出器４５０は、たとえば図３に示されたＲＡＣＨ受信器の
残りに接続される。

【００５９】 ＲＡＣＨプリアンブル相関器４００は、従来の相関器よりかなり少ないメモリ
を必要とするので、特に効率的である。たとえば、Ｌ＝４０９６の場合、ＲＡＣ
Ｈプリアンブル相関器４００は、５１１個のメモリ手段だけを必要とするが、図
６に示された一般的な相関器９０は、４０９５個のメモリ手段を必要とする。

【００６０】 プリアンブル相関器４００の構造のメモリ削減の利益は、図１２に示された、
図１１に示されたものに類似する構造を有するメモリ効率のよいゴーレイ・シー
ケンス相関器５００の実施に有利に使用される。相関器５００では、必要な加算
および乗算の数が減っている。図１２に示された効率的なゴーレイ相関器５００
は、長さＬ＝２^Ｎ＝Ｊ・Ｔ_ｍａｘのゴーレイ・シーケンスの、２つのより短い長
さＴ_ｍａｘの構成要素相補シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）の関数としての表
現に基づく。この関数は、シーケンスの相補ペアの式（１）での一般的な再帰構
成の結果である。すなわち、一般的な再帰構成が、相補シーケンスの任意の対か
ら開始される場合、すなわち、初期ベクトルａ_０（ｋ）およびｂ_０（ｋ）が、 ａ_０（ｋ）＝Ａ（ｋ） ｂ_０（ｋ）＝Ｂ（ｋ）， ｋ＝０，１，２，．．．，Ｔ_ｍａｘ−１ になるように選択され、Ａ（ｋ）およびＢ（ｋ）が、長さＴ_ｍａｘの２つの相補
シーケンスである場合に、結果の長さＬ＝２^Ｎ＝Ｊ・Ｔ_ｍａｘの相補シーケンス
のペアが、Ｊ回の反復の後に生成される。式（１）のすべての遅延Ｄ_ｎが、構成
要素シーケンスの長さ（Ｔ_ｍａｘ）をかけられる。

【００６１】 受信された信号ｒ（ｋ）は、たとえば長さＬ＝２５６チップを有する、図７に
示された効率的なゴーレイ相関器５１０によって受け取られることが好ましい。
効率的なゴーレイ相関器５１０は、シーケンスのゴーレイ相補ペアに対応する２
つの相互相関値Ｒ_ｒＡ（τ）およびＲ_ｒＢ（τ）を生成する。スイッチまたはセ
レクタ５２０が、この２つの相関値を受け取る。「インターリービング信号」と
称する制御信号が、セレクタ５２０を制御して、「０」が供給される場合にはＲ _ｒＡ （τ）相関値、「１」が供給される場合にはＲ_ｒＢ（τ）相関を選択する。
これによって、セレクタ５２０が、インターリーブ化シーケンスの現在の値に基
づいて、連続するタイム・ウィンドウのそれぞれの間の相関値の中間対の１つを
交互に供給する。より短い構成要素シーケンスの連結の順序は、インターリーブ
化シーケンスによって決定される。シグネチャが長さ１６を有するこの例のイン
ターリーブ化シーケンスは、やはり１６に等しい長さを有する。セレクタ５２０
の出力は、乗算器４２０で、乗算器４２０内の現在の２５６チップ・タイミング
・ウィンドウに対応するシグネチャのシンボルの１つをかけられる。乗算器４２
０、合計器４３０、遅延線４４０、およびピーク検出器４５０で実行される動作
は、図１１に関して説明したものに類似する。図１１からの方式の場合と同様に
、メモリ効率のよいゴーレイ相関器４００は、受信信号ｒ（ｋ）の期待される遅
延τが、｜τ｜＜Ｔ_ｍａｘになるように制限され、Ｔ_ｍａｘが、構成要素相補シ
ーケンスの長さであるという条件の下で、望み通りに動作する。

【００６２】 相関器５００は、図１１の相関器４００と同数のメモリ手段を有するが、乗算
器と加算器の数はそれよりかなり少ない。図１１のマッチドフィルタ・プリアン
ブル拡散コード相関器４１０の代わりに使用されるＥＧＣ５１０のより高い効率
のゆえに、総合効率が改善される。

【００６３】 より高い容量が望ましいセルでは、複数の同期シーケンスの組を構成すること
が有用である。より多くの同期シーケンスによって、より多くの容量の可能性が
もたらされる。そのような組のシーケンスは、相互相関を最小にするために直交
であることが好ましい。本発明は、式（１）の再帰構成からのゴーレイ・シーケ
ンスの直交する組の効率的な生成を提供する。

【００６４】 直交ゴーレイ・シーケンスの組は、置換Ｐ_ｎのそれぞれについて、すなわち、
遅延Ｄ_ｎの組のそれぞれについて、長さＮのＬ／２＝２^Ｎ−１個のベクトルＷ（
ｖ，ｎ）の適当な組すなわち、ｖ＝０，１，．．．，２^Ｎ−１−１およびｎ＝１
，２，３，．．．，Ｎを選択することによって、式（１）から生成することがで
きる。各ベクトルＷ（ｖ，ｎ）によって、相補ゴーレイ・シーケンスの対が作ら
れる。その結果、合計２^Ｎ個のシーケンスが、長さ２^Ｎのゴーレイ・シーケンス
の直交の組で提供される。

【００６５】 式（１）からゴーレイ・シーケンスの直交の組を作る長さＮの２^Ｎ−１個のベ
クトルＷ（ｖ，ｎ）の組は、たとえば、２つの異なる形で生成することができる
。第１のアルゴリズムは、

【００６６】

【数２】 であり、ここで、Ｂ_ｎ（ｘ）は、ある正整数ｘのＮビット長バイナリ表現の第ｎ
ビットすなわち、

【００６７】

【数３】 である。第２のアルゴリズムは、次式によって与えられる。

【００６８】

【数４】

【００６９】 以下の例示的な例を検討されたい。長さＬ＝８＝２^３、Ｎ＝３のゴーレイ・シ
ーケンスの直交の組を、式（１）を使用して得ると仮定する。数｛０，１，２｝
の任意の置換Ｐ＝｛Ｐ_０，Ｐ_１，Ｐ_２｝から始めて、Ｐ＝｛０，２，１｝である
ものとする。長さ３の必要な重みづけベクトルＷ（ｖ，ｎ）は、式（２ａ）から
得られ、これを次の表１に示す。

【００７０】

【表１】 結果の直交の長さ８のゴーレイ・シーケンスの組Ｓ（ｕ，ｋ）を、表２に示す。

【００７１】

【表２】 対応する４相コードを得るために、各ゴーレイ・シーケンスに、定数複素数（１
＋ｊ）／√２、（ここでｊ＝√−１）をかけることができる。

【００７２】 ＲＡＣＨプリアンブルに対する直交ゴーレイ・シーケンスの特定の有利な応用
例を、図１３に示されたメモリ効率のよいゴーレイ相関器に関して説明する。図
１３に、複数のプリアンブル・シーケンスを使用することができるＲＡＣＨプリ
アンブル相関器６００を実施する、本発明の好ましい例の実施形態を示す。図１
３の相関器のバンク内に示された３２個の相関器のそれぞれが、図１２に示され
た相関器５００に類似する形で動作する。構成要素シーケンスが、Ｔ_ｍａｘ＝２
５６の長さであり、置換ベクトルＰ_ｎ、および重みづけ付けベクトルＷ_ｎが、１
６の長さである場合に、相補ペアの各シーケンスの結果の全長は、４０９６にな
る。シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）からなる結果のゴーレイ・シーケンスは
、８回繰り返され、これが、置換ベクトルＰ_ｎに依存する「インターリービング
」関数を使用して、セレクタ５２０によって多重化される。インターリービング
関数Ｉ_０（ｋ）が、最初の１６個の直交プリアンブルに共通であり、インターリ
ービング関数Ｉ_１（ｋ）が、残りの１６個の直交プリアンブルに共通である。各
プリアンブルは、独自の「シグネチャ」シーケンスを有し、このシグネチャ・シ
ーケンスは、重みづけ関数Ｗ_ｎおよび置換ベクトルＰ_ｎに依存する。インターリ
ービング関数によって、送信されたプリアンブルの構造に従って、ＥＧＣの一方
または他方の出力が選択される。

【００７３】 長さ２５６の共通の構成要素シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）（および共通
のインターリービング関数）を有する、長さ４０９６の１６個のゴーレイ・シー
ケンスの第１の直交の組は、長さ１６の単一の置換ベクトルを、式（２）による
８つの重みづけベクトルと共に選択することによって得られる。式（１）のすべ
ての遅延Ｄ_ｎに、構成要素シーケンスの長さ（Ｔ_ｍａｘ＝２５６）をかける。

【００７４】 同一の構成要素シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）を有するが、もう１つのイ
ンターリービング関数Ｉ_１（ｋ）に従ってもう１つのセレクタ６１０によってイ
ンターリーブされる、長さ４０９６の追加の１６個の直交ゴーレイ・シーケンス
は、下記によって得られる。

【００７５】 ａ_０（ｋ）＝Ｂ（ｋ） ｂ_０（ｋ）＝Ａ（ｋ）， ｋ＝０，１，２，．．．，Ｔ_ｍａｘ−１ 直交ゴーレイ・シーケンスの追加の組を得るために式（１）で使用される置換ベ
クトルおよび重みづけベクトルは、直交ゴーレイ・シーケンスの第１の組と同一
である。合計で、長さ２５６の共通する構成要素シーケンスを有する長さ４０９
６の３２個の直交ゴーレイ・シーケンスがある。一般に、Ｊ＝Ｌ／Ｔ_ｍａｘであ
るものとして、２Ｊ個のそのような直交ゴーレイ・シーケンスを生成することが
可能である。

【００７６】 これらのインターリービング関数およびシグネチャ関数を、上の表１および表
２で与えられるものと同一の例を使用する長さ８のゴーレイ・シーケンスの直交
の組によって示す。Ｔ_ｍａｘ＝２であり、構成要素シーケンスがＡ（ｋ）＝｛１
，１｝およびＢ（ｋ）＝｛１，−１｝である場合に、表２で与えられたシーケン
スの組を、表３に示されるように表すことができる。

【００７７】

【表３】 インターリービング関数Ｉ_０（ｋ）およびＩ_１（ｋ）は、 Ｉ_０（ｋ）＝｛０，０，１，１｝およびＩ_１（ｋ）＝｛１，１，０，０｝ であり、ここで、「０」の値によって、シーケンスＡ（ｋ）との相互相関が選択
され、「１」の値によって、シーケンスＢ（ｋ）との相互相関が選択される。し
たがって、インターリービング関数Ｉ_１（ｋ）は、Ｉ_０（ｋ）を反転した版であ
る。最初の４つの「シグネチャ」関数を下に示す。

【００７８】 シグネチャ０＝｛１，１，１，−１｝、シグネチャ１＝｛１，−１，１，１
｝、 シグネチャ２＝｛１，１，−１，１｝、シグネチャ３＝｛１，−１，−１，
−１｝ 他の４つのシグネチャ関数の値は、同一すなわち、シグネチャ４＝シグネチャ０
、シグネチャ５＝シグネチャ１、シグネチャ６＝シグネチャ２、およびシグネチ
ャ７＝シグネチャ３である。

【００７９】 本発明の前の例の応用例は、移動局によって送信されたランダム・アクセス・
バーストを受信し、同期化するために基地局によって使用される１つまたは複数
の相関器に対するものである。前に述べた本発明のもう１つの例の有利な応用例
は、移動局内で使用されるセル検索相関器に対するものである。初期セル検索中
に、移動局は、最も低いパス損失を有する基地局を検索する。その後、移動局は
、基地局のタイム・スロットおよびフレーム同期と、基地局に関連するダウンリ
ンク・スクランブリング・コードを判定する。初期セル検索は、３ステップすな
わち、（１）スロット同期化、（２）フレーム同期化およびコード・グループ識
別、および（３）スクランブリング・コード識別で行われる。この、本発明の他
の非制限的な例の応用例は、第１および第２のステップ（１）および（２）に関
する。

【００８０】 移動局でのスロット同期化手順では、各タイム・スロットの先頭ですべての基
地局によってブロードキャストされる、すべての基地局に共通の主同期コードを
使用する。同期化手順は、着信信号を主同期コードと相関させることからなる。
相関器の出力によって、移動局の範囲内の各基地局からの各放射線のピークが生
成される。最も強いピークの位置を検出することによって、最も強い基地局の、
タイム・スロット長を「法」とするタイミングが与えられる。

【００８１】 スロット同期化は、移動局の観点からはクリティカルなステップである。とい
うのは、この動作が、移動局がある他の基地局へのリンクを既に有する場合であ
っても、常時実行されるからである。したがって、主同期コードに関する移動局
の相関器の実装の複雑さは、可能であれば最小にしなければならない。そのよう
な最小化は、主同期コードの特殊な構造を利用することによって達成することが
できる。その一方で、主同期化コードは、移動局が所望の主ローブではなく副ロ
ーブに同期する可能性を最小にするために、最小の非周期的自己相関副ローブを
有しなければならない。

【００８２】 セル検索主同期コードに関するこの後者の要件は、その開示が参照によって本
明細書に組み込まれる、本願の譲受人に譲渡された米国特許出願第０９／１３５
２４７号明細書、表題「Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｓ ａｎｄ
Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｈａｄａｍ
ａｒｄ−Ｂａｓｅｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ Ｈａｖｉｎｇ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ
Ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ」、１９９８年８月１
７日出願で提案されているように、ゴーレイ相補シーケンスを使用することによ
って満たすことができる。その特許出願書では、最初のセル検索ステップで使用
する、ゴーレイ相補シーケンスに基づく主同期コードのマッチドフィルタリング
の効率的な方法が指定されていない。幸い、本発明は、主同期コードとしてゴー
レイ相補シーケンスを使用する効率的な実施形態を提供する。

【００８３】 図７に示されたＥＧＣ１００に類似する効率的なゴーレイ相関器を、セル検索
の第１ステップで主同期コード相関器として使用することによって、たとえば階
層主同期コードに整合された図１１に示された相関器４００に類似する階層相関
器（ＨＣ）より大きい実施の利益がもたらされる。長さ２５６の階層コードは、
ＵＴＲＡシステムの１提案に含まれるように、長さ１６の２つの構成要素シーケ
ンスの、直列すなわち階層的な連結によって得られる。好ましい実施形態では、
主同期コードの長さが、２５６チップである。長さ２５６のゴーレイ相補シーケ
ンスは、最小の最大絶対非周期的自己相関副ローブ（ＭＡＳ）値を有するので、
主セル検索コードとしての応用に最適である。長さ２５６のすべてのゴーレイ相
補シーケンスについて得られた最小ＭＡＳ値は、１２である。ＭＡＳ＝１２を有
するゴーレイ・シーケンスの対の１つが、次式によって定義される。

【００８４】 Ｐ_ｎ＝｛６，３，７，２，１，４，０，５｝およびＷ_ｎ＝｛１，−１，−１，
１，１，−１，１，１｝ （３） ＥＧＣのメモリ・ビット数Ｎ_ｍｅｍは、各遅延線のメモリ・セルの数と、最初の
遅延線の後で、メモリ・セル・ワード長が、新しい遅延線ごとに１つ増えるとい
う事実を考慮することによって計算することができる。受信信号の１ビット量子
化を前提にすると、次のようになる。

【００８５】 Ｎ_ｍｅｍ ^{（ＥＧＣ）}＝１・２^６＋２・２^３＋３・２^７＋４・２^２＋５・２^１＋
６・２^４＋７・２^０＋８・２^５＝８４９ 階層相関器（ＨＣ）は、長さ１６の１つの簡単な相関器と、長さ１６の１５個の
遅延線を必要とする。そのような遅延線のそれぞれのメモリ・セル・ワード長は
、５ビットである。したがって、このＨＣについて、Ｎ_ｍｅｍ ^（ＨＣ）＝１・１
６＋（５・１６）・１５＝１２１６である。

【００８６】 ＥＧＣによって相関されたゴーレイ相補シーケンスは、階層シーケンスに対す
る下記の利点を提供する。 ・加算器の数が、ＨＣの３０個に対してＥＧＣでは１６個である。 ・乗算器の数が、ＨＣの３２個に対してＥＧＣでは８個である。 ・メモリ・ビットの数が、ＥＧＣではＨＣの場合より３０％少ない。 ・ゴーレイ相補シーケンスでは、非周期的自己相関副ローブの最大絶対値が、階
層シーケンスの１／３である。

【００８７】 本発明のもう１つの例の実施形態では、因数分解された効率的なゴーレイ相関
器を提供する。長さ２５６のそのような相関器を、図１４に示す。因数分解され
た形で表されたゴーレイ・シーケンスは、たとえば長さ６４の、２つのより短い
構成要素（相補）シーケンスの連結として構成することができる。その場合に、
相関器７００に、図７に示されたものに類似する、長さ６４の効率的なゴーレイ
相関器７１０、長さ６４の遅延線７２０、７３０、７４０、および７５０、乗算
器７９０、および加算器７６０、７７０、および７８０が含まれる。乗算器の総
数は、多くとも１０であり、加算器の総数は、１５に等しい。加算器の数が、長
さ２５６のＥＧＣの場合より１つ少ないことに留意されたい。遅延線の実際の数
は、インターリーブ化シーケンスに依存する。

【００８８】 相関器７００は、受信器局部発振器の可干渉時間がシーケンス長より短い（た
とえば、多くとも６４チップである）時に有用になる可能性がある。その結果、
中間相関値の最適下限の非コヒーレント積分が必要である。言い換えると、相関
器７００を用いると、中間相関値のコヒーレントおよび非コヒーレントの両方の
積分が可能になる。図１４の例の相関器７００は、コヒーレントである。この例
では、長さ２５６のゴーレイ・シーケンスが、｛−Ｂ，Ｂ，Ａ，Ａ｝と表され、
ここで、ＡおよびＢは、長さ６４の相補シーケンスである。

【００８９】 セル検索の第２ステップでは、長さ２５６チップの１７個の第２同期コード（
ＳＳＣ）の組を使用することができる。ＳＳＣは、主同期コード（ＰＳＣ）に対
して直交しなければならない。主同期コードが、本発明の１つの例の応用例によ
るゴーレイ相補シーケンスであると仮定すると、１７個の直交ＳＳＣの組を生成
する方法の１つが、その開示を参照によって本明細書に組み込まれる、本願の譲
受人に譲渡された米国特許出願第０９／１３５２４７号明細書、表題「Ｃｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｓ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｂａｓｅ
ｄ ｏｎ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｈａｄａｍａｒｄ−Ｂａｓｅｄ Ｓｅｑｕｅ
ｎｃｅｓ Ｈａｖｉｎｇ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ
Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ」、１９９８年８月１７日出願で提案されている。ＳＳ
Ｃの直交の組は、ＰＳＣに同一の長さの１７個の異なるウォルシュ（Ｗａｌｓｈ
）関数をかけることによって生成される。そのようなＳＳＣの組を用いると、実
装の複雑さを減らすために、セル検索の第２ステップで高速アダマール（Ｈａｄ
ａｍａｒｄ）変換（ＦＨＴ）プロセッサを使用することができるようになる。さ
らに、ＰＳＣが、ゴーレイ相補シーケンスである場合に、そのゴーレイＰＳＣに
異なるウォルシュ関数をかけることによって得られるシーケンスの組が、ゴーレ
イ・シーケンスの直交の組をもたらす。この場合、これらのＳＳＣを、上で説明
した主同期コード相関手順に類似するＥＧＣのバンクを使用して検出することも
できる。本発明によるそのようなＥＧＣのバンクは、必要な動作の数に関して、
ＦＨＴに基づく相関よりも効率的である。

【００９０】 ＳＳＣに関する追加要件は、第２同期コードから主同期コード相関器への干渉
を最小にするために、ＰＳＣと１７個のＳＳＣのそれぞれとの間の非周期的相互
相関を小さくすることである。この場合では、式（２）を使用して長さ２５６チ
ップの２５６個の直交ゴーレイ・シーケンスの完全な組を生成し、これらのゴー
レイ・シーケンスの１つを主同期コードとして選択し、その後、それぞれが、あ
る適度な閾値未満の、主同期コードとの最大絶対非周期的相互相関を有する、１
７個の第２同期コードを選択することが有利である。たとえば、ＰＳＣが、式（
１）および（３）によって生成されたａ（ｋ）シーケンスであると仮定すると、
４２の閾値以下のＰＳＣとの最大絶対非周期的相互相関を有する１７個のＳＳＣ
の組は、式（３）と同一の置換ベクトルと、下記の重みづけベクトルによって定
義される。

【００９１】 W_SSC1＝｛ １ １ １ −１ １ １ −１ １｝、（ａ） W_SSC2＝｛ １ −１ １ −１ −１ −１ １ １｝、（ｂ） W_SSC3＝｛−１ １ １ −１ −１ １ １ １｝、（ｂ） W_SSC4＝｛−１ １ １ −１ −１ −１ −１ １｝、（ａ） W_SSC5＝｛−１ １ −１ １ １ −１ １ １｝、（ｂ） W_SSC6＝｛−１ −１ １ −１ −１ １ １ １｝、（ｂ） W_SSC7＝｛−１ −１ １ −１ −１ −１ −１ １｝、（ａ） W_SSC8＝｛−１ −１ −１ １ １ １ １ １｝、（ｂ） W_SSC9＝｛−１ −１ −１ １ １ −１ １ １｝、（ａ） W_SSC10＝｛−１ −１ −１ １ １ −１ −１ １｝、（ａ） W_SSC11＝｛−１ −１ −１ １ −１ −１ １ １｝、（ｂ） W_SSC12＝｛−１ −１ −１ １ −１ −１ −１ １｝、（ａ） W_SSC13＝｛−１ −１ −１ １ −１ −１ −１ １｝、（ｂ） W_SSC14＝｛−１ −１ −１ −１ １ １ １ １｝、（ａ） W_SSC15＝｛−１ −１ −１ −１ １ １ −１ １｝、（ａ） W_SSC16＝｛−１ −１ −１ −１ −１ １ １ １｝、（ａ） W_SSC17＝｛−１ −１ −１ −１ −１ １ −１ １｝、（ａ） （４） 対応するシーケンスＳＳＣｎは、重みつけベクトルＷ_ＳＳＣｎが（１）で置換
される時に、ゴーレイ・シーケンスａ（ｋ）またはｂ（ｋ）に等しい（（４）で
は、各ベクトルに付加された括弧内に示されている）。ＳＳＣは、ＰＳＣの場合
と同様に、１７個（またはそれ未満）のＥＧＣの対応するバンクを使用して検出
することができる。

【００９２】 改良された実装効率に加えて、ゴーレイ相補ペアシーケンスに基づく同期コー
ドは、たとえば連結された直交ゴールド・シーケンスに基づく同期シーケンスと
比較して、最大絶対非周期的自己相関副ローブ（ＭＡＳ）に関して優れた性能を
提供する。この比較を、図１５および図１６のグラフによって示す。図１５は、
直列に連結された直交ゴールド・シーケンスの非周期的自己相関関数のグラフで
ある。０遅延に対応するサンプルに実質的な最大値があるが、さまざまな非０遅
延に、誤った相関検出を引き起こす可能性があるかなりの最大ピークもあること
に留意されたい。対照的に、図１６のグラフでは、ゴーレイ相補ペアシーケンス
に基づく同期コードについて、副ローブがはるかに低く、ランダム・アクセス検
出に重要な範囲（すなわち、主ローブから±２５５チップ）内で、副ローブが他
の部分よりさらに低いことが示されている。

【００９３】 ランダム・アクセス・プリアンブルとしての直交ゴーレイ相補シーケンスの適
用に関して、その非周期的自己相関特性を、一般的なプリアンブル拡散コードを
用いる直交シグネチャの直列連結によって得られる直交プリアンブルの別の組の
それと比較することが重要である。比較のパラメータは、組のプリアンブルのそ
れぞれの最大絶対非周期的自己相関副ローブ（ＭＡＳ）である。現在開発中のＵ
ＴＲＡシステムを対象とする、この例の比較では、本発明による長さ４０９６の
１６個の直交ゴーレイ・シーケンスの組を、直交ゴールド・シーケンスに基づく
ＲＡＣＨプリアンブルに関するもう１つのＵＴＲＡ提案と比較する。表４に、長
さ２５６の、２つのより短い構成要素相補シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）の
関数としての１６個のゴーレイ・シーケンスを示す。

【００９４】

【表４】

【００９５】 この構成要素ゴーレイ・シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）は、置換 Ｐ_ｎ＝｛０，２，１，５，６，４，７，３｝ および重みづけ Ｗ_ｎ＝｛１，−１，１，−１，１，−１，−１，１｝ を使用して、式（１）から得られる。

【００９６】 上で定義した１６個の直交ゴーレイ・シーケンスの組のＭＡＳ値と、ＵＴＲＡ
に関するもう１つの提案に記載された一般的なプリアンブル拡散コード（プリア
ンブル拡散コード数ｎ＝１）によって拡散された１６個の直交シグネチャから得
られる１６個の連結された直交ゴールド・シーケンスの組のＭＡＳ値を、表５に
示す。

【００９７】

【表５】

【００９８】 前に説明したように、ランダム・アクセス・プリアンブルは、移動端末が基地
局タイミングに関する基本情報を既に有するので、基地局受信器に対して完全に
非同期ではないが、基地局と移動端末の間のラウンドトリップ伝搬遅延によって
導入される不確実性がある。適度な仮定の１つが、ラウンドトリップ遅延が多く
とも２５５チップであり、したがって、ランダム・アクセス・プリアンブルの非
周期的自己相関関数が、実際には、主ローブから±２５５チップの領域でのみ重
要であるということである。主ローブから±２５５チップの領域内の非周期的自
己相関副ローブの最大絶対値を、前に説明した長さ４０９６の直交ゴーレイ・シ
ーケンスおよび連結された直交ゴールド・シーケンスについて、表６に示す。

【００９９】

【表６】 表６には、直交ゴーレイ・シーケンスが、主ローブから±２５５チップの領域で
、連結された直交ゴールド・シーケンスより２５倍低い自己相関副ローブを有す
ることが示されている。

【０１００】 特定の実施形態に関して本発明を説明してきたが、当業者は、本発明が、本明
細書で説明され図示された特定の実施形態に制限されないことを諒解するであろ
う。図示され説明されたもの以外の異なるフォーマット、実施形態、および適応
ならびに多数の修正、変形、および同等の配置を使用して、本発明を実施するこ
ともできる。したがって、本発明をその好ましい実施形態に関して説明してきた
が、この開示が、例示的であるのみであって、決して制限的ではなく、単に本発
明の例示であることを理解されたい。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明を有利に使用することができる、例の移動体通信システムの機能ブロッ
ク図である。

【図２】 本発明を有利に使用することができる、例の無線局トランシーバの機能ブロッ
ク図である。

【図３】 図２の無線局トランシーバの受信器チェーン内のベースバンド処理ブロックの
追加の詳細を示す機能ブロック図である。

【図４】 再帰ゴーレイ・シーケンス生成器の図である。

【図５】 直接ゴーレイ・シーケンス生成器の図である。

【図６】 一般的なタイプの相関器の図である。

【図７】 効率的なゴーレイ相関器の図である。

【図８Ａ】 ランダム・アクセス・チャネルを介するランダム・アクセス・バーストのシグ
ナリング・フォーマットを示す図である。

【図８Ｂ】 ランダム・アクセス・チャネルを介するランダム・アクセス・バーストのシグ
ナリング・フォーマットを示す図である。

【図９】 移動局によって実行されるランダム・アクセス・ルーチンの手順を示す流れ図
である。

【図１０】 基地局によって実行されるランダム・アクセス・ルーチンを示す流れ図である
。

【図１１】 連結されたシーケンスに基づく特定のランダム・アクセス・チャネル・プリア
ンブル相関器の図である。

【図１２】 本発明の例の実施形態を組み込まれた、やはり連結されたシーケンスに基づく
ランダム・アクセス・プリアンブル相関器を示す図である。

【図１３】 本発明の例の実施形態が使用される、ランダム・アクセス・プリアンブル相関
器のバンクを示す図である。

【図１４】 因数分解された効率的なゴーレイ相関器を実施する、本発明のもう１つの例の
実施形態のブロック図である。

【図１５】 ランダム・アクセス・プリアンブル相関器の、遅延に対する自己相関値を示す
グラフである。

【図１６】 本発明の例の実施形態を実施するランダム・アクセス・プリアンブル相関器の
、遅延に対する自己相関値を示すグラフである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｒ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ， ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，Ｋ Ｚ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ， ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，Ｓ Ｋ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ

Claims (69)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第２のトランシーバによって送信された信号の相関を第１の
   トランシーバで求めるための方法であって、 ペア相補シーケンスに対応するマッチドフィルタを使用して受信信号と前記ペ
   ア相補シーケンスとの相関を求めるステップと、 前記マッチドフィルタからのピーク出力を検出するステップと、 検出されたピーク出力を使用して、前記第１のトランシーバと前記第２のトラ
   ンシーバとの間の送信の同期をとるためのタイミング推定値を生成するステップ
   と、
2. 【請求項２】 前記ペア相補シーケンスは、前記相補シーケンスの０でない
   すべての遅延に対する最小非周期自己相関副ローブ値と、前記相補シーケンスの
   ０の遅延に対する最大自己相関主ローブ値と、を含むことを特徴とする請求項１
   に記載の方法。
3. 【請求項３】 さらに、 受信信号に含まれるメッセージを復調するための初期減衰チャネル係数として
   、検出されたピーク出力に対応する複素相関値を使用するステップをさらに含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 【請求項４】 マッチドフィルタにより、受信信号と前記ペア相補シーケン
   スの両方との相関を同時に求めることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 【請求項５】 マッチドフィルタにより、受信信号と前記ペア相補シーケン
   スとの相関を再帰的に求めることを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 【請求項６】 第１のトランシーバは基地局であり、第２のトランシーバは
   移動局であって、ランダム・アクセス・チャネル経由で前記移動局から前記基地
   局に送信されたランダム・アクセス・メッセージのプリアンブル部分として、一
   方のシーケンスを使用することを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 【請求項７】 前記相補シーケンスが長さ２またはそれ以上のゴーレイシー
   ケンスであることを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 【請求項８】 短いほうのゴーレイシーケンスのペアを連結することにより
   、前記ゴーレイシーケンスのそれぞれが生成されることを特徴とする請求項７に
   記載の方法。
9. 【請求項９】 第１のトランシーバが移動局で、第２のトランシーバが基地
   局であり、ブロードキャスト・チャネル経由で前記基地局によって送信された同
   期シーケンスとして、一方のシーケンスを使用することを特徴とする請求項１に
   記載の方法。
10. 【請求項１０】 さらに、 複数のマッチドフィルタを採用し、それぞれの前記マッチドフィルタは直交す
    るペア相補シーケンスに対応しており、ピーク出力が前記マッチドフィルタのう
    ちの１つから検出されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
11. 【請求項１１】 前記相補シーケンスのペアは以下の式に従って決定される
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。 ａ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ｂ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ａ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）＋Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ-Ｄ_ｎ） ｂ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）−Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ-Ｄ_ｎ）、 ただし、ｋ＝０，１，２，．．．，２^Ｎ−１、ｎ＝１，２，．．．，Ｎとして、
    Ｄ_ｎ＝２^Ｐｎ、ａ_ｎ（ｋ）およびｂ_ｎ（ｋ）は長さ２^Ｎの相補シーケンスのペア
    、δ（ｋ）はクロネッカーのデルタ関数、ｋは時間尺度を表す整数、ｎは反復回
    数、Ｄ_ｎは遅延、Ｐ_ｎ（ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）は数｛０，１，２，．．．．
    ，Ｎ−１｝の任意の順列、Ｗ_ｎは大きさ１の任意の複素数である。
12. 【請求項１２】 第１のトランシーバで同期シーケンスを生成して第２のト
    ランシーバに送信する方法であって、 前記相補シーケンスのペアが前記シーケンスの０でないすべての遅延に対する
    最小非周期自己相関副ローブ値と前記バイナリ・シーケンスの０の遅延に対する
    最大自己相関主ローブ値とを有するペア相補シーケンスからシーケンスを生成す
    るステップと、 前記第２のトランシーバと前記第１のトランシーバとの同期をとれるようにす
    るために前記シーケンスを使用して前記第１のトランシーバから信号を送信する
    ステップと、 を含むことを特徴とする方法。
13. 【請求項１３】 前記第１のトランシーバが移動局に含まれ、前記第２のト
    ランシーバが基地局に含まれ、前記基地局と関連付けられているランダム・アク
    セス・チャネル経由で、前記移動局が前記シーケンスを送信することを特徴とす
    る請求項１２に記載の方法。
14. 【請求項１４】 前記シーケンスが前記基地局と前記移動局の両方に知られ
    ていることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
15. 【請求項１５】 前記基地局が前記シーケンスを使用して前記移動局から受
    信した信号に対し相関処理を実行し、最大の自己相関値がいつ得られたかを前記
    相関処理で検出することを特徴とする請求項１４に記載の方法。
16. 【請求項１６】 ランダム・アクセス・チャネル経由で前記移動局によって
    送信されたランダム・アクセス・バーストのプリアンブル内で前記シーケンスが
    使用されていることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
17. 【請求項１７】 さらに、 前記シーケンスの０でないすべての遅延に対する最小非周期自己相関副ローブ
    値と前記シーケンスの０の遅延に対する最大自己相関主ローブ値とをそれぞれ有
    する長さＬの一組のシーケンスを生成するステップを含み、 前記第１のトランシーバが前記一組のシーケンスに含まれる１つのシーケンス
    を送信し、前記第２のトランシーバと前記第１のトランシーバとの同期をとれる
    ようにすることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
18. 【請求項１８】 前記一組のシーケンスに含まれるシーケンスはそれぞれ直
    交していることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
19. 【請求項１９】 前記第１のトランシーバが基地局に含まれ、前記第２のト
    ランシーバが移動局に含まれ、前記基地局がブロードキャスト・チャネルで前記
    シーケンスをブロードキャストし、少なくとも大まかに前記移動局と前記基地局
    との同期をとれるようにすることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
20. 【請求項２０】 前記シーケンスを、Ｎを正の整数とした長さＬ＝２^Ｎと長
    さ１０および２６のゴーレイ相補シーケンスのぺアから求めることを特徴とする
    請求項１２に記載の方法。
21. 【請求項２１】 長さが４０９６であることを特徴とする請求項２０に記載
    の方法。
22. 【請求項２２】 ゴーレイ相補シーケンスのペアが以下の式に従って決定さ
    れることを特徴とする請求項２０に記載の方法。 ａ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ｂ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ａ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）＋Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ-Ｄ_ｎ） ｂ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）−Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ-Ｄ_ｎ）、 ただし、ｋ＝０，１，２，．．．，２^Ｎ−１、ｎ＝１，２，．．．，Ｎとして、
    Ｄ_ｎ＝２^Ｐｎ、ａ_ｎ（ｋ）およびｂ_ｎ（ｋ）は長さ２^Ｎの相補シーケンスのペア
    、δ（ｋ）はクロネッカーのデルタ関数、ｋは時間尺度を表す整数、ｎは反復回
    数、Ｄ_ｎは遅延、Ｐ_ｎ（ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）は数｛０，１，２，．．．．
    ，Ｎ−１｝の任意の順列、Ｗ_ｎは＋１または−１である。
23. 【請求項２３】 ａ_０（ｋ）＝Ａ（ｋ）およびｂ_０（ｋ）＝Ｂ（ｋ）とし、
    長さＴのペアバイナリ・シーケンスを形成し、遅延Ｄ_ｎ＝Ｔ＊２^Ｐｎとすること
    を特徴とする請求項２２に記載の方法。
24. 【請求項２４】 ２^Ｎ個の直交ゴーレイシーケンスのペアを共通順列ベクト
    ルＰ_ｎと２^Ｎ−１個の重みベクトルＷ_ｎ一組から求め、重みベクトルの前記一組
    は一組の整数｛０，１．．．，２^Ｎ−１｝から取った異なる偶数の正整数または
    異なる奇数の正整数のＮビット長のバイナリ表現であり、前記バイナリ表現の中
    の０は｛−１，＋１｝の一方に対応付けられ、前記バイナリ表現のなかの１は｛
    −１，＋１｝の他方に対応付けられることを特徴とする請求項２２に記載の方法
    。
25. 【請求項２５】 ａ_０（ｋ）＝Ａ（ｋ）およびｂ_０（ｋ）＝Ｂ（ｋ）とし、
    長さＴのペアバイナリ・シーケンスを形成し、遅延Ｄ_ｎ＝Ｔ＊２^Ｐｎとすること
    を特徴とする請求項２４に記載の方法。
26. 【請求項２６】 さらに、 Ｎ個のメモリ手段を必要とするシーケンス発生器を使用してゴーレイ相補シー
    ケンスの前記ペアを直接生成するステップを含むことを特徴とする請求項２３に
    記載の方法。
27. 【請求項２７】 さらに、 ２^Ｎを法とするカウンタを含むシーケンス発生器を使用してゴーレイ相補シー
    ケンスの前記ペアを直接生成するステップを含むことを特徴とする請求項２３に
    記載の方法。
28. 【請求項２８】 第１のトランシーバと第２のトランシーバの同期をとる方
    法であって、 数学演算の実行回数を最小限に抑えた効率の良い手順を使用して受信信号とペ
    ア相補シーケンスとの相関を求めるステップと、 相関中のいつの時点で最大自己相関値が得られるかを検出するステップと、 検出された時間に基づいて前記第２のトランシーバへの次の送信を同期させる
    ステップを含む方法。
29. 【請求項２９】 相関を求める前記ステップを効率よく実行し、相関を求め
    るのに必要なデータ処理ステップの数を減らすことを特徴とする請求項２８に記
    載の方法。
30. 【請求項３０】 相関を求める前記ステップを効率よく実行し、相関を求め
    るのに必要なメモリ量を減らすことを特徴とする請求項２８に記載の方法。
31. 【請求項３１】 相関を求める前記ステップが、相補シーケンスのペアのそ
    れぞれと入力信号との相関を同時に求めるステップを含むことを特徴とする請求
    項２８に記載の方法。
32. 【請求項３２】 前記相補シーケンスのペアが以下の式に従って決定される
    ことを特徴とする請求項２８に記載の方法。 ａ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ｂ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ａ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）＋Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ-Ｄ_ｎ） ｂ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）−Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ-Ｄ_ｎ）、 ただし、ｋ＝０，１，２，．．．，２^Ｎ−１、ｎ＝１，２，．．．，Ｎとして、
    Ｄ_ｎ＝２^Ｐｎ、ａ_ｎ（ｋ）およびｂ_ｎ（ｋ）は長さ２^Ｎの相補シーケンスのペア
    、δ（ｋ）はクロネッカーのデルタ関数、ｋは時間尺度を表す整数、ｎは反復回
    数、Ｄ_ｎは遅延、Ｐ_ｎ（ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）は数｛０，１，２，．．．．
    ，Ｎ−１｝の任意の順列、Ｗ_ｎは大きさ１の任意の複素数である。
33. 【請求項３３】 相補シーケンスのペアはゴーレイシーケンスであり、前記
    ゴーレイシーケンスの１つが主同期シーケンスとして使用されることを特徴とす
    る請求項２８に記載の方法。
34. 【請求項３４】 直接拡散型のスペクトラム拡散無線トランシーバにおいて
    、Ｎを任意の正の整数とする長さＬ＝２^Ｎのペア相補シーケンスを効率よく生成
    するシーケンス発生器であって、相補シーケンスの１つが同期シーケンスとして
    トランシーバによって送信され、 ０から２^Ｎ−１まで循環して計数するＮ個のメモリ手段を持つ２を法とするカ
    ウンタと、 １からＮまでの範囲の整数のある順列に従ってカウンタからＮ個の並列出力を
    受信して並べ替える目的で結合されている置換器と、 並べ替えられた隣接するカウンタ出力の複数の対からＮ−１個の出力を生成す
    るＮ−１個の論理ＡＮＤ演算子の第１の組と、 Ｎ−１個の論理ＡＮＤ演算子の第１の組によって生成された出力を合計するた
    めに結合されている第１の合計器と、 並べ替えられたそれぞれのカウンタ出力に演算を実行するＮ個の論理ＡＮＤ演
    算子の第２の組およびＮ個の並列出力を生成するＮ個の重み係数一組の１つと、 Ｎ個の論理ＡＮＤ演算子の第２の組によって生成された出力を合計するために
    結合されている第２の合計器と、 第１の合計器と第２の合計器の出力を合計し、バイナリ相補シーケンスのペア
    で第１のバイナリ・シーケンスを生成するために結合されている第３の合計器を
    備えるシーケンス発生器。
35. 【請求項３５】 さらに、 第３の合計器の出力と置換器（ｐｅｒｍｕｔａｔｏｒ）からの有意な出力を合
    計し、バイナリ相補シーケンスのペアで第２のバイナリ・シーケンスを生成する
    ために結合されている第４の合計器を備えることを特徴とする請求項３４に記載
    のシーケンス発生器。
36. 【請求項３６】 さらに、 アルファベット｛０，１｝の要素を持つ第１のバイナリ・シーケンスをアルフ
    ァベット｛−１，１｝の対応する要素に変換するマッパを備えることを特徴とす
    る請求項３４に記載のシーケンス発生器。
37. 【請求項３７】 それぞれの論理ＡＮＤ演算子出力が並べ替えられた異なる
    カウンタ出力に結合され、前記重み係数のうち第１の係数と最下位の並べ替えら
    れたカウンタ出力との論理ＡＮＤが実行され、Ｎ番目の重み係数と最上位の並べ
    替えられたカウンタ出力と論理ＡＮＤが実行されることを特徴とする請求項３４
    に記載のシーケンス発生器。
38. 【請求項３８】 直接拡散型のスペクトラム拡散無線トランシーバにおいて
    、受信したスペクトラム拡散信号とＮを任意の正の整数とする長さＬ＝２^Ｎのペ
    ア相補シーケンスとの相関を効率よく求めるシーケンス相関器であって、 各段が第１と第２の並列処理ブランチを持つＮ個の直列に連結された処理段と
    、 複数のメモリ手段が対応する加算器に結合されている遅延ラインを含む第１の
    処理ブランチの各段を備え、 それぞれの処理段において、入力信号のサンプルが連続的に対応する遅延ライ
    ンのメモリ手段内に格納され、最後のメモリ手段の内容が加算器および同じ処理
    段の減算器に入力されることを特徴とし、 同じ段の乗算器で入力信号とそれにに対応する重み係数が乗算され、乗算器の
    出力が入力として減算器および同じ段の加算器に供給されることを特徴とするシ
    ーケンス相関器。
39. 【請求項３９】 Ｎ番目の処理段の第１の処理ブランチの出力により受信し
    たスペクトラム拡散信号とペア相補シーケンスからの第１のシーケンスと相互相
    関が出力され、Ｎ番目の処理段の第２の処理ブランチの出力により受信したスペ
    クトラム拡散信号とペア相補シーケンスからの第２のシーケンスとの相互相関が
    出力されることを特徴とする請求項３８に記載の相関器。
40. 【請求項４０】 前記相補シーケンスが以下の式に従って決定される相補シ
    ーケンスであることを特徴とする請求項３９に記載の相関器。 ａ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ｂ_０（ｋ）＝δ（ｋ） ａ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）＋Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ-Ｄ_ｎ） ｂ_ｎ（ｋ）＝ａ_ｎ−１（ｋ）−Ｗ_ｎ・ｂ_ｎ−１（ｋ-Ｄ_ｎ）、 ただし、ｋ＝０，１，２，．．．，２^Ｎ−１、ｎ＝１，２，．．．，Ｎとして、
    Ｄ_ｎ＝２^Ｐｎ、ａ_ｎ（ｋ）およびｂ_ｎ（ｋ）は長さ２^Ｎの相補シーケンスのペア
    、δ（ｋ）はクロネッカーのデルタ関数、ｋは時間尺度を表す整数、ｎは反復回
    数、Ｄ_ｎは遅延、Ｐ_ｎ（ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）は数｛０，１，２，．．．．
    ，Ｎ−１｝の任意の順列、Ｗ_ｎは大きさ１の任意の複素数である。
41. 【請求項４１】 重み係数がＷ_ｎの複素共役であることを特徴とする請求項
    ３９に記載の相関器。
42. 【請求項４２】 第１のトランシーバで、長さＬ＝２^Ｎのペア相補シーケン
    スからのシーケンスの１つを使用して第２のトランシーバによって送信された受
    信スペクトラム拡散信号の相関を求める相関器であって、Ｎは任意の正の整数で
    あり、一方のシーケンスは長さＸの２つの短い成分相補シーケンスの連結として
    表現され、それぞれの成分シーケンスは長さＹ＝Ｌ／Ｘのシグネチャ・シーケン
    スに従ってＬ／Ｘ回反復され、＋１または−１で変調されていることを特徴とし
    、 スペクトラム拡散信号を受信し、成分相補シーケンスに対応する相関値の中間
    のペアを生成する長さＸの第１の相関器と、 長さＹ＝Ｌ／Ｘのインタリーブ・シーケンスの現在値に基づいて連続する時間
    範囲のそれぞれで相関値の中間のペアの一方を交互に供給し、その要素は集合｛
    ０，１｝に属し、成分シーケンスの連結順序はインタリーブ・シーケンスによっ
    て決定される第１の選択器と、 選択された中間相関値にシグネチャ・シーケンスの要素を掛けて、乗算された
    相関出力を生成する乗算器と、 乗算された相関出力とＸ個のメモリ手段を備える遅延ラインのフィードバック
    出力とを合計し、得られた合計を遅延ラインへの入力として供給する合計器を備
    え、 Ｙ個の連続する時間範囲の後、最終の相関値が得られた合計に対応することを
    特徴とする相関器。
43. 【請求項４３】 ｎ＝１２、Ｌ＝４０９６、Ｘ＝２５６、Ｙ＝１６であるこ
    とを特徴とする請求項４２に記載の相関器。
44. 【請求項４４】 第１の相関器が請求項３８で定義されているような相関器
    であることを特徴とする請求項４２に記載の相関器。
45. 【請求項４５】 前記相関器が受信したスペクトラム拡散信号と複数のシグ
    ネチャを使用して生成された複数の直交シーケンスとの相関を求め、さらに それぞれが選択された中間相関値に異なるシグネチャ・シーケンスの要素を掛
    けて、対応する乗算された相関出力を生成する複数の乗算器と、 それぞれの合計器が乗算器の１つに対応し、乗算された相関出力とＸ個のメモ
    リ手段を備える対応する遅延ラインのフィードバック出力とを合計し、得られた
    合計を遅延ラインへの入力として供給する合計器を複数の合計器を備え、 Ｙ個の連続する時間範囲の後に、それぞれの合計器からの直交シーケンスのそ
    れぞれの最終相関値がそれぞれの合計器の得られた合計に対応することを特徴と
    する請求項４２に記載の相関器。
46. 【請求項４６】 １６個のシグネチャ、１６個の乗算器、１６個の合計器、
    および１６個の遅延ラインがあり、１６の直交シーケンスに対応する１６個の相
    関値を出力することを特徴とする請求項４２に記載の相関器。
47. 【請求項４７】 ３２個のシグネチャ、３２個の乗算器、３２個の合計器、
    および３２個の遅延ラインがあり、３２の直交シーケンスに対応する３２個の相
    関値を出力することを特徴とする請求項４６に記載の相関器。
48. 【請求項４８】 第１の選択器出力が１６個のシグネチャとともに３２個の
    乗算器のうちの１６個に結合され、さらに 長さＹ＝Ｌ／Ｘの第２のインタリーブ・シーケンスの現在値に基づいて連続す
    る時間範囲のそれぞれで相関値の中間のペアの他方を交互に供給し、その要素は
    集合｛０，１｝に属し、成分シーケンスの連結順序はインタリーブ・シーケンス
    によって決定される第２の選択器を備え、 第２の選択器出力が残り１６個のシグネチャとともに３２個の乗算器のうちの
    残り１６個に結合されていることを特徴とする請求項４７に記載の相関器。
49. 【請求項４９】 相補シーケンスの前記ペアがゴーレイペアであり、第１の
    相関器が必要メモリ容量を減らすかまたはデータ処理演算回数を減らした効率の
    良いゴーレイ相関器であることを特徴とする請求項４２に記載の相関器。
50. 【請求項５０】 第１のトランシーバで、Ｎを任意の正の整数とする長さＬ
    ＝２^Ｎのペアゴーレイ相補シーケンスからシーケンスを１つ使用して第２のトラ
    ンシーバによって送信された受信スペクトラム拡散信号の相関を求める方法であ
    って、 長さＸの２つの短い成分相補シーケンスＡ（ｋ）およびＢ（ｋ）の連結として
    一方のゴーレイシーケンスを表現し、各成分シーケンスはＬ／Ｘ回反復され、か
    つ長さＹ＝Ｌ／Ｘのシグネチャ・シーケンスに従って＋１または−１だけ変調さ
    れ、連結の順序が要素を０または１とする長さＹ＝Ｌ／Ｘのインタリーブ・シー
    ケンスによって決定されるステップであって、 スペクトラム拡散信号を受信し、成分ゴーレイ相補シーケンスに対応する相関
    値の中間のペアを生成する長さＸのゴーレイ相関器を使用するステップと、 ゴーレイ相関器の第１の相関出力での中間相関値をＹ＝（Ｌ／Ｘ）−１以下の
    直列に連結された遅延ラインの第１のグループに格納し、それぞれの遅延ライン
    にＸ個のメモリ手段が用意されているステップと、 ゴーレイ相関器の第２の相関出力での中間相関値をＹ＝（Ｌ／Ｘ）−１以下の
    直列に連結された遅延ラインの第２のグループに格納し、それぞれの遅延ライン
    にＸ個のメモリ手段が用意されているステップと、 第１の相関器の出力と遅延ラインの第１のグループの出力にシグネチャ・シー
    ケンスの戻されたバージョンのそれぞれの要素を掛けるステップと、 第１の相関出力およびインタリーブ・シーケンスの戻されたバージョンの０で
    ない要素に対応する取り付けられている遅延ラインからの乗算された中間相関値
    のみと、第２の相関出力およびインタリーブ・シーケンスの反転バージョンと戻
    されたバージョンの０でない要素に対応する取り付けられている遅延ラインから
    の乗算された中間相関値のみを合計し、戻されたバージョンのインタリーブ・シ
    ーケンスの第１の要素が相関器出力に対応し、前記シーケンスの最後の要素がカ
    スケード配列の最後の遅延ラインの出力に対応するステップと、 最終相関値として合計ステップの結果を出力するステップを含む方法。
51. 【請求項５１】 ゴーレイ相関器が請求項３８で定義されているような相関
    器に対応することを特徴とする請求項５０に記載の方法。
52. 【請求項５２】 受信したスペクトラム拡散信号の相関がゴーレイ相補シー
    ケンスのペアからシーケンスの１つを使用して整合しない形で求められることを
    特徴とする請求項５０に記載の方法。
53. 【請求項５３】 受信したスペクトラム拡散信号の相関がゴーレイ相補シー
    ケンスのペアからシーケンスの１つを使用して整合した形で求められ、さらに 第２の相関器の出力と遅延ラインの第２のグループの出力にシグネチャ・シー
    ケンスの戻されたバージョンのそれぞれの要素を掛けるステップを含むことを特
    徴とする請求項５０に記載の方法。
54. 【請求項５４】 第２のトランシーバによって送信された受信信号の相関を
    求めるため第１のトランシーバで使用する相関器であって、 受信信号とペア相補シーケンスとの相関を求めるためのペア相補シーケンスに
    対応するマッチドフィルタと、 マッチドフィルタからのピーク出力を検出する検出器と、 検出されたピーク出力を使用して、第１のトランシーバと第２のトランシーバ
    との間の送信の同期をとるタイミング推定値を生成するタイミング回路を備える
    相関器。
55. 【請求項５５】 相補シーケンスのそれぞれに前記相補シーケンスの０でな
    いすべての遅延に対する最小非周期自己相関副ローブ値と前記相補シーケンスの
    ０の遅延に対する最大自己相関主ローブ値があることを特徴とする請求項５４に
    記載の相関器。
56. 【請求項５６】 第１のトランシーバが基地局で、第２のトランシーバが移
    動局であり、一方のシーケンスをランダム・アクセス・チャネル経由で移動局か
    ら基地局に送信されたランダム・アクセス・メッセージのプリアンブル部分とし
    て使用することを特徴とする請求項５４に記載の相関器。
57. 【請求項５７】 第１のトランシーバが移動局で、第２のトランシーバが基
    地局であり、一方のシーケンスをブロードキャスト・チャネル経由で基地局によ
    って送信された同期シーケンスとして使用することを特徴とする請求項５４に記
    載の相関器。
58. 【請求項５８】 相補シーケンスが長さ２またはそれ以上のゴーレイシーケ
    ンスであることを特徴とする請求項５４に記載の相関器。
59. 【請求項５９】 相補シーケンスの前記ペアがゴーレイペアであり、前記マ
    ッチドフィルタが、使用するメモリ容量を減らすかまたは、使用するデータ処理
    演算回数を減らした効率の良いゴーレイ相関器であることを特徴とする請求項５
    ４に記載の相関器。
60. 【請求項６０】 複数のゴーレイ相補シーケンスとともに基地局によって送
    信された受信信号の相関を求めるため移動体トランシーバで使用する一群の相関
    器であって、それぞれの相関器は、 受信信号とペアゴーレイ相補シーケンスとの相関を求めるためのペアゴーレイ
    相補シーケンスに対応するマッチドフィルタと、 マッチドフィルタからのピーク出力を検出する検出器と、 検出されたピーク出力を使用して、移動体トランシーバと基地局との間の送信
    の同期をとるタイミング推定値を生成するタイミング回路を備える一群の相関器
    。
61. 【請求項６１】 ゴーレイ相補シーケンスのそれぞれに前記ゴーレイ相補シ
    ーケンスの０でない遅延に対する最小非周期自己相関副ローブ値と前記ゴーレイ
    相補シーケンスの０の遅延に対する最大自己相関主ローブ値があることを特徴と
    する請求項６０に記載の一群の相関器。
62. 【請求項６２】 ゴーレイ相補シーケンスに、基地局によって送信され、基
    地局との一次および二次同期をとるために移動局によって使用される一次同期シ
    ーケンスと複数の二次同期シーケンスが含まれることを特徴とする請求項６０に
    記載の一群の相関器。
63. 【請求項６３】 それぞれの相関器のマッチドフィルタが、使用するメモリ
    容量を減らすか、または使用するデータ処理演算回数を減らした効率の良いゴー
    レイ相関器であることを特徴とする請求項６２に記載の一群の相関器。
64. 【請求項６４】 それぞれの相関器が請求項３８に記載の相関器に対応する
    ことを特徴とする請求項６２に記載の一群の相関器。
65. 【請求項６５】 基地局によって送信される一次同期コードと複数の二次同
    期コードを使用して移動局と基地局との同期をとる際に使用する方法であって、 一次同期コードとして一組のゴーレイ相補シーケンスの１つを提供するステッ
    プと、 二次同期コードとして一次同期コードとの相互相関が最小限となっている前記
    ゴーレイ相補シーケンスの組の他の複数のシーケンスを提供するステップと、 提供されている一次および二次同期コードを使用して基地局との一次同期およ
    び二次同期をとるステップを含む方法。
66. 【請求項６６】 一次同期コードと１７個の二次同期コードを一組２５６個
    の直交ゴーレイシーケンスから選択することを特徴とする請求項６５に記載の方
    法。
67. 【請求項６７】 しきい値を使用して最小の相互相関を決定することを特徴
    とする請求項６５に記載の方法。
68. 【請求項６８】 最小の相互相関が最小の非周期相互相関であることを特徴
    とする請求項６７に記載の方法。
69. 【請求項６９】 さらに、 効率の良い一群のゴーレイ相関器を使用して移動局で受信した信号と一次およ
    び二次同期コードとの相関を求めるステップを含むことを特徴とする請求項６５
    に記載の方法。